JP2009232569A - モータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な回路構成で正確に全電流検出を行うことができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】多相モータ１２にモータ駆動回路１９から多相駆動電流を供給して駆動制御するモータ駆動制御装置であって、前記各相の駆動電流を個別に検出する電流検出手段１７ｕ〜１７ｗと、該電流検出手段で検出した相駆動電流が供給されるダイオードオア回路２２を含む最大電流検出手段２１と、該最大電流検出手段で検出した最大相電流に基づいて前記モータ駆動回路の異常を検出する回路異常検出手段とを備えている。
【選択図】図２

Description

本発明は、多相モータにモータ駆動回路から多相駆動電流を供給して駆動制御するモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置に関する。

この種モータ駆動制御装置では、多相モータを駆動するモータ駆動回路を構成するスイッチング素子の異常を検出するために、多相モータに供給する最大相電流を検出する必要がある。
この最大相電流を検出するために、従来、モータ各相に実際に供給される電流信号の絶対値をとる絶対値回路と、この絶対値回路からのそれぞれの信号を重畳する加算器と、この加算器からの信号の極性を反転する反転器と、前記モータに流れる電流の極性を判別する電流方向判別回路と、この電流方向判別回路からの信号に応じて、前記加算器からの信号と反転器からの信号とを切り換える切換え手段を備えることにより、各相の全電流信号を考慮した電流フィードバック信号を得ることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開平６−１９４３９２号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、モータに実際に供給される各相の電流を検出して全電流を検出するために、フィルタ処理回路やピークホールド回路を必要とすることがない利点を有するものであるが、モータに供給する電流を制御するモータ駆動回路のインバータのハイサイド側のスイッチング素子又はローサイド側のスイッチング素子に流れるパルス幅変調されて激しく変化する電流をモータの相駆動電流として検出することはできないという未解決の課題がある。

また、上記従来例にあっては矩形波状のモータ駆動電流を検出するので、相電流を絶対値化してから加算器により加算されるので、２倍の相電流を加算していることになり、実際の全電流レベルをあわせるために１／２ゲインを乗算して出力する必要があり、任意波形の場合、検出した相電流を加算器により加算した後、実際の全電流レベルを合わせることは不可能であり、正確な全電流検出を行うことができないという未解決の課題もある。

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、簡単な回路構成で正確に全電流検出を行うことができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、第１の形態に係るモータ駆動制御装置は、多相モータにモータ駆動回路から多相駆動電流を供給して駆動制御するモータ駆動制御装置であって、
前記各相の駆動電流を個別に検出する電流検出手段と、該電流検出手段で検出した相駆動電流が供給されるダイオードオア回路を含む最大電流検出手段と、該最大電流検出手段で検出した最大相電流に基づいて前記モータ駆動回路の異常を検出する回路異常検出手段とを備えたことを特徴としている。

また、第２の形態に係るモータ駆動制御装置は、第１の形態において、前記ダイオードオア回路は各相駆動電流が個別に供給される各相ダイオードと、該ダイオードの出力側に一端が接続された他端が互いに接続された各相抵抗とで構成され、前記最大電流検出手段は、前記ダイオードオア回路の出力側とアースとの間に接続された充放電用コンデンサを有し、該充放電用コンデンサと前記各相抵抗とで平滑フィルタを構成したことを特徴としている。

さらに、第３の形態に係るモータ駆動制御装置は、第２の形態において、前記充放電用コンデンサと並列に放電用抵抗が接続されていることを特徴としている。
さらにまた、第４の形態に係るモータ駆動制御装置は、第１乃至第３の何れか１つの形態において、前記電流検出手段は、前記モータ駆動回路を構成するインバータの各下側アームの各スイッチング素子に流れる駆動電流を検出するように構成されていることを特徴としている。

なおさらに、第５の形態に係るモータ駆動制御装置は、第１乃至第３の形態の何れか１つの形態において、前記電流検出回路は、前記モータ駆動回路を構成するインバータの各上側アームの各スイッチング素子に流れる駆動電流を検出するように構成されていることを特徴としている。
また、第６の形態に係るモータ駆動制御装置は、第１乃至第３の形態の何れか１つの形態において、前記電流検出回路は、前記モータ駆動回路と前記多相モータとの間の相駆動電流を検出するように構成されていることを特徴としている。

さらに、第７の形態に係るモータ駆動制御装置は、第１乃至第６の形態の何れか１つの形態において、前記電流検出回路は、電流フィードバック用の電流検出回路で構成されていることを特徴としている。
さらにまた、第８の形態に係る電動パワーステアリング装置は、ステアリング系に対して操舵補助力を発生する電動モータのモータ駆動制御装置として請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置を適用したことを特徴としている。

本発明によれば、電流検出手段で検出した各相駆動電流を、ダイオードオア回路を含む最大電流検出手段に供給することにより最大相電流を検出するので、簡易な構成で正確に最大相電流を検出することができるという効果が得られる。
また、最大電流検出手段に平滑フィルタを内蔵することにより、モータ電流の検出位置がモータ駆動回路を構成するインバータの上側アームのスイッチング素子又は下側アームのスイッチング素子に流れる電流をモータ相駆動電流として検出する場合のように、パルス幅変調されて激しく変化する電流であっても正確に最大相電流を検出することができる。

さらに、平滑フィルタを構成する充放電用コンデンサと並列に放電用抵抗を接続することにより、平滑フィルタを構成する充放電用コンデンサに保持された最大相駆動電流を時間と共に更新することができ、充放電用コンデンサに常時正確な最大相駆動電流を保持することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。

このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。
そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。

このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１０に連結された操舵補助力を発生する電動機としての３相のブラシレスモータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を非接触の磁気センサで検出するように構成されている。

ブラシレスモータ１２は、図２に示すように、一端を互いに接続した三相の励磁コイルを有し、各励磁コイルの他端に、後述するモータ駆動回路１９に接続されて、個別に相駆動電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ及びＩｍｗが供給される。
そして、操舵トルクセンサ３から出力される操舵トルク検出値Ｔは、図１に示すように、コントロールユニット１５に入力され、このコントロールユニット１５にはバッテリーＢからイグニッションスイッチＩＧを介してイグニッション信号が供給されると共にバッテリーＢから直接電力が供給されるコントロールユニット１５に入力される。

このコントロールユニット１５には、図１及び図２に示すように、トルク検出値Ｔの他に車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖと、モータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗで検出したブラシレスモータ１２の検出電流Ｉｕ〜Ｉｗと、ブラシレスモータ１２の回転位置を検出する回転位置検出器１８で検出した回転位置検出信号が入力される。
そして、コントロールユニット１５では、マイクロコンピュータ３０で各入力信号に基づいて所定の演算処理を実行してブラシレスモータ１２の各相の電圧指令値Ｖｕｔ〜Ｖｗｔを算出し、これら電圧指令値Ｖｕｔ〜Ｖｗｔを図２に示すようにＦＥＴゲート駆動回路３１に出力し、このＦＥＴゲート駆動回路３１から出力されるパルス幅変調信号でなるゲート駆動信号がモータ駆動回路１９に供給される。

ここで、モータ駆動回路１９は、図２に示すように、バッテリーＢに電源リレー２０を介して連結された電界効果トランジスタで構成される３つのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５で構成される上側アームと、これら上側アームのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５と接地との間に個別に接続された３つのスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４及びＴｒ６で構成される下側アームとを有する３相インバータ回路で構成されている。そして、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２の接続点がブラシレスモータ１２のＵ相入力端子ｔｕに接続され、スイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ４の接続点がブラシレスモータ１２のＶ相入力端子ｔｖに接続され、スイッチング素子Ｔｒ５及びＴｒ６の接続点がブラシレスモータ１２のＷ相入力端子ｔｗに接続されている。

また、モータ電流検出部１７ｕ、１７ｖ及び１７ｗの夫々は、図２示すように、モータ駆動回路１９の下側アームを構成する３つのスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４及びＴｒ６と接地との間に接続された電流検出用抵抗としてのシャント抵抗ＲＳｕ、ＲＳｖ及びＲＳｗと、これらシャント抵抗ＲＳｕ、ＲＳｖ及びＲＳｗの端子間電圧を抵抗Ｒａｕ及びＲｂｕ、Ｒａｖ及びＲｂｖ並びにＲａｗ及びＲｂｗを介して検出する演算増幅器ＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗとで構成されている。演算増幅器ＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗの非反転入力と抵抗Ｒａｕ、Ｒａｖ及びＲａｗとの接続点と所定の制御電源＋２．５Ｖとの間にプルアップ抵抗Ｒｐｕ、Ｒｐｖ及びＲｐｗが接続されている。

そして、演算増幅器ＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗから出力されるブラシレスモータ１２の検出電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗがコントロールユニット１５の後述するＡ／Ｄ変換入力端子３０ｄに直接供給されると共に、最大電流検出手段としての最大電流検出回路２１に供給される。
この最大電流検出回路２１は、図２に示すように、演算増幅器ＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗから出力されるブラシレスモータ１２の検出電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが入力されるダイオードオア回路２２を備えている。このダイオードオア回路２２は、検出電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが個別にアノードに入力されるダイオードＤｕ、Ｄｖ及びＤｗと、これらダイオードＤｕ、Ｄｖ及びＤｗのカソードに一端が接続された抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗと、これら抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗの他端が互いに接続されたワイヤードオア部ＷＯとを備えている。

そして、ダイオードオア回路２２のワイヤードオア部ＷＯの出力側と接地との間に充放電用コンデンサＣが接続され、この充放電用コンデンサＣと並列に放電用抵抗Ｒｄが接続されている。この充放電用コンデンサＣとダイオードオア回路２２の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗとで平滑フィルタが構成されると共に、充放電用コンデンサＣに保持された最大相駆動電流が放電用抵抗Ｒｄを介して放電されることにより、充放電コンデンサＣで各時刻での最大相駆動電流を保持し、この充放電用コンデンサＣに保持されている最大相駆動電流が充放電用コンデンサＣの端子電圧Ｖｏｕｔとしてコントロールユニット１５のＡ／Ｄ変換入力端子３０ｄに供給される。

コントロールユニット１５は、図２に示すように、入力信号に対してＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換入力端子３０ｄを有するマイクロコンピュータ３０と、このマイクロコンピュータ３０から出力される電圧指令値Ｖｕｔ、Ｖｖｔ及びＶｗｔが入力されてモータ駆動回路１９の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対する電圧指令値Ｖｕｔ、Ｖｖｔ及びＶｗｔに応じたデューティ比のパルス幅変調信号Ｐ１〜Ｐ６を出力するＦＥＴゲート駆動回路３１とで構成されている。

ここで、ＦＥＴゲート駆動回路３１は、内部に設けたソフトウェアカウンタで構成されるＰＷＭパルス生成用アップダウンカウンタを有し、このカウンタのカウント値で形成される三角波と電圧指令値Ｖｕｔ〜Ｖｗｔとに基づいてＰＷＭ信号Ｐ１〜Ｐ６を形成する。
マイクロコンピュータ３０には、そのＡ／Ｄ変換入力端子３０ｄにモータ電流検出部１７ｕ〜１７ｗで検出した検出電流Ｉｕ〜Ｉｗが入力されると共に、操舵トルクセンサ３から出力される操舵トルク検出値Ｔが入力されている。また、マイクロコンピュータ３０の他の入力端子に車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖと、回転検出器１８で検出した回転位置検出信号φとが入力されている。

そして、マイクロコンピュータ３０では、演算処理を実行する中央処理装置（ＣＰＵ）３０ａ、中央処理装置３０ａで実行する演算処理の処理プログラムを格納するＲＯＭ３０ｂ及び中央処理装置３０ａの演算過程で必要とする値及び演算結果を記憶するＲＡＭ３０ｃを少なくとも備え、中央処理装置３０ａで図３に示す操舵制御処理を実行すると共に、図５に示すフェールセーフ制御処理を実行する。

ここで、操舵補助制御処理は、図３に示すように、所定時間（例えば１ｍｓｅｃ）毎にタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップＳ１で、操舵トルクセンサ３、車速センサ１６、モータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗ、回転位置検出器１８等の各種センサの検出値を読込み、次いでステップＳ２に移行して、操舵トルクＴをもとに図４に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔを算出してからステップＳ３に移行する。

この操舵補助電流指令値算出マップは、図４に示すように、横軸に操舵トルクＴをとり、縦軸に操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔをとると共に、車速Ｖをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクＴが"０"からその近傍の設定値Ｔｓ１までの間は操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔが"０"を維持し、操舵トルクＴが設定値Ｔｓ１を超えると最初は操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔが操舵トルクＴの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴが増加すると、その増加に対して操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔが急峻に増加するように設定され、この特性曲線が車速の増加に従って傾きが小さくなるように設定されている。

ステップＳ３では、モータ電気角θを微分してモータ角速度ωを算出し、次いでステップＳ４に移行して、モータ角速度ωを微分してモータ角加速度αを算出し、次いでステップＳ５に移行して、モータ角速度ωに車速Ｖに応じて設定された補償係数Ｋｃを乗算して収斂性補償値Ｉｃ（＝ω・Ｋｖ）を算出してからステップＳ６に移行する。
このステップＳ６では、モータ角加速度αに基づいて慣性補償値Ｉｉを算出し、次いでステップＳ７に移行して、操舵補助電流指令値ＩｒｅｆｔにステップＳ５及びＳ６で算出した収斂性補償値Ｉｃ及び慣性補償値Ｉｉを加算して補償後操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔ′を算出し、次いでステップＳ８で算出した操舵補助電流指令補償値Ｉｒｅｆｔ′にｄ−ｑ軸指令値演算処理を実行してｄ軸目標電流Ｉｄｔ及びｑ軸目標電流Ｉｑｔを算出し、次いでステップＳ９に移行して２相／３相変換処理を行ってモータ電流指令値Ｉｕｔ〜Ｉｗｔを算出する。

次いで、ステップＳ１０に移行して、モータ電流指令値Ｉｕｔ〜Ｉｗｔから検出電流Ｉｕ〜Ｉｗを減算して電流偏差ΔＩｕ〜ΔＩｗを算出し、次いでステップＳ１１に移行して、電流偏差ΔＩｕ〜ΔＩｗについてＰＩ制御処理を行って電圧指令値Ｖｕｔ〜Ｖｗｔを算出し、次いでステップＳ１２に移行して算出した電圧指令値Ｖｕｔ〜ＶｗｔをＦＥＴゲート駆動回路３１に出力してから操舵補助制御処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

また、フェールセーフ制御処理は、図５に示すように、所定時間（例えば１ｍｓｅｃ）毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップＳ２１で初期状態であるか否かを判定し、初期状態であるときには、ステップＳ２２に移行して、電源リレー２０をオン状態とし、次いでステップＳ２３に移行して異常検出回数Ｎａを“０”にクリアしてからステップＳ２４に移行し、初期状態でないときには直接ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４では、最大電流検出回路２１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを読込み、次いでステップＳ２５に移行して、読込んだ出力電圧Ｖｏｕｔが予め設定したモータ駆動回路１９の直列に接続されたスイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２、Ｔｒ３及びＴｒ４並びにＴｒ５及びＴｒ６の何れかが短絡状態にあるかを検出可能な閾値Ｖｔｈ以上であるか否かを判定し、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値Ｖｔｈ未満であるときには、モータ駆動回路１９のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６が正常であると判断してそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

一方、ステップＳ２５の判定結果が、Ｖｏｕｔ≧Ｖｔｈであるときには、モータ駆動回路１９の上側アームのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５の何れか１つ又はそれ以上が短絡状態であると判断してステップＳ２６に移行して、異常検出回数Ｎａを“１”だけインクリメントしてからステップＳ２７に移行して、異常検出回数Ｎａが予め設定した所定値Ｎａｓに達したか否かを判定し、Ｎａ＜Ｎａｓであるときにはそのままタイマ割込処理を終了し、Ｎａ≧Ｎａｓであるときには、ステップＳ２８に移行して電源リレー２０をオフ状態に制御してからフェールセーフ制御処理を終了する。
この図５のフェールセーフ制御処理が異常検出手段に対応している。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、車両がイグニッションスイッチＩＧをオフ状態として停車しており、コントロールユニット１５に電源が供給されていないと共に、電源リレー２０がオフ状態となってモータ駆動回路１９が作動停止状態にあり、ブラシレスモータ１２も各励磁コイルに電流が供給されておらず停止しているものとする。

この状態で、イグニッションスイッチＩＧをオン状態とすると、これによってバッテリーＢから電力がコントロールユニット１５に投入され、コントロールユニット１５のマイクロコンピュータ３０が作動状態となると共に、操舵トルクセンサ３、車速センサ１６、回転位置検出器１８が作動状態となる。
このため、マイクロコンピュータ３０の中央処理装置３０ａで図３及び図５の処理が、実行開始される。このとき、図５のフェールセーフ処理で、初期状態であると判断されて、電源リレー２０がオン状態に制御されると共に、異常検出回数Ｎａが“０”にクリアされる。

このため、モータ駆動回路１９にバッテリーＢから電源リレー２０を介して電力が供給されて、作動可能な状態となる。また、ＦＥＴゲート駆動回路３１ではソフトウェアカウンタで構成されるＰＷＭパルス生成用カウンタが作動される。
この状態で、ステアリングホイール１が操舵されておらず、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルク検出値Ｔが電圧Ｖ₀であり、車両が停車していて車速センサ１６で検出される車速Ｖも"０"であるものとする。

この状態で、マイクロコンピュータ３０の中央処理装置３０ａで図３に示す操舵制御処理を実行すると、操舵トルク検出値Ｔが“０”であり、車両が停車していて車速検出値Ｖも"０"であるので、図４の制御マップを参照して算出される操舵補助指令値Ｉｒｅｆｔも"０"となり、ブラシレスモータ１２が停止しているので、回転位置検出器１８で検出される回転位置信号に基づいて電気角θが検出されるが、モータ角速度ω及びモータ角加速度αも“０”となり、各種補償値Ｉｃ及びＩｉも"０"となり、補償後操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔ′が"０"となる。この補償後トルク指令値Ｉｒｅｆｔ′がｄ−ｑ軸電流指令値演算処理されて、電気角θ及びモータ角速度ωに基づいてｄ−ｑ軸座標系での指令値演算が行われて、ｄ軸目標電流Ｉｄｔ及びｑ軸目標電流Ｉｑｔが算出され、これらｄ軸目標電流Ｉｄｔ及びｑ軸目標電流Ｉｑｔが２相／３相変換されて夫々"０"の３相電流指令値Ｉｕｔ〜Ｉｗｔに変換される。

一方、モータ駆動回路１９が停止されているので、モータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗで検出される検出電流Ｉｕ〜Ｉｗも"０"であることから、３相電流指令値Ｉｕｔ〜Ｉｗｔと検出電流Ｉｕ〜Ｉｗとの電流偏差ΔＩｕ〜ΔＩｗも"０"となり、ＰＩ電流制御処理で算出される電圧指令値Ｖｕｔ〜Ｖｗｔも"０"となって、これら電圧指令値Ｖｕ〜ＶｗがＦＥＴゲート駆動回路３１に出力される。

これに応じてＦＥＴゲート駆動回路３１から“０”のパルス幅変調信号Ｐ１〜Ｐ６がモータ駆動回路１９に出力されることになり、このモータ駆動回路１９から出力されるモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗも"０"となって、電動モータ１２が停止状態を継続する。
この電動モータ１２の停止状態で、ステアリングホイール１を右切り（又は左切り）操舵する所謂据え切りを行うと、操舵トルクセンサ３で操舵方向に応じた操舵トルクＴが検出され、この操舵トルクＴがコントロールユニット１５に供給されることにより、図３の操舵制御処理で、車速Ｖが"０"であるので、一番内側の特性曲線が選択されて操舵トルクＴの増大に応じて早めに大きな値となる操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔが算出される。また、操舵によりブラシレスモータ１２が回転されてモータ角速度ωとモータ角加速度αが算出される。

このため、収斂性補償値Ｉｃ及び慣性補償値Ｉｉが算出され、これらが操舵補助指令値Ｉｒｅｆｔに加算されて、補償後操舵補助指令値Ｉｒｅｆｔ′が算出され、この補償後操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔ′に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄｔ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｔが算出され、これらｄ軸電流指令値Ｉｄｔ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｔが２相／３相変換されて３相電流指令値Ｉｕｔ〜Ｉｗｔが算出される。

このとき、モータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗで検出される検出電流Ｉｕ〜Ｉｗが"０"であるので、電流偏差ΔＩｕ〜ΔＩｗは電流指令値Ｉｕｔ〜Ｉｗｔの値となり、これをＰＩ制御処理することにより電圧指令値Ｖｕｔ〜Ｖｗｔが算出され，これら電圧指令値Ｖｕｔ〜ＶｗｔがＦＥＴゲート駆動回路３１に出力される。
このため、ＦＥＴゲート駆動回路３１で、電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗに応じたパルス幅変調信号Ｐ１〜Ｐ６がモータ駆動回路１９の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に供給される。

したがって、モータ駆動回路１９から所定値のモータ電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗが出力されてブラシレスモータ１２が回転駆動されて、操舵トルクＴに応じた操舵補助トルクが発生され、これが減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２の出力軸２ｂに伝達されるので、据え切り状態での操舵を軽く行うことができる。
その後、車両を発進させると、車速センサ１６で検出される車速Ｖが増加することにより、走行中にステアリングホイール１を操舵したときに、操舵補助制御処理で算出される操舵補助電流指令値は図４のマップで車速Ｖが速くなるほど外側の特性曲線が選択されることになるので、操舵トルクＴの増加に対応する操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆｔの増加量が少なくなることにより、ブラシレスモータ１２で発生される操舵補助トルクも据え切り時に比較して小さい値となり、車速Ｖに応じた最適の操舵補助トルクを発生させることができる。

このように、モータ駆動回路１９が作動状態となってブラシレスモータ１２にモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗを供給して、ブラシレスモータ１２を回転駆動して、ステアリング系に対して操舵補助力を発生している状態では、操舵補助制御処理で算出される電圧指令値Ｖｕｔ〜Ｖｗｔに応じたモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗがモータ駆動回路１９からブラシレスモータ１２に供給される。

このとき、モータ駆動回路１９の下側アームを構成するスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４及びＴｒ６を流れる電流がモータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗで検出される。このモータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗで検出される検出電流Ｉｕ〜Ｉｗは、モータ駆動回路１９の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６が正常である場合には、これらスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がＦＥＴゲート駆動回路３１から出力されるパルス幅変調信号Ｐ１〜Ｐ６でゲートが駆動されることにより、図６に示すように、高周波数で変化する３相交流電流となる。

これら検出電流Ｉｕ〜Ｉｗは、ブラシレスモータ１２に供給される正弦波状のモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗに対して電気角で１８０度の位相差を有する電流となり、これら検出電流Ｉｕ〜Ｉｗがコントロールユニット１５のマイクロコンピュータ３０におけるＡ／Ｄ変換入力端子３０ｄに供給されると共に、最大電流検出回路２１に供給される。

この最大電流検出回路２１では、入力される検出電流Ｉｕ〜Ｉｗがダイオードオア回路２２に供給されることにより、検出電流Ｉｕ〜Ｉｗの正値の最大値が出力され、この最大値が抵抗Ｒｕ〜Ｒｗと充放電用コンデンサＣとで構成される平滑フィルタによって平滑化されると共に、充放電用コンデンサＣの蓄積電荷が放電用抵抗Ｒｄを介して放電されることにより、図７で実線図示のように、各モータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗの正方向のピーク値近傍の値を連接した波形となり、これが出力電圧Ｖｏｕｔとしてマイクロコンピュータ３０のＡ／Ｄ変換入力端子３０ｄに供給される。

このため、図５に示すフェールセーフ制御処理が実行されることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値Ｖｔｈ未満となり、そのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
しかしながら、モータ駆動回路１９の直列に接続されたスイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２、Ｔｒ３及びＴｒ４並びにＴｒ５及びＴｒ６の少なくとも１つが短絡状態となると、短絡状態となったスイッチング素子Ｔｒｉ（ｉ＝１，３，５）、Ｔｒｊ（ｊ＝２，４，６）に対応するモータ駆動電流Ｉｋ（ｋｊ＝ｕ、ｖ、ｗ）の電流値が通常電流値のピーク値より高い過電流状態となる。

このため、図５のフェールセーフ制御処理において、ステップＳ２５で最大電流検出回路２１の出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ以上となることにより、ステップＳ２６に移行して、異常検出回数Ｎａを“０”から“１”にインクリメントする。この状態では、異常検出回数Ｎａが所定値Ｎａｓ未満であるので、タイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに戻る。しかしながら、スイッチング素子Ｔｒｉの短絡異常が継続している場合に、所定時間が経過して再度図５のタイマ割込処理が実行されたときにもＶｏｕｔ≧Ｖｔｈの状態を継続することから異常検出回数Ｎａがさらにインクリメントされる。

この状態を継続して異常検出回数Ｎａが所定値Ｎａｓに達すると、ステップＳ２８に移行して、電源リレー２０をオフ状態に制御してフェールセーフ制御処理を終了する。このように、電源リレー２０がオフ状態に制御されると、バッテリーＢからモータ駆動回路１９に供給される電力が遮断されることにより、このモータ駆動回路１９からブラシレスモータ１２に供給されるモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗが停止されて、ブラシレスモータ１２が駆動停止されて、フェールセーフ機能を発揮することができる。

このように、上記第１の実施形態によれば、フィードバック制御用のモータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗを利用して、これらモータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗで検出される検出電流Ｉｕ〜Ｉｗを、ダイオードオア回路を含む最大電流検出回路２１に供給して最大電流を検出するので、簡易な構成で最大電流を正確に検出することができる。
しかも、最大電流検出回路２１のダイオードオア回路２２の出力側に平滑フィルタを形成したので、この平滑フィルタによってモータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗから出力される検出電流Ｉｕ〜Ｉｗが高周波数で変化する場合であっても、平滑化して波形状を有する最大電流波形を得ることができ、この最大電流波形を充放電用コンデンサＣの端子間電圧として出力電圧Ｖｏｕｔを得るので、出力電圧Ｖｏｕｔが高周波数で変動することを確実に抑制して、正確な最大電流を検出することができる。

そして、最大電流検出回路２１で検出した最大電流に応じた出力電圧Ｖｏｕｔが閾値Ｖｔｈ以上であるか否かによって、モータ駆動回路１９を構成する上側アームのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５の短絡異常を正確に検出することができる。
さらに、上記構成を有するモータ制御装置を電動パワーステアリング装置に適用したので、モータ駆動電流の最大駆動電流を正確に検出して、モータ駆動回路１９の異常発生を正確に検出することができる電動パワーステアリング装置を提供することができる。

次に、本発明の第２の実施形態を図８〜図９について説明する。
この第２の実施形態では、モータ電流検出回路をモータ駆動回路１９及びブラシレスモータ１２を接続するモータ接続線にモータ電流検出回路を設けたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図８に示すように、モータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗのシャント抵抗ＲＳｕ〜ＲＳｗをモータ駆動回路１９及びブラシレスモータ１２を接続する３相モータ接続線Ｌｕ〜Ｌｗに介挿し、これらシャント抵抗ＲＳｕ〜ＲＳｗの両端電圧を抵抗Ｒａｕ及びＲｂｕ、抵抗Ｒａｖ及びＲｂｖ並びに抵抗Ｒａｗ及びＲｂｗを介して演算増幅器ＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗに入力するよう構成したことを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有する。

この第２の実施形態においては、モータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗでモータ駆動回路１９及びブラシレスモータ１２間のモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗを検出するので、これらモータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗで検出するモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗは、図９に示すように、パルス状電流ではなく、連続的な電流波形となる。
また、最大電流検出回路２１で検出する最大電流波形は、図１０で実線図示のようにモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗと同一位相で、その正側のピーク値近傍を連ねた波形状の波形となる。

このとき、シャント抵抗ＲＳｕ〜ＲＳｗがモータ駆動回路１９のスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４及びＴｒ６と直結していないので、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の短絡状態については検出することはできないが、モータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗがブラシレスモータ１２の励磁コイルに直結されているので、ブラシレスモータ１２の地絡について検出することができ、フェールセーフ制御処理に適用することができる。

次に、本発明の第３の実施形態を図１１〜図１３について説明する。
この第３の実施形態は、前述した第１の実施形態において、モータ駆動回路１９の上側アームのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ６を流れるモータ駆動電流を検出するようにしたものである。
この第３の実施形態では、図１１に示すように、モータ駆動回路１９の上側アームのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５と直列にシャント抵抗ＲＳｕ〜ＲＳｗを介挿し、これらシャント抵抗ＲＳｕ〜ＲＳｗの両端電圧を抵抗Ｒａｕ及びＲｂｕ、抵抗Ｒａｖ及びＲｂｖ並びに抵抗Ｒａｗ及びＲｂｗを介して演算増幅器ＯＰｕ、ＯＰｖ及びＯＰｗに入力するよう構成したことを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有する。

この第３の実施形態によれば、モータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗで検出する検出電流Ｉｕ〜Ｉｗは、図１２に示すように、高周波数で変化する３相交流波形となり、ブラシレスモータ１２に供給される正弦波のモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗと同相の波形となる。このため、最大電流検出回路２１で検出した最大電流は図１３で実線図示のようにモータ駆動電流Ｉｍｕ〜Ｉｍｗと同一位相で、その正側のピーク値近傍を連ねた波形状の波形となる。

この第３の実施形態によれば、モータ電流検出回路１７ｕ〜１７ｗのシャント抵抗ＲＳｕ〜ＲＳｗがモータ駆動回路１９のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５と直結していると共に、これらスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５を介してブラシレスモータ１２の励磁コイルに接続されているので、モータ駆動回路１９のスイッチング素子の短絡状態と、ブラシレスモータ１２の地絡状態との双方を検出することができる。

なお、上記第１〜第３の実施形態においては、ＦＥＴゲート駆動回路３１でＰＷＭパルス生成用アップダウンカウンタをソフトウェアカウンタの構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ハードウェアで構成されるＰＷＭパルス生成アップダウンカウンタを使用してもよく、さらには三角波の上下の頂点をマイクロコンピュータ３０の中央処理装置３０ａに通知可能な構成を有する他の構成の三角波発生器を適用することもできる。

また、上記第１〜第３の実施形態においては、マイクロコンピュータ３０とＦＥＴゲート駆動回路３１とが別体である場合について説明したが、これに限定されるものではなく、マイクロコンピュータ３０の中央処理装置３０ａにＦＥＴゲート駆動回路３１の機能を持たせるようにしてもよい。
さらに、上記第１〜第３の実施形態においては、モータ駆動回路１９のスイッチング素子を電界効果トランジスタで構成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ素子等の他のスイッチング素子を適用することもできる。

さらにまた、上記第１〜第３の実施形態においては、ブラシレスモータ１２が３相ブラシレスモータである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、４相以上の多相ブラシレスモータであっても、本発明を適用することができる。
なおさらに、上記第１〜第３の実施形態においては、本発明のモータ駆動制御装置を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置のキャリパを駆動する電動モータを駆動制御するモータ駆動制御装置に本発明を適用することができ、その他の電動式車載搭載機器や、車載搭載機器以外のブラシレスモータを有する産業用機器に本発明を適用することができる。

本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示すシステム構成図である。 モータ駆動装置を示すブロック図である。 コントロールユニットのマイクロコンピュータで実行する操舵補助制御処理手順の一例を示すフローチャートである。 操舵補助指令値算出マップを示す特性線図である。 コントロールユニットのマイクロコンピュータで実行するフェールセーフ制御処理手順の一例を示すフローチャートである。 第１の実施形態のモータ電流検出回路で検出するモータ駆動電流波形を示す波形図である。 第１の実施形態における最大駆動電流波形及びモータ駆動電流波形を示す波形図である。 本発明の第２の実施形態を示すモータ駆動装置を示すブロック図である。 第２の実施形態におけるモータ電流検出回路で検出したモータ駆動電流波形を示す波形図である。 第２の実施形態における最大駆動電流波形及びモータ駆動電流波形を示す波形図である。 本発明の第３の実施形態を示すモータの駆動回路を示すブロック図である。 第３の実施形態におけるモータ電流検出回路で検出したモータ駆動電流波形を示す波形図である。 第３の実施形態における最大駆動電流波形及びモータ駆動電流波形を示す波形図である。

符号の説明

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…操舵トルクセンサ、８…ステアリングギヤ、１０…操舵補助機構、１２…ブラシレスモータ、１５…コントロールユニット、Ｂ…バッテリー、ＩＧ…イグニッションキー、１６…車速センサ、１７ｕ〜１７ｗ…モータ電流検出回路、ＲＳｕ〜ＲＳｗ…シャント抵抗、ＯＰｕ〜ＯＰｗ…演算増幅器、１８…回転位置検出器、１９…モータ駆動回路、２０…電源リレー、２１…最大電流検出回路、２２…ダイオードオア回路、３０…マイクロコンピュータ、３１…ＦＥＴゲート駆動回路

Claims (8)

1. 多相モータにモータ駆動回路から多相駆動電流を供給して駆動制御するモータ駆動制御装置であって、
   前記各相の駆動電流を個別に検出する電流検出手段と、該電流検出手段で検出した相駆動電流が供給されるダイオードオア回路を含む最大電流検出手段と、該最大電流検出手段で検出した最大相電流に基づいて前記モータ駆動回路の異常を検出する回路異常検出手段とを備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記ダイオードオア回路は各相駆動電流が個別に供給される各相ダイオードと、該ダイオードの出力側に一端が接続され、他端が互いに接続された各相抵抗とで構成され、前記最大電流検出手段は、前記ダイオードオア回路の出力側とアースとの間に接続された充放電用コンデンサを有し、該充放電用コンデンサと前記各相抵抗とで平滑フィルタを構成したことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記充放電用コンデンサと並列に放電用抵抗が接続されていることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記電流検出手段は、前記モータ駆動回路を構成するインバータの各下側アームの各スイッチング素子に流れる駆動電流を検出するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記電流検出回路は、前記モータ駆動回路を構成するインバータの各上側アームの各スイッチング素子に流れる駆動電流を検出するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
6. 前記電流検出回路は、前記モータ駆動回路と前記多相モータとの間の相駆動電流を検出するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
7. 前記電流検出回路は、電流フィードバック用の電流検出回路で構成されていることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
8. ステアリング系に対して操舵補助力を発生する電動モータのモータ駆動制御装置として請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置を適用したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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