JP2009165313A - 電流共振形コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子の両端間電圧が、当該スイッチング素子に内蔵する寄生容量の影響を受けて大きく振動する問題を一掃できる電流共振形コンバータを提供する。
【解決手段】スイッチング素子Ｓ１がオン状態になった後に、当該スイッチング素子Ｓ１に正弦波状の共振電流を供給する電流共振回路５を備える。スイッチング素子Ｓ１は、その一端と他端との間に接続された寄生容量Ｃｓと、逆並列接続されたボディダイオードＤbodyとを内蔵して有する。ここでは、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になった後、電流共振回路５の共振電流によって寄生容量Ｃｓが充電され、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧Ｖｏまで上昇すると導通するダイオードＤｃを、スイッチング素子Ｓ１の一端と出力電圧Ｖｏのラインとの間に接続している。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作により、入力電圧を別な出力電圧に変換すると共に、共振回路による共振電流を利用して、スイッチング素子の両端間に流れる電流を正弦波状に変化させる電流共振形コンバータに関する。

一般に、この種のコンバータは、スイッチング電源装置の力率改善回路などに昇圧コンバータとして適用され、例えば特許文献１に示すように、スイッチング素子がオン状態のときには、直流電源部から供給される電磁エネルギーをチョークコイルに蓄積し、このスイッチング素子がオフ状態になると、チョークコイルに生じる逆起電圧を直流電源部からの入力電圧に重畳して、これを整流ダイオードを介して平滑コンデンサに印加することで、入力電圧よりも高い出力電圧を、平滑コンデンサの両端間に変換生成するようになっている。

また、スイッチング素子がオン状態になった後、当該スイッチング素子を流れる電流が緩やかに変化するように、共振コンデンサと共振インダクタによる電流共振回路が昇圧コンバータに組み込まれる。

図４は、こうした電流共振形昇圧コンバータの一例を示す回路図である。同図において、１は直流入力電圧Ｖｉを生成する直流電源部、２は直流電源部１からの入力電圧Ｖｉを昇圧して、負荷である抵抗Ｒ１に直流出力電圧Ｖｏを供給する電流共振形の昇圧コンバータである。

直流電源部１は、例えば商用電源などの交流電源ＡＣからの交流電圧を入力として、当該交流電圧のノイズ成分を除去するノイズフィルタＮＦと、ノイズフィルタＮＦを通過した交流電圧を全波整流し、これを入力電圧Ｖｉとして出力端間に生成する入力整流部としてのダイオードブリッジＤＢとにより構成される。

一方、昇圧コンバータ２は、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続され、チョークコイルＬ１およびスイッチング素子Ｓ１からなる直列回路３と、スイッチング素子Ｓ１の両端間に接続され、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１からなる別な直列回路４と、スイッチング素子Ｓ１を流れる電流を正弦波状にする電流共振回路５と、を備えている。ここでの電流共振回路５は、チョークコイルＬ１および整流ダイオードＤ１の接続点とスイッチング素子Ｓ１の一端との間に共振インダクタＬｒを挿入接続し、整流ダイオードＤ１の両端間に共振コンデンサＣｒを接続して構成される。また６は、スイッチング素子Ｓ１の制御端子にパルス状の駆動信号を供給する制御回路であり、この駆動信号の周波数は前記交流電圧の周波数よりも高く、出力電圧Ｖｏの変動に応じて駆動信号の例えば周波数を増減させることで、力率を改善して安定した出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１に供給するようにしている。

ここで、前記スイッチング素子Ｓ１が理想的なＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）である場合には、図４に示す回路で動作上の問題を生じないが、実際のＭＯＳ型ＦＥＴは図５に示すように、ゲート（図中Ｇ）とドレイン（図中Ｄ），ゲートとソース（図中Ｓ），およびドレインとソースの各端子間に、それぞれＣrss，Ｃiss，Ｃossなる寄生容量が存在すると共に、ドレインとソース間にはボディダイオードＤbodyが逆並列接続され、そのボディダイオードＤbodyには蓄積電荷に伴う逆回復時間（リカバリー時間）が存在する。

図６は、スイッチング素子Ｓ１として理想的なＭＯＳ型ＦＥＴを使用した場合の各部の動作波形である。同図において、ＩLrは共振インダクタＬｒを流れる電流（スイッチング素子Ｓ１に向けて流れる方向が正）であり、ＩDSはスイッチング素子Ｓ１のドレインを流れる電流（ドレインに流れ込む方向が正）であり、ＶDSはスイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧（ソースが電位基準）であり、Ｖdriveはスイッチング素子Ｓ１のゲートに与えられる駆動信号の電圧波形を示している。

ここでいう理想的なＭＯＳ型ＦＥＴとは、前記図５における寄生容量Ｃrss，Ｃiss，Ｃossが存在せず、またボディダイオードＤbodyの逆回復時間がゼロ（すなわち、蓄積電荷が無い）の状態をいう。図６に示すように、制御回路６からスイッチング素子Ｓ１のゲートにオンパルスの駆動信号Ｖdriveが与えられ、それによりスイッチング素子Ｓ１がオン状態になると、チョークコイルＬ１，共振インダクタＬｒおよびスイッチング素子Ｓ１による閉回路が、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に形成され、直流電源部１からのエネルギーがチョークコイルＬ１に蓄えられると共に、共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒとによる共振電流が、共振インダクタＬｒを流れる正弦波状の電流ＩLrとして流れる。

この共振電流が負方向（スイッチング素子Ｓ１のソースからドレイン）に流れている間に、制御回路６が駆動信号Ｖdriveをオフにすると、それまでチョークコイルに蓄えられていたエネルギーによる逆起電圧と、直流電源部１からの入力電圧Ｖｉとを重畳した電圧が、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に印加され、入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏが、平滑コンデンサＣ１の両端間から抵抗Ｒ１に供給される。また、前記負方向の共振電流は、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態になったことに伴い、ボディダイオードＤbodyのアノードからカソードに向かって流れ、スイッチング素子Ｓ１のソースからドレインを流れる電流ＩDSはゼロとなる。

やがて、共振電流が負方向から正方向に切替ると、ボディダイオードＤbodyを介しての電流の流れは遅れなく遮断され、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが上昇する。したがって、スイッチング素子Ｓ１がターンオフしてから、共振電流すなわち共振インダクタＬｒを流れる電流ＩLrの方向が、負から正に切替る瞬間までが、ボディダイオードＤbodyに電流が流れる順方向導通期間Ｔbodyとなる（図６の斜線部分参照）。このボディダイオードＤbodyの順方向導通期間後は、共振インダクタＬｒを流れる電流ＩLrがゼロになり、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが、整流ダイオードＤ１を介して出力電圧Ｖｏにクランプされるため、スイッチング素子Ｓ１の両端（ドレイン・ソース）間には、サージ電圧が発生しない。

一方、図７は、スイッチング素子Ｓ１が現実的なＭＯＳ型ＦＥＴである場合の回路図を等価的に示したものである。前述の図５に示すように、実際のＭＯＳ型ＦＥＴは、ゲート電圧をゼロにしてオフ状態にすると、ドレインとソースの端子間にＣoss＋Ｃissのキャパシタが等価的に存在することとなる。したがって図７では、このときのキャパシタを寄生容量Ｃｓとしてあらわす。また、Ｄbodyは前述のボディダイオードであり、ここでは蓄積電荷に伴う逆回復時間が存在する。

図８は、寄生容量Ｃｓの影響がある場合の各部の波形図を示している。制御回路６からスイッチング素子Ｓ１のゲートにオンパルスの駆動信号Ｖdriveが与えられ、それによりスイッチング素子Ｓ１がオン状態になったときの動作と、その後、駆動信号Ｖdriveがオフになり、共振電流が負方向から正方向に切換わるまでの動作は、前述の図６における回路と同じである。

ここで、共振電流が負方向から正方向に転じると、スイッチング素子Ｓ１およびボディダイオードＤbodyが何れもオフ状態となっている関係で、寄生容量Ｃｓが充電され、その後、この寄生容量Ｃｓと共振インダクタＬｒとによる直列電圧共振が生じ、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSがクランプされることなく大きく振動する。

図９は、前記寄生容量Ｃｓに加えて、ボディダイオードＤbodyによる逆回復時間の影響がある場合の各部の波形図を示している。制御回路６からスイッチング素子Ｓ１のゲートにオンパルスの駆動信号Ｖdriveが与えられ、それによりスイッチング素子Ｓ１がオン状態になったときの動作と、その後、駆動信号Ｖdriveがオフになり、共振電流が負方向から正方向に切換わるまでの動作は、前述の図６における回路と同じである。

ここでは、ボディダイオードＤbodyに電流が流れる順方向導通期間Ｔbodyに電荷が蓄積され、共振電流が負方向から正方向に転じた後も、当該蓄積電荷によってボディダイオードＤbodyにはカソードからアノード向かう逆方向のリカバリー電流が流れる（図９の逆方向導通期間Ｔrecを参照）。つまり、ボディダイオードＤbodyの蓄積電荷容量をＱｒとすると、図９の逆方向導通期間Ｔrec中に作られる三角形の面積は容量Ｑｒに等しい。

やがて、この逆方向導通期間Ｔrecを過ぎると、図８の回路図で説明したように、寄生容量Ｃｓが充電され、その後、この寄生容量Ｃｓと共振インダクタＬｒとによる直列電圧共振が生じるが、この場合はボディダイオードＤbodyが逆バイアスされてもある時間は導通状態となるので、共振電流すなわち共振インダクタＬｒを流れる電流ＩLrが大きく正方向および負方向に振れ、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSはより振動的になる。
特許第３７６１５５８号公報

上述したように、スイッチング素子Ｓ１が現実的なＭＯＳ型ＦＥＴである場合には、スイッチング素子Ｓ１のオフ期間において、その端子間電圧であるドレイン・ソース間電圧ＶDSが、スイッチング素子Ｓ１自体に存在する寄生容量Ｃｓや、ボディダイオードＤbodyによる逆回復時間によって大きく振動し、スイッチング素子Ｓ１の耐圧を超えるなどして、昇圧コンバータ２としての機能を実現することができない。

そこで本発明の目的は、スイッチング素子の両端間電圧が、当該スイッチング素子に内蔵する寄生容量やボディダイオードの影響を受けて、大きく振動する問題を一掃できる電流共振形コンバータを提供することにある。

本発明の請求項１における電流共振形コンバータは、スイッチング素子のスイッチングにより入力電圧を出力電圧に変換すると共に、前記スイッチング素子がオン状態になった後に、当該スイッチング素子に正弦波状の共振電流を供給する共振回路を備え、前記スイッチング素子は、一端と他端との間に接続された寄生容量と、逆並列接続されたボディダイオードとを内蔵して有する電流共振形コンバータにおいて、前記スイッチング素子がオン状態になった後、前記共振電流によって前記寄生容量が充電され、前記スイッチング素子の両端間電圧が前記出力電圧まで上昇すると導通する一方向導通素子を、前記スイッチング素子の一端と前記出力電圧のラインとの間に接続している。

本発明の請求項２における電流共振形コンバータは、請求項１の構成において、前記スイッチング素子がオン状態になった後、前記共振電流が前記スイッチング素子の他端から一端に流れる方向からゼロになるまで、前記スイッチング素子をオンにし続ける駆動手段を備えている。

本発明の請求項３における電流共振形コンバータは、請求項１または２の構成において、前記スイッチング素子のスイッチングにより、前記入力電圧よりも前記出力電圧が高くなるように構成したものである。

本発明の請求項４における電流共振形コンバータは、請求項１〜３のいずれか一つの構成において、前記スイッチング素子に内蔵するボディダイオードに代わり、前記スイッチング素子の一端と他端との間に外付けのダイオードを逆並列接続したものである。

本発明の請求項１では、スイッチング素子がオン状態になった後、共振回路による共振電流が、スイッチング素子の他端から一端に流れる方向から、一端から他端に流れる方向に転じると、当該共振電流によってスイッチング素子に内蔵する寄生容量が充電され、スイッチング素子の両端間電圧が徐々に上昇する。このとき、スイッチング素子の一端と出力電圧のラインとの間に一方向導通素子が接続されているため、スイッチング素子の両端間電圧が出力電圧まで上昇すると、一方向導通素子が導通してスイッチング素子の両端間電圧が出力電圧にクランプされ、従来のような大きな電圧の振動を回避できる。よって、共振回路の誘導性素子とスイッチング素子に内蔵する寄生容量との共振は生じず、スイッチング素子の両端間電圧が、当該スイッチング素子に内蔵する寄生容量の影響を受けて、大きく振動する問題を一掃できる。

本発明の請求項２では、駆動手段がスイッチング素子に流れる共振電流を監視し、この共振電流がスイッチング素子の他端から一端に流れている期間中は、スイッチング素子をオンにし続けることで、ボディダイオードを非導通状態のままにして、ボディダイオードに電流を流さないようにする。こうすれば、当該期間中にボディダイオードに電荷が蓄積されることはなく、スイッチング素子の両端間電圧が、ボディダイオードのリカバリー電流の影響を受けて、大きく振動する問題を一掃できる。

本発明の請求項３では、いわゆる入力電圧よりも高い出力電圧が取り出せる昇圧コンバータにおいて、スイッチング素子の両端間電圧が大きく振動する問題を一掃できる。

本発明の請求項４では、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどのボディダイオードを内蔵しないスイッチング素子に対し、このボディダイオードと同等の機能を有するダイオードを外付けで接続した場合であっても、スイッチング素子の両端間電圧が大きく振動する問題を一掃できる。

以下、添付図面を参照しながら、本発明における電流共振形コンバータについて、好ましい実施例を説明する。なお、従来例で示した図４〜図９と同一箇所には同一符号を付し、共通する箇所の説明は重複を避けるため極力省略する。

図１および図２は、本発明の好適な実施例における電流共振昇圧コンバータの回路図を示している。従来例と異なる点は、昇圧コンバータ２として、スイッチング素子Ｓ１のドレインにアノードを接続し、出力電圧Ｖｏを生成する平滑コンデンサＣ１の一端（正極性端子）にカソードを接続する一方向導通素子としてのダイオードＤｃと、電流共振回路５の共振電流を検出する電流検出器としての抵抗Ｒｓとを付加し、さらに制御回路６として、図２に示すような駆動手段たる駆動回路１１を付加したことにある。それ以外の構成は、図７に示す回路図と共通している。

上記構成についてさらに詳しく説明すると、前記ダイオードＤｃは、スイッチング素子Ｓ１が制御回路６からの駆動信号を受けてオン状態になった後、前記共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒとによる共振電流が負方向から正方向に転じて、スイッチング素子Ｓ１に内蔵する寄生容量Ｃｓが充電され、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧Ｖｏまで上昇すると導通するようになっており、このダイオードＤｃの導通時には、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧Ｖｏにクランプされる。なお、ここではダイオードＤｃ以外の一方向導通素子を用いてもよく、要はスイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧Ｖｏにクランプするように導通する一方向導通素子が、スイッチング素子Ｓ１の一端であるドレインと出力電圧Ｖｏのラインとの間に直接接続されていればよい。また、抵抗Ｒｓについても、他にカレントトランスのような電流検出器を用いてもよい。

また、制御手段たる制御回路６に組み込まれた駆動回路１１は、図２に示すように、抵抗Ｒｓの一端と他端にそれぞれ入力端子を接続し、共振電流が負方向に流れているときにＨ（高）レベルの検出信号Ｖｘを出力する比較器１２と、当該比較器１２からの検出信号Ｖｘと、従来例で説明した元の駆動信号Ｖdriveとの何れかがＨレベルのときに、Ｈレベルの出力信号を生成するＯＲ（オア）回路素子１３と、前記ＯＲ回路素子１３からの出力信号を、スイッチング素子Ｓ１がスイッチング動作し得る駆動信号Ｖdrive’に変換して、これをスイッチング素子Ｓ１のゲートに供給するドライバ素子１４と、により構成される。この駆動回路１１は、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になった後、前記電流共振回路５による共振電流がスイッチング素子Ｓ１の他端から一端に流れる負方向からゼロに変化するまで、スイッチング素子Ｓ１をオンにし続ける駆動信号Ｖdrive’を供給できるものであればよく、図２に示す回路構成はあくまでも一例に過ぎない。

次に、上記構成についてその作用を、図３の波形図に基づき説明する。同図において、ＩLrは共振インダクタＬｒを流れる電流であり、ＩDSはスイッチング素子Ｓ１のドレインを流れる電流であり、ＶDSはスイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧であり、これらは前記従来例にも示されている。またＶdriveは、従来例においてスイッチング素子Ｓ１のゲートに直接与えられていた元の駆動信号の電圧波形を示しており、本実施例ではスイッチング素子Ｓ１にではなく駆動回路１１のＯＲ回路素子１３に与えられる。さらにＶｘは、比較器１２の出力端子に生成する共振電流の電流方向検出信号であり、Ｖdrive’はドライバ素子１４ひいては駆動回路１１からスイッチング素子Ｓ１のゲートに供給される駆動信号を示している。

制御回路６内で元の駆動信号ＶdriveがＨレベルとなり、それにより駆動回路１１のＯＲ回路素子１３からドライバ素子１４を通して、スイッチング素子Ｓ１のゲートにオンパルスの駆動信号Ｖdrive’が与えられると、スイッチング素子Ｓ１がオフからオン状態に切替り、それによりチョークコイルＬ１，共振インダクタＬｒおよびスイッチング素子Ｓ１による閉回路が、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に形成され、直流電源部１からのエネルギーがチョークコイルＬ１に蓄えられると共に、共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒとによる共振電流が、共振インダクタＬｒを流れる正弦波状の電流ＩLrとして流れる。

スイッチング素子Ｓ１がターンオンした直後は、共振インダクタＬｒを流れる電流ＩLrが、スイッチング素子Ｓ１のドレインからソースの方向（正方向）に、電流ＩDSとして正弦波状に変化しながら流れ込むが、やがてこの電流ＩLrひいては電流ＩDSの流れる方向が逆になり、スイッチング素子Ｓ１のソースからドレインの方向（負方向）に流れるようになると、それまでＬレベルであった比較器１２の出力すなわち検出信号ＶｘがＨレベルに反転し、電流ＩLrひいては電流ＩDSの流れる方向が負からゼロになるまで、検出信号ＶｘはＨレベルを継続する。したがって、元の駆動信号Ｖdrive若しくは検出信号Ｖｘの何れか一方がＨレベルである限り、駆動回路１１からスイッチング素子Ｓ１のゲートに、当該スイッチング素子Ｓ１をオンにする駆動信号Ｖdrive’が供給される。

ここで、前記電流ＩLrひいては電流ＩDSが負方向に流れる間に、元の駆動信号ＶdriveがＨレベルからＬ（低）レベルに切替るが、検出信号ＶｘがＨレベルである期間は、引き続き駆動回路１１からスイッチング素子Ｓ１のゲートに、オンパルスの駆動信号Ｖdrive’が供給されるので、スイッチング素子Ｓ１はオン状態を維持する。このとき、スイッチング素子Ｓ１のオン抵抗をＲds（on）とし、スイッチング素子Ｓ１の他端から一端を流れる電流をＩDSとし、ボディダイオードＤbodyの順方向電圧降下をＶｆとすれば、次の式が成り立つ範囲ではボディダイオードＤbodyに電流が流れず、ボディダイオードＤbodyは非導通状態となって内部に電荷は蓄積されない。

その後、共振インダクタＬｒを流れる電流ＩLrの方向がゼロから正に転じると、検出信号ＶｘもＨレベルからＬレベルに切替り、スイッチング素子Ｓ１のゲートに供給する駆動信号Ｖdrive’もＬレベルになって、当該スイッチング素子Ｓ１がオフ状態に移行する。こうなると、スイッチング素子Ｓ１に内蔵する寄生容量Ｃｓが充電されるのに伴い、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが上昇するが、スイッチング素子Ｓ１のドレインと出力電圧Ｖｏのラインとの間にクランプ用のダイオードＤｃが接続されているので、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧Ｖｏに達すると、ダイオードＤｃが導通して当該ドレイン・ソース間電圧ＶDSは出力電圧Ｖｏにクランプされる。したがって、電流共振回路５の共振インダクタＬｒと寄生容量Ｃｓとによる共振は生じず、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧Ｖｏを超えて大きく振動する問題が回避される。

また、スイッチング素子Ｓ１がターンオフしたときに、ボディダイオードＤbodyには内部電荷が蓄積されておらず、ボディダイオードＤbodyが逆バイアスされても導通状態にはならない。よって、ボディダイオードＤbodyのリカバリー電流に起因して、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが大きく振動する問題を、ここでも回避することができる。

以上のように本実施例では、スイッチング素子Ｓ１のスイッチングにより入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換すると共に、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になった後に、当該スイッチング素子Ｓ１に正弦波状の共振電流を供給する共振回路としての電流共振回路５を備え、前記スイッチング素子Ｓ１は、その一端と他端との間に接続された寄生容量Ｃｓと、逆並列接続されたボディダイオードＤbodyとを等価的に内蔵して有する電流共振形の例えば昇圧コンバータ２において、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になった後、前記電流共振回路５の共振電流によって寄生容量Ｃｓが充電され、スイッチング素子Ｓ１の両端間電圧であるドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧Ｖｏまで上昇すると導通する一方向導通素子としてのダイオードＤｃを、スイッチング素子Ｓ１の一端と出力電圧Ｖｏのラインとの間に接続している。

この場合、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になった後、電流共振回路５による共振電流が、スイッチング素子Ｓ１の他端から一端に流れる方向から、一端から他端に流れる方向に転じると、当該共振電流によってスイッチング素子Ｓ１に内蔵する寄生容量Ｃｓが充電され、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが徐々に上昇する。このとき、スイッチング素子Ｓ１の一端と出力電圧Ｖｏのラインとの間にダイオードＤｃが接続されているため、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧Ｖｏまで上昇すると、ダイオードＤｃが導通してスイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが出力電圧にクランプされ、従来のような大きな電圧の振動を回避できる。よって、電流共振回路５の誘導性素子である共振インダクタＬｒとスイッチング素子Ｓ１に内蔵する寄生容量Ｃｓとの共振は生じず、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが、当該スイッチング素子Ｓ１に内蔵する寄生容量Ｃｓの影響を受けて、大きく振動する問題を一掃できる。

さらに本実施例では、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になった後、前記電流共振回路５による共振電流がスイッチング素子Ｓ１の他端から一端に流れる方向からゼロになるまで、スイッチング素子Ｓ１をオンにし続ける駆動手段としての駆動回路１１を備えている。

こうすると、駆動回路１１がスイッチング素子Ｓ１に流れる共振電流を監視し、この共振電流がスイッチング素子Ｓ１の他端から一端に流れている期間中は、スイッチング素子Ｓ１をオンにし続けることで、ボディダイオードＤbodyを非導通状態のままにして、ボディダイオードＤbodyに電流を流さないようにする。こうすれば、当該期間中にボディダイオードＤbodyに電荷が蓄積されることはなく、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが、ボディダイオードＤbodyのリカバリー電流の影響を受けて、大きく振動する問題を一掃できる。

さらに本実施例では、スイッチング素子Ｓのスイッチングにより、入力電圧Ｖｉよりも出力電圧Ｖｏが高くなるように、直流電源部１の出力端にスイッチング素子Ｓ１とチョークコイルＬ１との直列回路を接続した昇圧コンバータ２としての構成を採用している。こうすると、いわゆる入力電圧Ｖｉよりも高い出力電圧Ｖｏが取り出せる昇圧コンバータ２において、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが大きく振動する問題を一掃できる。

また別な変形例として、スイッチング素子Ｓ１に内蔵するボディダイオードＤbodyに代わり、スイッチング素子Ｓ１の一端と他端との間に外付けのダイオードを逆並列接続してもよい。こうすると、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどのボディダイオードＤbodyを内蔵しないスイッチング素子Ｓ１に対し、このボディダイオードＤbodyと同等の機能を有するダイオードを外付けで接続した場合であっても、スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが大きく振動する問題を一掃できる。

なお、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。ここではスイッチング素子Ｓ１として、ＭＯＳ型ＦＥＴを代表例として採り上げたが、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子も、少なからずＭＯＳ型ＦＥＴと同様の寄生容量Ｃｓを有することから、当該寄生容量Ｃｓと共振インダクタＬｒとによる共振で、スイッチング素子Ｓ１の両端間電圧が不必要に上昇し、素子の耐圧を超えるような問題を、本発明で提案したクランプ用のダイオードＤｃを利用して有効に解決できる。また、実施例で提示した昇圧コンバータ２以外の回路トポロジーに適用することも可能である。

本発明の好適な実施例における電流共振形昇圧コンバータを示す回路図である。 同上、制御回路内部の構成を示す回路図である。 図１および図２に対応した各部の動作波形である。 従来例において、スイッチング素子が理想的なＭＯＳ型ＦＥＴである電流共振形昇圧コンバータの回路図である。 実際のＭＯＳ型ＦＥＴの等価回路図である。 図４に対応した各部の動作波形である。 従来例において、スイッチング素子が現実的なＭＯＳ型ＦＥＴである電流共振形昇圧コンバータの回路図である。 図７に対応して、寄生容量の影響を受けた各部の動作波形である。 図７に対応して、寄生容量およびボディダイオードの逆回復時間の影響を受けた各部の動作波形である。

符号の説明

５ 電流共振回路（共振回路）
１１ 駆動回路（駆動手段）
Ｃｓ 寄生容量
Ｄbody ボディダイオード
Ｄｃ （一方向導通素子）
Ｓ１ スイッチング素子

Claims (4)

1. スイッチング素子のスイッチングにより入力電圧を出力電圧に変換すると共に、前記スイッチング素子がオン状態になった後に、当該スイッチング素子に正弦波状の共振電流を供給する共振回路を備え、
   前記スイッチング素子は、一端と他端との間に接続された寄生容量と、逆並列接続されたボディダイオードとを内蔵して有する電流共振形コンバータにおいて、
   前記スイッチング素子がオン状態になった後、前記共振電流によって前記寄生容量が充電され、前記スイッチング素子の両端間電圧が前記出力電圧まで上昇すると導通する一方向導通素子を、前記スイッチング素子の一端と前記出力電圧のラインとの間に接続したことを特徴とする電流共振形コンバータ。
2. 前記スイッチング素子がオン状態になった後、前記共振電流が前記スイッチング素子の他端から一端に流れる方向からゼロになるまで、前記スイッチング素子をオンにし続ける駆動手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の電流共振形コンバータ。
3. 前記スイッチング素子のスイッチングにより、前記入力電圧よりも前記出力電圧が高くなるように構成したことを特徴とする請求項１または２記載の電流共振形コンバータ。
4. 前記スイッチング素子に内蔵するボディダイオードに代わり、前記スイッチング素子の一端と他端との間に外付けのダイオードを逆並列接続したことを特徴とする請求項１〜３の何れか一つに記載の電流共振形コンバータ。

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