JP2009171090A

JP2009171090A - 損失信号修復方法および損失信号修復回路

Info

Publication number: JP2009171090A
Application number: JP2008005405A
Authority: JP
Inventors: Hideki Uchiki; 英喜内木
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2008-01-15
Filing date: 2008-01-15
Publication date: 2009-07-30
Anticipated expiration: 2028-01-15
Also published as: JP5001866B2

Abstract

【課題】回路面積の増大を防止し、電力消費の増大を防止し、且つクロックのタイミング管理が容易な損失信号修復方法および損失信号修復回路を提供することを目的としている。
【解決手段】有線伝送路を通じて受信した受信信号の損失を修復する損失信号修復方法であって、（ｉ）受信信号Ｓrの一定期間での振幅最大値Ｖppを測定する工程と、（ii）振幅最大値Ｖppに所定定数を掛けて参照振幅Ｖrefを求め、受信信号Ｓrの全波整流処理後の信号振幅Ｖsigが一定期間常に参照振幅Ｖrefよりも大きくなる様に受信信号Ｓrを強調する工程とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、有線伝送路を通じて受信する受信信号の損失を自動的に修復する損失信号修復方法および損失信号修復回路に関する。

有線伝送路を通じて信号を受信すると、例えば長距離伝送や高速伝送の場合、受信信号の高周波成分が減衰するため、受信信号の高周波成分を正しく再現できない。そこで従来より、受信信号の減衰した高周波成分を自動的に修復する損失信号修復回路が提案されている（例えば非特許文献１，２）。

非特許文献１の損失信号修復回路では、ハイパスフィルタにより受信信号の高周波成分を抽出し、スライサ回路によりその抽出信号を減衰し、強調回路によりその減衰信号がその抽出信号に近づく様にその抽出信号を強調することで、減衰した高周波成分を自動的に修復している。

また非特許文献２の損失信号修復回路では、受信信号のジッタを測定しそのジッタを小さくする様に回路定数を調整することで、減衰した高周波成分を自動的に修復している。

S.Gondi, J.Lee,D.Takeuchi,B.Razavi, "A 10Gb/s CMOS Adaptive Equalizer for Backplane Applications," ISSCC Dig.tech.Papers,pp.328-329,Feb.,2005 Y.Hidaka, W.Gai, et al., "A 4-Channel 3.1/10.3Gb/s Transceiver Macro with a Pattern-Tolerant Adaptive Equalizer," ISSCC Dig.tech.Papers,pp.442-443,Feb.,2007

非特許文献１の損失信号修復回路では、ハイパスフィルタを備えるので、回路面積が大きくなるという問題点がある。

また非特許文献２の損失信号修復回路では、受信信号のジッタを測定する事が可能な十分速度なサンプリングをする必要があるので、電力消費が大きくなるという問題点や、クロックのタイミング管理が難しいという問題点がある。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、回路面積の増大を防止し、電力消費の増大を防止し、且つクロックのタイミング管理が容易な損失信号修復方法および損失信号修復回路を提供することを目的としている。

上記課題を解決する為に、本発明の第１の形態は、有線伝送路を通じて受信した受信信号の損失を修復する損失信号修復方法であって、（ｉ）前記受信信号の一定期間での振幅最大値を測定する工程と、（ii）前記振幅最大値に所定定数を掛けて第２参照振幅を求め、前記受信信号の全波整流処理後の信号振幅が一定期間常に前記第２参照振幅よりも大きくなる様に前記受信信号を強調する工程と、を備えるものである。

本発明の第１の形態によれば、従来の様にハイパスフィルタおよび受信信号Ｓrのジッタの測定を必要としないので、回路面積の増大を防止し、電力消費の増大を防止し、且つクロックのタイミング管理を容易にできる。

実施の形態１．
この実施の形態に係る損失信号修復回路は、有線伝送路を通じて受信した受信信号の損失（減衰）を修復するものである。

まず図１に基づきこの損失信号修復回路で用いられる修復原理（損失信号修復方法）を説明する。

一般に、高周波成分および低周波成分を含み振幅最大値Ｖppの信号（入力信号）Ｓiを有線伝送路で送信すると、受信側では、その信号（受信信号）Ｓrは、有線伝送路によって損失を受けるので、特に高周波成分が減衰した状態で受信される。

入力信号Ｓiに着目すると、理想波形では損失（減衰）は無いので、図１（ａ）〜（ｃ）の様に、その低周波成分Ｓi^Lの全波整流処理後の信号振幅Ｖsigの平均値（以後、振幅平均値と呼ぶ）Ｖave^Lは、全波整流処理後の波形にリップルＲが存在してもその幅ｈは非常に短いので、式１となる。

Ｖave^L＝Ｖpp ・・・式１。

また入力信号Ｓiの高周波成分Ｓi^Hの全波整流処理後の振幅平均値Ｖave^Hは、図１（ｄ）〜（ｆ）の様に、高周波成分Ｓi^Hをサイン波近似した場合は、式２となる。尚、式２の係数は、高周波成分Ｓi^Hをサイン波近似した場合なので２／πであるが、他の関数で近似した場合は、その関数に応じて異なる値になる。

Ｖave^H＝（２／π）×Ｖpp ・・・式２。

従って式１および式２から、入力信号Ｓiの高周波成分Ｓi^Hの全波整流処理後の振幅平均値Ｖave^Hは、式３となる。

Ｖave^H＝（２／π）×Ｖave^L ・・・式３。

式３は、損失の無い理想波形の信号において成立するものである。従って受信信号Ｓrを、その振幅平均値Ｖave^HおよびＶave^Lが式３を満たす様に強調すれば、受信信号Ｓrの損失を修復できる（即ち受信信号Ｓrの波形を入力信号Ｓrの波形に修復できる）。

実際には、図１のステップＳ１，Ｓ２の手順に従って、受信信号Ｓrが式３を近似的に満たす様に受信信号Ｓrを強調して、受信信号Ｓiの損失を修復する。

即ちステップ１で、受信信号Ｓrの振幅最大値（実際には十分な長さの一定期間での振幅最大値）Ｖppを測定し、その振幅最大値Ｖppを、受信信号Ｓrの低周波成分Ｓr^Lの全波整流処理後の振幅平均値Ｖave^Lとする。尚ここでは、受信信号Ｓrの低周波成分Ｓr^Lは殆ど減衰しないので、受信信号Ｓrの低周波成分Ｓr^Lの全波整流処理後の振幅平均値Ｖave^Lは、受信信号Ｓrの振幅最大値Ｖppとほぼ等しくなる事を利用している。

そしてステップ２で、式３に基づき、上記の測定した振幅平均値Ｖave^Lに所定定数（例えば２／π）を掛けて、受信信号Ｓrの高周波成分Ｓr^Hの全波整流処理後の振幅平均値Ｖave^H（第２参照振幅）を求める。そして、受信信号Ｓrの全波整流処理後の信号振幅Ｖsigが常に（実際には十分に長い一定期間常に）その求めた振幅平均値Ｖave^Hよりも大きくなる様に、受信信号Ｓrを強調する。その際、その信号振幅Ｖsigが上記の測定した振幅最大値Ｖpp以下になる様にすることが望ましい。この様にして受信信号Ｓrの損失を修復する。

尚、ステップＳ２では、受信信号Ｓrの高周波成分Ｓr^Hの全波整流処理後の振幅平均値Ｖave^Hを測定するのは技術的に困難なので、上記の様に受信信号Ｓrの全波整流処理後の信号振幅Ｖsigが一定期間常に上記の求めた振幅平均値Ｖave^Hよりも大きくなる様に受信信号Ｓrを強調することで、上記の様に、受信信号Ｓrの振幅平均値Ｖave^HおよびＶave^Lが式３を近似的に満たす様にしている。

次に図２に基づき、この損失信号修復回路の構成について説明する。この損失信号修復回路の構成は、上記の修復原理に基づき構成されたものである。

この損失信号修復回路１は、図２の様に、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigを調整するイコライザ部３と、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigを測定する振幅測定部５と、イコライザ部３および振幅測定部５を制御する制御回路７とを備える。

イコライザ部３は、その処理モードが制御回路７により第１処理モードと第２処理モードとに切換制御され、第１処理モードでは、受信信号Ｓrを調整せずに出力し、第２処理モードでは、制御回路７の制御に応じて受信信号Ｓrを強調して出力するものである。ここでは、イコライザ部３は、初期状態では第１処理モードに設定されており、制御回路７により第２処理モードに切換制御される。

このイコライザ部３は、例えば複数のイコライザＥＱが相互に直列に連結されて構成される。各イコライザＥＱは、例えば図３の様に、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２と、定電流源Ｋ１，Ｋ２と、制御回路７により容量制御される可変コンデンサＣ１，Ｃ２と、入力端Ｔin１，Ｔin２と、出力端Ｔout１，Ｔout２とを備える。

抵抗Ｒ１、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン・ソース間および定電流源Ｋ１は、電源Ｖddと接地点Ａとの間に電源Ｖdd側からその順で直列接続されている。抵抗Ｒ２、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレイン・ソース間および定電流源Ｋ２は、電源Ｖddと接地点Ａとの間に電源Ｖdd側からその順で直列接続されている。可変コンデンサＣ１は、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１と定電流源Ｋ１との間のノードＮ１と接地点Ａとの間に接続されている。可変コンデンサＣ２は、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ２と定電流源Ｋ２との間のノードＮ２と接地点Ａとの間に接続されている。抵抗Ｒ３は、各ノードＮ１，Ｎ２の間に接続されている。各入力端Ｔin１，Ｔin２はそれぞれ、各ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲートに接続されている。各出力端Ｔout１，Ｔout２はそれぞれ、各ノードＮ３，Ｎ４に接続されている。尚、ノードＮ３は、抵抗Ｒ１とＮＭＯＳトランジスタＴｒ１との間の分岐点であり、ノードＮ４は、抵抗Ｒ２とＮＭＯＳトランジスタＴｒ２との間の分岐点である。

この回路構成により、各イコライザＥＱは、第１処理モードでは、入力端Ｔin１，Ｔin２に入力された信号を調整せずに出力端Ｔout１，Ｔout２から出力し、第２処理モードでは、制御回路７により可変コンデンサＣ１，Ｃ２の容量が調整されることで、入力端Ｔin１，Ｔin２に入力された信号を強調して出力端Ｔout１，Ｔout２から出力する。

振幅測定部５は、その処理モードが制御回路７により第１処理モードと第２処理モードとに切換制御され、第１処理モードでは、イコライザ部３の出力信号（即ち受信信号Ｓr）の一定期間での振幅最大値Ｖppを測定し、第２処理モードでは、その振幅最大値Ｖppに所定定数（例えば２／π）を掛けた値を第２参照振幅として設定し、イコライザ部３の出力信号の全波整流処理後の信号振幅Ｖsigが前記第２参照振幅値よりも大きいか否かを検出するものである。

尚、上記の振幅最大値Ｖppの測定は、参照振幅Ｖrefを一定期間常に受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigよりも大きくなるまで徐々に上昇させ、その様になった時の参照振幅Ｖrefを受信信号Ｓrの一定期間での振幅最大値Ｖppとする方法で行われる。

この振幅測定部５は、例えば、イコライザ部３の出力信号を増幅するバッファ回路５ａと、バッファ回路５ａで増幅された信号を全波整流処理する全波整流回路５ｂと、参照振幅Ｖrefを発生する参照振幅発生回路５ｃと、イコライザ部３の出力信号の全波整流処理後の信号振幅Ｖsigと参照振幅Ｖrefとを比較する電圧比較回路５ｄとを備えて構成される。

参照振幅発生回路５ｃは、その処理モードが制御回路７により第１処理モードと第２処理モードとに切換制御され、第１処理モードでは、参照振幅Ｖrefとして制御回路７の制御により絶対値の十分に小さな値から徐々に上昇される第１参照振幅を出力し、第２処理モードでは、第２処理モードへの切換時に出力した前記第１参照振幅を前記振幅最大値Ｖppとして前記第２参照振幅を設定し、参照振幅Ｖrefとしてその第２参照振幅を出力するものである。ここでは、参照振幅Ｖrefは、全波整流回路５ｂを介して電圧比較回路５ｄに出力されている。

電圧比較回路５ｄは、全波整流回路５ｂからの信号振幅Ｖsigと参照振幅Ｖrefとを比較し、信号振幅Ｖsigが参照振幅Ｖrefよりも大きい場合はＨレベル信号を制御回路７に出力し、信号振幅Ｖsigが参照振幅Ｖref以下の場合はＬレベル信号を制御回路７に出力する。

図４は、バッファ回路５ａ、全波整流回路５ｂおよび参照振幅発生回路５ｃの各々の回路構成の一例図である。

バッファ回路５ａは、図４の様に、抵抗Ｒ４，Ｒ５と、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４と、定電流源Ｋ３と、入力端Ｔin３，Ｔin４と、出力端Ｔout３，Ｔout４とを備える。

抵抗Ｒ４およびＮＭＯＳトランジスタＴｒ３のドレイン・ソース間は、電源Ｖddと定電流源Ｋ３との間に電源Ｖdd側からその順で直列接続されている。抵抗Ｒ５およびＮＭＯＳトランジスタＴｒ４のドレイン・ソース間は、電源Ｖddと定電流源Ｋ３との間に電源Ｖdd側からその順で直列接続されている。各入力端Ｔin３，Ｔin４はそれぞれ、各ＮＭＯＳトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のゲートに接続されている。各出力端Ｔout３，Ｔout４はそれぞれ、各ノードＮ５，Ｎ６に接続されている。尚、ノードＮ５は、抵抗Ｒ４とＮＭＯＳトランジスタＴｒ３との間の分岐点であり、ノードＮ５は、抵抗Ｒ５とＮＭＯＳトランジスタＴｒ４との間の分岐点である。

この回路構成により、バッファ回路５ａは、入力端Ｔin３，Ｔin４に入力された信号（イコライザ部３の出力信号）をそれぞれ増幅して出力端Ｔout３，Ｔout４から出力する。

参照振幅発生回路５ｃは、図４の様に、抵抗Ｒ６〜Ｒ８と、制御回路７により抵抗制御される可変抵抗Ｒ９と、制御回路７によりオンオフ制御されるスイッチＳＷ１と、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ５，Ｔｒ６と、定電流源Ｋ４と、出力端Ｔout５，Ｔout６とを備える。

抵抗Ｒ６およびＮＭＯＳトランジスタＴｒ５のドレイン・ソース間は、電源Ｖddと定電流源Ｋ４との間に電源Ｖdd側からその順で直列接続されている。抵抗Ｒ７およびＮＭＯＳトランジスタＴｒ６のドレイン・ソース間は、電源Ｖddと定電流源Ｋ４との間に電源Ｖdd側からその順で直列接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴｒ５のゲートは電源Ｖddに接続され、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ６のゲートは接地されている。可変抵抗Ｒ９は、各ＮＭＯＳトランジスタＴｒ５，Ｔｒ６のドレイン間に接続されている。抵抗Ｒ８およびスイッチＳＷ１は、互いに直接接続された状態で可変抵抗Ｒ９に並列接続されている。各出力端Ｔout３，Ｔout４はそれぞれ、抵抗Ｒ６，Ｒ７の下流側端部に接続されている。

この回路構成により、参照振幅発生回路５ｃは、第１処理モードでは、制御回路７によりスイッチＳＷ１がオフにされると共に可変抵抗Ｒ９の抵抗値が調整され、これにより出力端Ｔout１，Ｔout２から、参照振幅Ｖrefとして第１参照振幅を出力する。また第２処理モードでは、第２処理モードへの切換に伴って制御回路７により可変抵抗Ｒ９の抵抗値が固定される（尚、この固定時に出力された前記第１参照振幅が受信信号Ｓrの振幅最大値Ｖppと見なされる。）と共にスイッチＳＷ１がオンにされ（尚、このオンにより前記第１参照振幅が（２／π）倍される。）、これにより出力端Ｔout１，Ｔout２から、参照振幅Ｖrefとして第２参照振幅を出力する。

全波整流回路５ｂは、図４の様に、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ７〜Ｔｒ１０と、ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２と、入力端Ｔin５〜Ｔin８と、出力端Ｔout７，Ｔout８とを備える。

各ＰＭＯＳトランジスタＴｒ７，Ｔｒ８は、それらのソースが電源Ｖddに接続され、それらのドレインが相互接続されてＰＭＯＳトランジスタＴｒ１１のドレインに共通接続され、それらのゲートがそれぞれ入力端Ｔin５，Ｔin６に接続されて配設されている。各入力端Ｔin５，Ｔin６にはそれぞれ、参照振幅発生回路５ｃの出力端Ｔout６，Ｔout５が接続されている。

各ＰＭＯＳトランジスタＴｒ９，Ｔｒ１０は、それらのソースが電源Ｖddに接続され、それらのドレインが相互接続されてＰＭＯＳトランジスタＴｒ１２のドレインに共通接続され、それらのゲートがそれぞれ入力端Ｔin７，Ｔin８に接続されて配設されている。各入力端Ｔin７，Ｔin８にはそれぞれ、バッファ回路５ａの出力端Ｔout４，Ｔout３が接続されている。

ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１１は、そのドレインおよびそのゲートが相互接続されて出力端７に共通接続され、そのソースが接地されて配設されている。ＮＭＯＳトランジスタＴｒ１２は、そのドレインが出力端８に接続され、そのゲートがＮＭＯＳトランジスタＴｒ１１のゲートに接続され、そのソースが接地されて配設されている。

この回路構成により、全波整流回路５ｂは、その入力端子Ｔin５，Ｔin６に入力された参照振幅発生回路５ｃの出力信号（参照振幅Ｖref）をその出力端Ｔout７から出力し、その入力端子Ｔin７，Ｔin８に入力されたバッファ回路５ａの出力信号（受信信号Ｓr）を全波整流処理してその出力端Ｔout８から出力する。

制御回路７は、イコライザ部３および振幅測定部５の各々の処理モードを第１処理モードと第２モードとに切換制御し、初期状態ではイコライザ部３および振幅測定部５を第１処理モードで動作させて、振幅測定部５によりイコライザ部３の出力信号（即ち受信信号Ｓr）の振幅最大値Ｖppが測定されると、イコライザ部３および振幅測定部７を第２処理モードで動作させ、イコライザ部３の出力信号の信号振幅Ｖsigが参照振幅Ｖref（即ち前記第１参照振幅）よりも大きくなる様に、イコライザ部３を制御して受信信号Ｓrを強調するものである。

この制御回路７は、例えば図２の様に、フリップフロップ７ａと、セレクタ７ｂと、第１タイマ７ｃと、第２タイマ７ｄと、処理モード制御回路７ｅと、第１および第２のコードインクリメント７ｆ，７ｇと、ＮＯＴ回路７ｈと、スイッチＳＷ２とを備えて構成される。

ＮＯＴ回路７ｈは、電圧比較回路５ｄからの出力信号（即ち受信信号Ｓr）を反転させるものである。

スイッチＳＷ２は、電圧比較回路５ｄの出力信号をＮＯＴ回路７ｈを介してプリップフロップ７ａに出力させるか、または電圧比較回路５ｄの出力信号をＮＯＴ回路７ｈを介さないでプリップフロップ７ａに出力させるかの切り換えを行うものである。このスイッチＳＷ２は、その処理モードが処理モード制御回路７ｅにより第１処理モードと第２処理モードとに切換制御され、第１処理モードでは、電圧比較回路５ｄの出力信号をＮＯＴ回路７ｈを介さないで出力させ、第２処理モードでは、電圧比較回路５ｄの出力信号をＮＯＴ回路７ｈを介して出力させる。

フリップフロップ７ａは、電圧比較回路５ｄまたはＮＯＴ回路７ｈからのＨレベル信号のアップエッジが入力されるとＨレベル信号を出力し、Ｌレベル信号のダウンエッジが入力されるとＬレベル信号を出力する。

セレクタ７ｂは、その処理モードが処理モード制御回路７ｅにより第１処理モードと第２処理モードとに切換制御され、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わると、第１処理モードでは、第１コードインクリメント７ｆを介して振幅測定部５の参照振幅発生回路５ｃから出力される参照振幅Ｖref（即ち第１参照振幅）を所定量上昇させ、第２処理モードでは、第２コードインクリメント７ｇを介してイコライザ部３を制御して（即ち各イコライザＥＱの可変コンデンサＣ１，Ｃ２の容量を調整して）、受信信号Ｓrを所定量強調させる。

第１タイマ７ｃは、参照振幅発生回路５ｃから出力される参照振幅Ｖrefがセレクタ７ｂにより所定量上昇されたときに、その参照振幅Ｖrefが安定するまでフリップフロップ７ａの動作を停止させるものである。この第１タイマ７ｃは、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わった場合に、参照振幅Ｖrefの安定に必要な時間（第１の所定期間）の計時を開始すると共にその計時の間、フリップフロップ７ａをリセットしてフリップフロップ７ａの出力信号をＬレベル信号に強制させてその動作を停止させる。

第２タイマ７ｄは、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigが一定期間（第２の所定期間）常に参照振幅Ｖrefよりも大きくなったかの判定に必要な前記一定時間を計時するものである。この第２タイマ７ｄは、第１タイマ７ｆが第１の所定期間を計時し終わると同時に第２の所定期間の計時を開始し、その計時の間にフリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わった場合は、第２の所定期間の計時を停止し、他方、その計時の間にフリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わらなかった場合（即ちＬレベル信号が出力され続けた場合）は、タイムアウト信号を出力する。

処理モード制御回路７ｅは、第２タイマ７ｄからのタイムアウト信号の出力に応じて、参照振幅発生回路５ｃ、スイッチＳＷ２およびセレクタ７ｂの処理モードを第１処理モードと第２処理モードとに切換制御する。

より詳細には、処理モード制御回路７ｅは、初期状態では参照振幅発生回路５ｃ、スイッチＳＷ２およびセレクタ７ｂを第１処理モードに設定する。即ちスイッチＳＷ２を電圧比較回路５ｄの出力信号がＮＯＴ回路７ｈを介さないでフリップフロップ７ａに出力される様に切り換え、且つ参照振幅発生回路５ｃのスイッチＳＷ１をオフにして参照振幅発生回路５ｃから参照振幅Ｖrefとして絶対値の十分に小さな第１参照振幅を出力させ、且つセレクタ７ｂに対し、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わる毎に、第１コードインクリメント７ｆを介して参照振幅発生回路５ｃの可変抵抗Ｒ９を調整して参照振幅発生回路５ｃから出力される前記第１参照振幅を所定量上昇させる。

また処理モード制御回路７ｅは、第２タイマ７ｄからタイムアウト信号が出力されると、参照振幅発生回路５ｃ、スイッチＳＷ２およびセレクタ７ｂを第２処理モードに切り換える。即ちスイッチＳＷ２を電圧比較回路５ｄの出力信号がＮＯＴ回路７ｈを介してフリップフロップ７ａに出力される様に切り換え、セレクタ７ｂに対し、参照振幅発生回路５ｃの可変抵抗Ｒ９の調整を停止させ（この時の参照振幅Ｖrefが受信信号Ｓrの振幅最大値Ｖpp（＝受信信号Ｓrの振幅平均値Ｖave^L）とされる。）、且つ参照振幅発生回路５ｃのスイッチＳＷ１をオンにして参照振幅Ｖrefを（２／π）倍に切り換えさせて、参照振幅発生回路５ｃから参照振幅Ｖrefとして第２参照振幅（＝（２／π）×Ｖave^L）を出力させ、且つセレクタ７ｂに対し、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わる毎に、第２コードインクリメント７ｇを介してイコライザ部３を制御して（即ち各イコライザＥＱの可変コンデンサＣ１，Ｃ２を調整して）、受信信号Ｓrを所定量強調させる。

次に図２に基づきこの損失信号修復回路１の動作を説明する。

初期状態ではイコライザ部３、参照振幅発生回路５ｃ、スイッチＳＷ２およびセレクタ７ｂは、第１処理モードに設定されている。この状態でイコライザ部３により受信信号Ｓrが受信されると、受信信号Ｓrの一定期間（第２の所定期間）での振幅最大値Ｖppが測定される。

尚ここでは、後述の様に、参照振幅Ｖrefを一定期間常に受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigよりも大きくなるまで徐々に上昇させ、その様になった時の参照振幅Ｖrefを受信信号Ｓrの一定期間での振幅最大値Ｖppと見なす方法で、振幅最大値Ｖppが測定される。

即ち受信信号Ｓrは、イコライザ部３で調整されずにバッファ回路５ａを経て全波整流回路５ｂに出力され、全波整流回路５ｂで全波整流処理されて電圧比較回路５ｄに出力される。またこの状態では、参照振幅発生回路５ｃから、参照振幅Ｖrefとして、初期状態では絶対値の十分に小さな第１参照振幅が出力されており、その参照振幅Ｖrefが全波整流回路５ｂを介して電圧比較回路５ｄに出力されている。そして電圧比較回路５ｄにより、その受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigと参照振幅Ｖrefとが比較され、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigの方が大きい場合は、電圧比較回路５ｄからＨレベル信号が出力され、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigの方が小さい場合は、電圧比較回路５ｄからＬレベル信号が出力される。参照振幅Ｖrefが一定期間常に受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigよりも大きくない状態では、電圧比較回路５ｄの出力信号は、Ｈレベル信号とＬレベル信号とに変化している。

そしてフリップフロップ７ａに電圧比較回路５ｄからのＨレベル信号のアップエッジが入力されると、フリップフロップ７ａからＨレベル信号が出力される。このＨレベル信号の出力により、セレクタ７ｂにより、第１コードクリメント７ｆを介して参照振幅発生回路５ｃの参照振幅Ｖrefが所定量上昇され、且つ第１タイマ７ｃにより、その上昇された参照振幅Ｖrefが安定するのに必要な時間（第１の所定期間）の計時が開始され、その計時の間フリップフロップ７ａがリセットされてフリップフロップ７ａの出力が強制的にＬレベル信号にされてフリップフロップ７ｂの動作が停止される。

そして第１タイマ７ｃによる第１の所定期間の計時が終了すると、第１タイマ７ｃによるフリップフロップ７ａのリセットが解除されてフリップフロップ７ａが動作可能になり、且つ第２タイマ７ｄにより第２の所定期間の計時が開始される。

そして、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigが一定期間（第２の所定期間）常に参照振幅Ｖrefよりも大きくない状態では、第２タイマ７ｄによる第２の所定期間の計時の途中で、フリップフロップ７ａに電圧比較回路５ｄからのＨレベル信号のアップエッジが再び入力されて、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に再び切り換えられる。このＨレベル信号の出力により、第２タイマ７ｄにより上記の第２の所定期間の計時が停止されると共に、上記と同じ動作（即ちセレクタ７ｂによる参照振幅Ｖrefの所定量の上昇、第１タイマ７ｃによる第１の所定期間のフリップフロップ７ｂの動作の停止、および第２タイマ７ｄによる第２の所定期間の計時の開始）が繰り返される。この様に、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わる毎に、参照振幅Ｖrefが所定量ずつ上昇される。

そして、第２タイマ７ｄによる上記の第２の所定期間の計時が終了するまで、セレクタ７ｂからＬレベル信号が常に出力されると、参照振幅Ｖrefが一定期間（第２の所定期間）常に受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigよりも大きくなったと見なされ、第２タイマ７ｄからタイムアップ信号が出力される。このタイムアップ信号の出力により、処理モード制御回路７ｅにより参照振幅発生回路５ｃ、スイッチＳＷ２およびセレクタ７ｆが第２処理モードに切り換えられる。

これにより、スイッチＳＷ２がオンにされて電圧比較回路５ｄの出力信号がＮＯＴ回路７ｈで反転されて出力され、且つセレクタ７ｂによる参照振幅発生回路５ｃの参照振幅Ｖrefの上昇が停止され、その時の参照振幅refが受信信号Ｓrの振幅最大値Ｖpp（＝受信信号の振幅平均値Ｖave^L）と見なされ、且つ参照振幅発生回路５ｃにおいてその最大振幅値Ｖppの（２／π）倍の値が第２参照振幅として設定され、参照振幅発生回路５ｃから、参照振幅Ｖrefとしてその第２参照振幅が出力され、且つセレクタ７ｂにより、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わる毎に、第２コードインクリメント７ｇを介してイコライザ部３が制御されて受信信号Ｓrが所定量強調される様になる。

この状態でイコライザ部３により受信信号Ｓrが受信されると、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigが一定期間（第２の所定期間）常に参照振幅Ｖref（＝（２／π）×Ｖpp）より大きくなる様に、受信信号Ｓrが強調される。

即ち受信信号Ｓrは、イコライザ部３で最初は調整されずにバッファ回路５ａを経て全波整流回路５ｂに出力され、全波整流回路５ｂで全波整流処理されて電圧比較回路５ｄに出力される。またこの状態では、参照振幅発生回路５ｃから、参照振幅Ｖrefとして、第２参照振幅（＝（２／π）×Ｖpp）が出力されており、その参照振幅Ｖrefが全波整流回路５ｂを介して電圧比較回路５ｄに出力されている。そして電圧比較回路５ｄにより、その受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigと参照振幅Ｖrefとが比較され、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigの方が大きい場合は、電圧比較回路５ｄからＨレベル信号が出力され、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigの方が小さい場合は、電圧比較回路５ｄからＬレベル信号が出力される。受信信号Ｓrが減衰した状態では、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigは一定期間常に参照振幅Ｖrefよりも大きくないので、電圧比較回路５ｄの出力信号は、Ｈレベル信号およびＬレベル信号とに変化している。

そして電圧比較回路５ｄの出力信号は、ＮＯＴ回路７ｈで反転されてリップフロップ７ａに出力される。そしてこれ以降の処理は、セレクタ７ｂが上記の動作（第２処理モードの動作）をする点を除いて、上記の、受信信号Ｓrの一定期間での振幅最大値Ｖppの測定の場合と同じ処理が行われる。

これにより、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号の切り換わる毎に、第２コードインクリメント７ｇを介してイコライザ部３が制御されて受信信号Ｓrが所定量ずつ強調される。そして、第２タイマ７ｄによる第２の所定期間の計時が終了するまで、セレクタ７ｂからＬレベル信号が常に出力されると、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigが一定期間（第２の所定期間）常に参照振幅Ｖref（＝（２／π）×Ｖpp）よりも大きくなったと見なされ、当該損失信号修復回路１の処理を終了する。これにより、これ以降に受信される受信信号Ｓrは、イコライザ部３で、その損失（即ち高周波成分Ｓr^Hの減衰）が元の状態に修復される様に強調される。

以上の様に構成された損失信号修復回路１によれば、（ｉ）受信信号Ｓrの一定期間での振幅最大値Ｖppを測定し、（ii）その振幅最大値Ｖppに所定定数（例えば２／π）を掛けて第２参照振幅値を求め、受信信号Ｓrの全波整流処理後の信号振幅Ｖsigが一定期間常に前記第２参照振幅値よりも大きくなる様に受信信号Ｓrを強調するので、従来の様にハイパスフィルタおよび受信信号Ｓrのジッタの測定を必要といないので、回路面積の増大を防止し、電力消費の増大を防止し、且つクロックのタイミング管理を容易にできる。

また前記所定定数は２／πであるので、サイン波近似できる受信信号Ｓrに対して精度良く損失を修復できる。

また、第１処理モードでは、受信信号Ｓrを調整せずに出力し、第２処理モードでは、受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigを強調して出力するイコライザ部３と、第１処理モードでは、イコライザ部３の出力信号（即ち受信信号Ｓr）の一定期間での振幅最大値Ｖppを測定し、第２処理モードでは、その振幅最大値Ｖppに所定定数を掛けた値を第２参照振幅として設定し、イコライザ部３の出力信号がその第２参照振幅より大きくなったか否かを検出する振幅測定部５と、イコライザ部３および振幅測定部５を第１処理モードで動作せさて、振幅測定部５により振幅最大値Ｖppが測定された場合に、イコライザ部３および振幅測定部５を第２処理モードで動作させながら、イコライザ部３の出力信号が第２参照振幅より大きくなる様にイコライザ部３を制御して受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigを強調させる制御回路７とを備えて構成される。即ちイコライザ部３、振幅測定部５および制御回路７はそれぞれ、上記（ｉ）の処理に対応する第１処理モードと上記（ii）の処理に対応する第２処理モードとを有し、それら第１処理モードおよび第２処理モードが制御回路７により切換制御される様になっている。これにより、イコライザ部３、振幅測定部５および制御回路７をそれぞれ、上記（ｉ）（ii）の各処理において兼用でき、回路面積の増大を防止できる。

また振幅測定部５は、イコライザ部３の出力信号（即ち受信信号Ｓr）を全波整流波に変換する全波整流回路５ｂと、第１処理モードでは、参照振幅Ｖrefとして制御回路７により徐々に上昇される第１参照振幅を出力し、第２処理モードでは、第２処理モードへの切換時に出力された第１参照振幅をイコライザ部３の出力信号の一定期間での振幅最大値Ｖppとし、その最大振幅値Ｖppに所定定数を掛けた値を第２参照振幅として設定し、参照振幅Ｖrefとしてその第２参照振幅を出力する参照振幅発生回路５ｃと、イコライザ部３の出力信号の全波整流処理後の信号振幅Ｖsigが参照振幅Ｖrefより大きい場合はＨレベル信号を制御回路７に出力し、イコライザ部３の出力信号の全波整流処理後の信号振幅Ｖsigが参照振幅Ｖrefより小さい場合はＬレベル信号を制御回路７に出力する電圧比較回路５ｄとを備えて構成されるので、振幅測定部５を、簡単な構成で実現できる。

また制御回路７は、電圧比較回路５ｄの出力信号を反転させるＮＯＴ回路７ｈと、電圧比較回路５ｄの出力信号をＮＯＴ回路７ｈを介して出力させるか、または電圧比較回路５ｄの出力信号をＮＯＴ回路７ｈを介さないで出力させるかの切り換えを行い、第１処理モードでは、電圧比較回路５ｄの出力信号をＮＯＴ回路７ｈを介さないで出力させ、第２処理モードでは、電圧比較回路５ｄの出力信号をＮＯＴ回路７ｈを介して出力させるスイッチＳＷ２と、電圧比較回路５ｄまたはＮＯＴ回路７ｈからのＨレベル信号のアップエッジが入力されるとＨレベル信号を出力し、Ｌレベル信号のダウンエッジが入力されるとＬレベル信号を出力するフリップフロップ７ａと、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わると、第１処理モードでは、参照振幅発生回路５ｃの参照振幅Ｖrefを所定幅上昇させ、第２処理モードでは、イコライザ部３を制御して受信信号Ｓrの信号振幅Ｖsigを所定量強調させるセレクタ７ｂと、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わると、第１の所定期間の計時を開始すると共にその計時の間、フリップフロップ７ａをリセットしてフリップフロップ７ａの出力信号をＬレベル信号に強制させる第１タイマ７ｃと、第１タイマ７ｃが第１の所定期間を計時し終わると同時に第２の所定期間の計時を開始し、その計時の間にフリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わった場合は、第２の所定期間の計時を停止し、他方、その計時の間にフリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わらなかった場合は、タイムアウト信号を出力する第２タイマ７ｄと、参照振幅発生回路５ｃ、ＮＯＴ回路７ｈおよびセレクタ７ｂを、初期状態では第１処理モードに設定し、第２タイマ７ｄからタイムアウト信号が出力されると第２処理モードに切り換える処理モード制御回路７ｅとを備えて構成されるので、制御回路７の処理回路を第１処理モードと第２処理モードとで共通化でき、回路面積の増大を防止できる。

また第１タイマ７ｃにより、フリップフロップ７ａの出力信号がＨレベル信号に切り換わると、第１の所定期間の計時を開始させると共にその計時の間、フリップフロップ７ａをリセットさせてフリップフロップ７ａの出力信号をＬレベル信号に強制させるので、参照振幅ＶrefＶrefがセレクタ７ｂ７ｂ７ｂにより所定量上昇されたときに、その参照振幅ＶrefＶrefが安定するまでフリップフロップ７ａの動作を停止できる。これにより制御回路７を安定的に動作させる事ができる。

尚この実施の形態には、損失信号修復方法も含まれるものとする。

実施の形態１に係る損失信号修復回路の修復原理を説明する図である。実施の形態１に係る損失信号修復回路の構成概略図である。図１のイコライザＥＱの回路構成図の一例図である。図１のバッファ回路５ａ、全波整流回路５ｂおよび参照振幅発生回路５ｃの回路構成図の一例図である。

符号の説明

１損失信号修復回路、３イコライザ部、５振幅測定部、５ａバッファ回路、５ｂ全波整流回路、５ｃ参照振幅発生回路、５ｄ電圧比較回路、７制御回路、７ａフリップフロップ、７ｂセレクタ、７ｃ第１タイマ、７ｄ第２タイマ、７ｅ処理モード制御回路、７ｆ第１コードインクリメント、７ｇ第２コードインクリメント、７ｈＮＯＴ回路、ＥＱイコライザ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３抵抗、ＴＲ１，Ｔｒ２ＮＭＯＳトランジスタ、Ｃ１，Ｃ２可変コンデンサ、Ｋ１，Ｋ２定電流源、Ｔin 入力端、Ｔout 出力端、ＳＷ１，ＳＷ２スイッチ。

Claims

有線伝送路を通じて受信した受信信号の損失を修復する損失信号修復方法であって、
（ｉ）前記受信信号の一定期間での振幅最大値を測定する工程と、
（ii）前記振幅最大値に所定定数を掛けて参照振幅を求め、前記受信信号の全波整流処理後の信号振幅が一定期間常に前記参照振幅よりも大きくなる様に前記受信信号を強調する工程と、
を備えることを特徴とする損失信号修復方法。
前記工程（ii）の前記所定定数は、２／πであることを特徴とする請求項１に記載の損失信号修復方法。
有線伝送路を通じて受信した受信信号の損失を修復する損失信号修復回路であって、
第１処理モードでは、前記受信信号に対してその信号振幅を調整せずに出力し、第２処理モードでは、前記受信信号に対してその信号振幅を強調して出力するイコライザ部と、
第１処理モードでは、前記イコライザ部の出力信号の一定期間での振幅最大値を測定し、第２処理モードでは、前記振幅最大値に所定定数を掛けた値を参照振幅として設定し、前記イコライザ部の出力信号が前記参照振幅よりも大きくなったか否かを検出する振幅測定部と、
前記イコライザ部および前記振幅測定部を第１処理モードで動作させて、前記振幅測定部により前記振幅最大値が測定された場合に、前記イコライザ部および前記振幅測定部を第２処理モードで動作させながら、前記イコライザ部の出力信号が前記参照振幅よりも大きくなる様に前記イコライザ部を制御して前記受信信号の信号振幅を強調させる制御回路と、
を備えることを特徴とする損失信号修復回路。
前記所定定数は、２／πであることを特徴とする請求項３に記載の損失信号修復回路。
前記振幅測定部は、
前記イコライザ部の出力信号を全波整流処理する全波整流回路と、
第１処理モードでは、参照振幅として前記制御回路により徐々に上昇される第１参照振幅を出力し、第２処理モードでは、第２処理モードへの切換時に出力された前記第１参照振幅を前記イコライザ部の出力信号の一定期間での振幅最大値とし、その最大振幅値に所定定数を掛けた値を第２参照振幅として設定し、参照振幅として前記第２参照振幅を出力する参照振幅発生回路と、
前記イコライザ部の出力信号の全波整流処理後の信号振幅が前記参照振幅よりも大きい場合はＨレベル信号を前記制御回路に出力し、前記イコライザ部の出力信号の全波整流処理後の信号振幅が前記参照振幅よりも小さい場合はＬレベル信号を前記制御回路に出力する電圧比較回路と、
を備えることを特徴とする請求項３に記載の損失信号修復回路。
前記制御回路は、
前記電圧比較回路の出力信号を反転させるＮＯＴ回路と、
前記電圧比較回路の出力信号を前記ＮＯＴ回路を介して出力させるか、または前記電圧比較回路の出力信号を前記ＮＯＴ回路を介さないで出力させるかの切り換えを行い、第１処理モードでは、前記電圧比較回路の出力信号を前記ＮＯＴ回路を介さないで出力させ、第２処理モードでは、前記電圧比較回路の出力信号を前記ＮＯＴ回路を介して出力させるスイッチと、
前記電圧比較回路または前記ＮＯＴ回路からのＨレベル信号のアップエッジが入力されるとＨレベル信号を出力し、Ｌレベル信号のダウンエッジが入力されるとＬレベル信号を出力するフリップフロップと、
前記フリップフロップの出力信号がＨレベル信号に切り換わると、第１処理モードでは、前記参照振幅発生回路の前記参照振幅を所定量上昇させ、第２処理モードでは、前記イコライザ部を制御して前記受信信号の信号振幅を所定量強調させるセレクタと、
前記フリップフロップの出力信号がＨレベル信号に切り換わると、第１の所定期間の計時を開始すると共にその計時の間、前記フリップフロップをリセットして前記フリップフロップの出力信号をＬレベル信号に強制させる第１タイマと、
前記第１タイマが前記第１の所定期間を計時し終わると同時に第２の所定期間の計時を開始し、その計時の間に前記フリップフロップの出力信号がＨレベル信号に切り換わった場合は、前記第２の所定期間の計時を停止し、他方、その計時の間に前記フリップフロップの出力信号がＨレベル信号に切り換わらなかった場合は、前記タイムアウト信号を出力する第２タイマと、
前記参照振幅発生回路、前記ＮＯＴ回路および前記セレクタを、初期状態では第１処理モードに設定し、前記第２タイマから前記タイムアウト信号が出力されると第２処理モードに切り換える処理モード制御回路と、
を備えることを特徴とする請求項５に記載の損失信号修復回路。