JP2009139382A - 電子部品テスタ、スペクトラム分析装置、電子部品テスト方法および磁気ヘッド部品／磁気媒体部品用テスタ - Google Patents

Abstract

【課題】 磁気ヘッド部品や磁気媒体部品等の電子部品の特性を調べるための簡易で低コストの装置および手法を提供する。
【解決手段】 磁気ヘッド／媒体テスタは、電子部品テスタ用の較正制御信号を生成するテスタプロセス制御部２３５と、スペクトラム分析器２２０とを備える。スペクトラム分析器２２０は、磁気ヘッド２０５から応答特性信号（ｆ（ｔ））２１７を受け取って、その周波数スペクトラムを判定し、この周波数スペクトラムをテスタプロセス制御部２３５に送信する。スペクトラム分析器２２０はまた、テスタプロセス制御部２３５から較正制御信号を受け取って、周波数スペクトラムからイメージ周波数の影響を除去し、周波数スペクトラムのノイズ帯域幅を判定する。特に、電子部品が磁気ヘッド／媒体部品である場合、信号対雑音比や上書き能力等の測定に適した磁気ヘッド／媒体テスタが得られる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電子部品から受け取った応答特性信号の周波数スペクトラムを判定するスペクトラム分析装置、そのようなスペクトラム分析装置により電子部品の特性を調べる電子部品テスタおよび電子部品テスト方法、ならびに磁気ヘッド部品／磁気媒体部品の特性を調べるための磁気ヘッド部品／磁気媒体部品用テスタに関する。

磁気ヘッド部品／磁気媒体部品を評価する電子部品テスタは、磁気ヘッド部品／磁気媒体部品の信号対雑音比（ＳＮＲ）や上書き能力等、その磁気ヘッド部品／磁気媒体部品の性能に関連するパラメータを測定するために、スペクトラム分析装置を必要とする。

図７は、周知のスーパーヘテロダインスペクトラム分析装置の簡易ブロック構成を表すものである。この図７に示す従来のスーパーヘテロダインスペクトラム分析装置としては、例えば下記の非特許文献１に開示されたものが挙げられる。入力信号（ｆ（ｔ））５は、減衰器１０を通過したのち、ローパスフィルタを通過する。そのフィルタ処理された入力信号５は、ミキサ２０を介して送信される。ミキサ２０は、フィルタ処理された入力信号５と局部発振器（ＬＯ）２５からの信号とを組み合わせることにより、中間周波数（ＩＦ）信号を生成する。ミキサ２０は非線形デバイスであるため、中間周波数信号は、二つの原信号を含むだけではなく、それらの高調波成分と、イメージ信号成分（原周波数の和成分および差成分）と、イメージ信号の高調波成分とを含む。

ミキサ２０の出力は、ＩＦ（中間周波数）ゲイン段３０に入力される。このＩＦゲイン段３０は、ミキサ２０による混合信号を増幅し、その出力をＩＦバンドパスフィルタ４０に渡す。ＩＦバンドパスフィルタ４０は、入力された混合信号から、自己の通過帯域を超える信号成分（高調波成分、和周波数成分および差周波数成分）を除去する。その混合信号のいずれかがＩＦバンドパスフィルタ４０の通過帯域の範囲内にある場合、その範囲内の混合信号は、さらに後段での処理を受ける（すなわち、対数尺度で増幅（場合によっては圧縮）される）。ＩＦバンドパスフィルタ４０の出力は、対数アンプ４５に送られる。対数アンプ４５は、ＩＦバンドパスフィルタ４０の出力を対数的に増幅する。その対数的に増幅された信号は、次に、エンベロープ検出器５０に送られる。エンベロープ検出器５０は、ＩＦバンドパスフィルタ４０からの対数的増幅信号を実質的に整流することにより、エンベロープ信号を検出する。検出されたエンベロープ信号は、ビデオフィルタ５５によってフィルタリングされ、さらに、表示部６０への表示に必要な処理が施される。

掃引発振器（ramp generator）６５は、表示部６０を左側から右側へと水平に移動する掃引信号を生成する。掃引発振器６５の掃引信号はまた、局部発振器２５の周波数変動が掃引電圧に比例するように、局部発振器２５の周波数調整を行う。基準発振器７０は、安定したシステム基準タイミング信号を局部発振器２５に供給する。

スペクトラム分析装置の出力は、表示部６０にｘ−ｙ掃引線として表示される。この掃引線は、入力信号５（ｆ（ｔ））における周波数量対振幅を示している。その表示部６０を制御することにより周波数範囲と振幅表示とを調整することができ、これにより、入力信号５（ｆ（ｔ））の各周波数における周波数量および振幅に関するさらなる情報を取り出すことができる。

図８は、図７のスーパーヘテロダインスペクトラム分析装置の代わりとして、多チャンネルスペクトラム分析装置を表すものである。この図８に示す多チャンネルスペクトラム分析装置としては、例えば下記の非特許文献２に開示されたものが挙げられる。入力信号１０５（ｆ（ｔ））は、一組の多チャンネルバンドパスフィルタ１１０ａ〜１１０ｎに供給される。その一組の多段バンドパスフィルタ１１０ａ〜１１０ｎの各フィルタは、スペクトラム分析装置の周波数スペクトラムの互いに信号が重複しない領域をカバーするように構成され、これにより入力信号１０５は、その周波数スペクトラムの独立した複数の周波数帯域に分解される。多チャンネルバンドパスフィルタ１１０ａ〜１１０ｎの各々の出力は、エネルギー判定回路１１５ａ〜１１５ｎのいずれか一つに入力される。入力信号１０５における何らかの電圧値（たとえば、ピーク値または平均値）が既知であり、かつその電圧値に対応する抵抗値が測定されれば、分解された入力信号１０５のエネルギーを判定できることは公知である。

しきい検出部１３０は、入力信号１０５の有無を判定し、クロック回路１３５を作動させる。クロック回路１３５は、各エネルギー判定回路１１５ａ〜１１５ｎのエネルギー信号出力を表示部１２５に出力させるための選択スイッチ１２０を作動させる。クロック回路１３５はまた、同期タイミング信号を表示部１２５に供給する。これにより、表示部１２５に入力信号１０５の周波数スペクトラムが表示される。

Kumagai らによる非特許文献３は、ＲＦ−ＬＳＩテスタ用のスペクトラムアナライザについて記載している。このスペクトラムアナライザでは、ダウンコンバートユニット内の高速ホッピングシンセサイザを用いている。

Hauserによる非特許文献４は、フラクショナルＮ位相ロックループ可変周波数合成技術のアナログ実装について提案している。この周波数合成器を実装することにより、幅広い周波数域にわたる同調が可能となり、掃引ヘテロダイン方式による低周波数バッテリ動作が可能な、小型で低電力の局部発振器が得られる。

Miyauchiによる特許文献１は、掃引周波数局部発振器としてのＹＴＯ（YIG tuned oscillator）と、外来信号の周波数プリセレクタとしてのＹＴＦ（YIG tuned filter）とを具備し、Ｃ／Ｎ（搬送波対雑音）比の改善されたスペクトラムアナライザを開示している。

Musha による特許文献２は、入力信号の周波数スペクトラムを分析するための、搬送波対雑音比の改善された周波数スペクトラムアナライザを開示している。このスペクトラムアナライザは、周波数ミキサにより構成された周波数変換部と、ＩＦ（中間周波数）フィルタと、局部信号発振器とを備える。その周波数ミキサには、位相ロックループが採用可能である。

Takaoku らによる特許文献３は、局部発振器のデジタル的なステップ掃引に起因する動的スプリアスを低減可能なスペクトラムアナライザに用いられる局部発振器を開示している。この局部発振器は、位相ロックループを採用している。

Miyamae らによる特許文献４は、局部信号発生器からの局部信号を用いて、入力信号の周波数を変換するスペクトラムアナライザを教示している。このスペクトラムアナライザは、その周波数変換された出力を検出し、局部信号発生器により発せられた局部信号の周波数を掃引するようになっている。その局部信号発生器は、デジタル直接シンセサイザと、可変周波数発振器と、デジタル直接シンセサイザの出力を基準信号として用いて可変周波数発振器の発振周波数を制御する位相ロックループとを含んでいる。

Obieらによる特許文献５は、パルス入力信号の周波数スペクトラムを測定するスペクトラム分析装置について説明している。このスペクトラム分析装置は、位相ロックループを含む合成局部発振器を有する。その発振器の信号をパルス入力信号と混合すると共にフィルタリングすることにより、混合入力信号の所定周波数成分のピーク電圧が得られる。

Bolandによる特許文献６は、位相ロックループを備え、入力信号の周波数と振幅とを分析する周波数スペクトラム検出装置を開示している。このスペクトラム検出装置は、掃引発振器によって駆動される電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、位相誤差検出回路とを含む。この位相誤差検出回路は、ＶＣＯと入力信号との間の位相差を測定し、ＶＣＯの出力が入力信号と一時的に位相ロックするようにＶＣＯを駆動する。入力信号とＶＣＯの出力とは、相関器に供給される。この相関器は、入力信号の各周波数成分の絶対振幅を正確に測定する一方、入力信号を周波数ドメインへと送信する。
「アジレント・スペクトラム分析の基礎」、アプリケーションノート１５０、２００５年１月、アジレント・テクノロジーズ・インク、パロアルト、カリフォルニア州、２００６年７月２４日にwww.Agilent.com にて発見（"Agilent Spectrum Analysis Basics", Application Note 150, Jan. 2005 Agilent Technologies, Inc., Palo Alto, CA, found www.Agilent.com, 7/24/2006） 「通信システム概論」、ストレムラー著、アディソンウェズリー出版社、ボストン、マサチューセッツ州、１９７７年、１４６頁（"Introduction to Communication Systems", Stremler, Addison-Wesley Publishing Co., Boston, MA, 1977, P.: 146） 「高速ホッピングＰＬＬシンセサイザを用いたスペクトラムアナライザ」、クマガイら、Conference Proceedings Instrumentation and Measurement Technology Conference、１９９４年５月、５２３頁〜５２５頁、第２巻（"A Spectrum Analyzer Using a High Speed Hopping PLL Synthesizer", Kumagai et al., Conference Proceedings Instrumentation and Measurement Technology Conference, May 1994, pp.: 523-525, Vol.2） 「周波数合成器のアナログ同調のための簡易技術」、ハウザー、IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement、１９８９年１２月、第３８巻、第２号、１１４１頁〜１１４４頁（"A Simple Technique for Analog Tuning of Frequency Synthesizers", Hauser, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Dec 1989, Vol.: 38, Issue: 6, pp.: 1141-1144） 米国特許第６，３１６，９２８号 米国特許第６，１６６，５３３号 米国特許第５，８４７，５５９号 米国特許第５，８１８，２１５号 米国特許第５，０３８，０９６号 米国特許第４，４３０，６１１号

しかしながら、上述の全ての方法は、磁気ヘッド部品や磁気媒体部品のスペクトラム特性を調べるのに適した磁気ヘッド／媒体テスタとしては必要以上に複雑なものであり、コストも高くなる。特に、通常のディスクドライブが１ＭＨz から数百ＭＨz の範囲の周波数スペクトラムを有し、その分解能周波数帯域幅が数百ＫＨz 程度であることを考慮すると、より簡易で低コストの部品テスタが望まれる。

本発明は上記課題に鑑みてなされたもので、その目的は、電子部品の特性を調べるための簡易で低コストのスペクトラム分析装置、そのようなスペクトラム分析装置を備えた電子部品テスタ、および電子部品テスト方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、信号対雑音比や上書き能力等の性能パラメータの測定に適した磁気ヘッド部品／磁気媒体部品用テスタを提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明の電子部品テスタは、テスタプロセス制御部とスペクトラム分析器とを備える。テスタプロセス制御部は、電子部品テスタ用の較正制御信号を生成する。スペクトラム分析器は、電子部品との間で通信を行い、この電子部品から応答特性信号を受け取って、この応答特性信号の周波数スペクトラムを得る。ここで、応答特性信号は、例えば、電子部品に較正用刺激信号を与えることによって得られる。スペクトラム分析器はまた、テスタプロセス制御部との間で通信を行い、周波数スペクトラムをテスタプロセス制御部に送信する。スペクトラム分析器はさらに、テスタプロセス制御部から較正制御信号を受け取って、周波数スペクトラムからイメージ周波数の影響を除去し、周波数スペクトラムのノイズ帯域幅を判定する。

上記のスペクトラム分析器は、応答特性信号を受信し得るように接続されたローパスフィルタを含むように構成することが可能である。この場合、さらに次のように構成することが可能である。すなわち、ローパスフィルタは、応答特性信号のうち、帯域幅上限周波数（upper bandwidth frequency）よりも高い高調波成分を除去する。このローパスフィルタの出力端はアップコンバータ回路に接続されており、ローパスフィルタリングされた応答特性信号がアップコンバータ回路によって受信される。アップコンバータ回路は、ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号を中間周波数信号に変換する。アップコンバータ回路はさらに、テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより、較正制御信号のうちの第１の掃引信号を受信し、帯域幅下限周波数（lower bandwidth frequency）から帯域幅上限周波数までの範囲にわたって中間周波数信号の掃引が行われるように自らを調整する。

アップコンバータ回路の出力端は第１のバンドパスフィルタに接続されており、この第１のバンドパスフィルタによって中間周波数信号を受信してフィルタリングすることにより高調波成分をさらに除去する。第１のバンドパスフィルタの出力端はダウンコンバータ回路に接続されており、このダウンコンバータ回路によってバンドパスフィルタリングされた中間周波数信号を受信してこれを最終出力周波数信号に変換する。ダウンコンバータ回路はテスタプロセス制御部と通信することにより、較正制御信号のうちの第２の掃引信号を受信し、帯域幅下限周波数から帯域幅上限周波数までの範囲にわたって最終出力周波数信号が掃引されるように自らを調整する。

第２のバンドパスフィルタは、最終出力周波数信号を受信し得るようにダウンコンバータ回路に接続され、最終出力周波数信号をフィルタリングすることにより高調波成分およびイメージ周波数をさらに除去する。第２のバンドパスフィルタの出力端はエネルギー判定回路に接続されており、このエネルギー判定回路によって最終出力周波数信号を受信し、そのエネルギー量を示すエネルギー量信号を生成する。

上記のスペクトラム分析器は、さらにアナログ・ディジタル変換器を含んでいてもよい。この場合、エネルギー判定回路は、アナログ・ディジタル変換器との間で通信を行う。このアナログ・ディジタル変換器は、エネルギー判定回路からエネルギー量信号を受信し、このエネルギー量信号をディジタルのエネルギー量信号に変換する。アナログ・ディジタル変換器は、テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより、ディジタルのエネルギー量信号をテスタプロセス制御部に送信する。テスタプロセス制御部は、ディジタルのエネルギー量信号を評価することにより、電子部品の特性を表す周波数スペクトラムを生成する。

上記のスペクトラム分析器におけるアップコンバータは、第１の位相ロックループと第１の周波数ミキサとを含むように構成可能である。この場合、第１の位相ロックループは、第１の局部発振信号を生成する。第１の周波数ミキサは、ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号を受信すると共に、第１の位相ロックループと通信を行うことにより第１の局部発振信号を受信し、ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号と第１の局部発振信号とを組み合わせて中間周波数信号を生成する。

第１の局部発振信号は、その最低周波数が応答特性信号および中間周波数信号の最大周波数よりも大きく、次の（１）式により決定される
f _LO＝ f_IF＋ f_IN …（１）
f _LO：第１の局部発振信号の周波数
f _IF：中間周波数信号の周波数
f _IN：入力信号の周波数

第１のバンドパスフィルタの中心周波数は、次の（２）式により決定される
f _BPF1＝ f_IF＋ f_BPF2 …（２）
f _BPF1：第１のバンドパスフィルタの中心周波数
f _IF ：中間周波数信号の周波数
f _BPF2：第２のバンドパスフィルタの中心周波数

第１のバンドパスフィルタの中心周波数はまた、次の（３）式により決定される。
f _BPF1＝Ｋ× f_IN＿_MAX …（３）
Ｋ ：１．３から１. ５までの定数
f _IN＿_MAX ：前記応答特性信号の最大周波数

上記のスペクトラム分析器におけるダウンコンバータ回路は、第２の位相ロックループと第２の周波数ミキサとを含むように構成可能である。第２の位相ロックループは、第２の局部発振信号を生成する。第２の周波数ミキサは、ローパスフィルタリングの行われた中間周波数信号を受信すると共に、第２の位相ロックループとの間で通信を行うことにより第２の局部発振信号を受信し、ローパスフィルタリングの行われた中間周波数信号と第２の局部発振信号とを組み合わせて最終出力周波数信号を生成する。

上記のスペクトラム分析器では、アップコンバータおよびダウンコンバータに接続された基準発振器を設け、これから、安定した基準周波数信号をアップコンバータおよびダウンコンバータに供給するようにしてもよい。

ここで、例えば、スペクトラム分析器の対数線形性因子（logarithmic linearity factor）の較正を行う場合、テスタプロセス制御部は、スペクトラム分析器に第１の較正用刺激信号（calibration stimulus signal）を供給すると共に、スペクトラム分析器からディジタルのエネルギー量信号を受信する。スペクトラム分析器において、第１の較正用刺激信号を所定の周波数範囲にわたって掃引することにより、スペクトラム分析器の対数線形性因子が得られる。

また、例えば、スペクトラム分析器の周波数平坦性因子（a frequency flatness factor）の較正を行う場合、テスタプロセス制御部は、スペクトラム分析器に第２の較正用刺激信号を供給すると共に、ディジタルのエネルギー量信号を受信する。そして、スペクトラム分析器において、第２の較正用刺激信号を所定の周波数範囲にわたって掃引することにより、スペクトラム分析器の周波数平坦性因子が得られる。この周波数平坦性因子をエネルギー量信号に適用することにより、エネルギー量信号の周波数応答特性が平坦化される。

また、例えば、スペクトラム分析器のノイズ帯域幅因子（noise bandwidth factor）の較正を行う場合、テスタプロセス制御部は、スペクトラム分析器に第３の較正用刺激信号と既知の振幅のホワイトノイズ信号とを供給すると共に、ディジタルのエネルギー量信号を受信する。そして、スペクトラム分析器において、第３の較正用刺激信号を所定の周波数範囲にわたって掃引することにより、スペクトラム分析器のノイズ帯域幅因子の較正が行われる。

本発明の電子部品テスタでは、第１の期間にわたって電子部品を較正用刺激信号に曝すと共に第２の期間にわたって電子部品を前記較正用刺激信号に曝し、第２の期間の結果から、応答特性信号の周波数スペクトラムを得るように構成可能である。この場合、周波数スペクトラムから得られたノイズ帯域幅因子を分析することにより、第１の期間において較正用刺激信号により生じ第２の期間において較正用刺激信号に影響を与えることとなる残留効果（residual effect）が得られる。

本発明のスペクトラム分析装置、電子部品テスタ、および電子部品テスト方法によれば、電子部品テスタ用の較正制御信号を生成するテスタプロセス制御部と、スペクトラム分析器とを備え、スペクトラム分析器において、電子部品から応答特性信号を受け取ってその周波数スペクトラムを判定し、周波数スペクトラムをテスタプロセス制御部に送信すると共にテスタプロセス制御部から較正制御信号を受け取って周波数スペクトラムからイメージ周波数の影響を除去し、周波数スペクトラムのノイズ帯域幅を判定するようにしたので、電子部品の特性を調べるための簡易で低コストの装置および手法を提供することができる。特に、電子部品が磁気ヘッド部品や磁気媒体部品信号である場合には、信号対雑音比や上書き能力等の性能パラメータの測定に適した磁気ヘッド部品／磁気媒体部品用テスタを提供することができる。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。
磁気ヘッド部品や磁気媒体部品用のテスタ（以下、磁気ヘッド／媒体テスタという。）では、信号対雑音比（ＳＮＲ）やオーバーライト分析などの性能関連パラメータを測定するために、スペクトラム分析装置が必要となる。本実施の形態の磁気ヘッド／媒体テスタは、磁気ヘッド／媒体の性能に関する十分正確なデータを得ることを可能とする低価格で簡素化したスペクトラム分析装置を備えるものである。

図７に示した従来のスペクトラム分析装置の一般的な構成では、アップコンバータと共に一連のダウンコンバータを用いることにより、ミキサの作用によって発生するイメージ周波数を除去するようにしている。スペクトラム分析装置は、ディジタル信号処理による周波数スペクトラム抽出を行うために、高速アナログ・ディジタル変換器を備えることが多い。上述の方法はいずれも、磁気ヘッド／媒体テスタとしては必要以上に複雑であり、コストも高くなる。一般に、ディスクドライブは、１ＭＨz から数百ＭＨz の範囲の周波数スペクトラムを有し、その分解能周波数帯域幅は数百ＫＨz 程度である。本実施の形態の磁気ヘッド／媒体テスタは、特に磁気ヘッド部品や磁気媒体部品のスペクトラム特性を調べるのに適している。

本発明の磁気ヘッド／媒体テスタのスペクトラム分析装置は、１つのアップコンバータ回路と、１つのダウンコンバータ回路と、高調波やミキサで生ずるイメージ周波数を除去するフィルタと、最終段階において入力信号のダイナミックレンジをデシベルに変換する対数アンプとを含む簡易な構成のスーパーヘテロダイン受信器を備える。対数アンプからの出力信号は、その後アナログ・ディジタル変換器に入力され、これにより、応答特性入力信号の周波数スペクトラムを示すディジタルのエネルギー量信号が生成される。アップコンバータ回路およびダウンコンバータ回路は、それぞれ、ミキサおよび位相ロックループにより構成される。通常、入力周波数の範囲は１ＭＨｚから７５０ＭＨｚである。

図１を参照して、本実施の形態の磁気ヘッド／媒体テスタについて詳細に説明する。テスト対象の電子部品である磁気ヘッド２０５および磁気媒体２１０は、テスタ固定部２００に固定されている。テスタ固定部２００によって磁気ヘッド２０５のテストを行う場合には、標準磁気媒体２１０を取り付けて磁気ヘッド２０５と磁気結合させ、磁気ヘッド２０５が標準テスト信号を受信し得るようにする。テスタ固定部２００によって磁気媒体２１０を調べる場合には、磁気媒体をテスタ固定部２００上に配置し、磁気ヘッドを介して読出し・書込み処理を行うことにより磁気媒体の特性を調べる。サーボ制御部２２５は、テスタプロセス制御部２３５からの制御信号を受信し、テスタ固定部２００の機械的動作を開始させると共にその制御を行う。サーボ制御部２２５は、磁気ヘッド２０５または磁気媒体２１０から応答特性信号が生成されるように磁気媒体２１０の動作スピードを調整する。

磁気ヘッド２０５または磁気媒体２１０からの応答特性信号は、磁気ヘッド２０５または磁気媒体２１０の評価を行うために、読出書込回路２１５に送られる。この読出書込回路２１５は、磁気媒体２１０への書き込みを行うための書込信号を出力するものである。磁気ヘッド２０５の読出部（図示せず）は、磁気ヘッド２０５によって読み出された応答特性信号の初期増幅と調整とを行うプリアンプ２０７に接続されている。プリアンプ２０７は、読出書込回路２１５に接続されている。この読出書込回路２１５は、磁気ヘッド２０５によって読み出されプリアンプ２０７によって前置増幅された応答特性信号を受信するようになっている。このテストが応答特性信号の有効性を評価するものである場合、応答特性信号（ｆ（ｔ））２１７は、読出書込回路２１５から入出力バス２３０に送信され、さらにテスタプロセス制御部２３５に送信されて評価が行われる。応答特性信号が所定の特性周波数スペクトラムを有するものである場合、応答特性信号（ｆ（ｔ））２１７は、較正／動作切替スイッチ２６０を介してスペクトラム分析装置２２０に送信される。テスタプロセス制御部２３５は、応答特性信号２１７が較正／動作切替スイッチ２６０を介してスペクトラム分析装置２２０に送信されるように、較正／動作切替信号２６５を設定する。

次に図２を参照し、スペクトラム分析装置２２０について説明する。応答特性信号２１７は、ローパスフィルタ３００に供給される。このローパスフィルタ３００は、アップコンバートに先立って７５０ＭＨｚ以上の高調波を除去するために用いられる。通常、応答特性信号２１７の入力周波数の範囲は１ＭＨｚから７５０ＭＨｚである。ローパスフィルタ３００の上限周波数は７５０ＭＨｚである。磁気ヘッド２０５は１ＭＨｚ以下の周波数では有益な情報をもたらさないことから、通常、１ＭＨｚ以下の低周波数は磁気ヘッド２０５のプリアンプ２０７によって制限される。ローパスフィルタ３００から出力された応答特性信号はアップコンバータ３０５に入力される。このアップコンバータ３０５は、第１のミキサ３０７と第１のＰＬＬ３０９とを備えており、この第１のミキサ３０７が、ローパスフィルタ３００によりフィルタリングの行われた応答特性信号を受信する。

第１のＰＬＬ３０９は、基準発振器３２０から基準クロックを受信する。この基準発振器３２０は、標準水晶を用いて基準クロックを生成するようになっている。第１のＰＬＬ３０９には、テスタプロセス制御部２３５から入出力バス２３５を介して送られてきたＰＬＬスイープ制御信号２５５（較正制御信号のうちの第１の掃引信号）が供給（apply）され、これにより、第１のＰＬＬ３０９において第１の局部発振信号（周波数ｆ_LO）が生成され、出力される。

第１の局部発振信号は、第１のミキサ３０７への第２の入力信号であり、これをフィルタリングの行われた応答特性信号と組み合わせることにより、中間周波数信号が生成される。第１のミキサ３０７からの中間周波数信号は、アップコンバータ３０５の出力信号として、第１のバンドパスフィルタ３１０に入力される。アップコンバータ３０５からの中間周波数信号ｆ_IFは、応答特性信号２１７の最大周波数よりも大きくなるように調整される。ここで、第１の局部発振信号は、その最低周波数が応答特性信号および中間周波数信号の最大周波数よりも大きく、次の（１）式により決定される
f _LO＝ f_IF＋ f_IN …（１）
ここで、f _LOは第１の局部発振信号の周波数であり、f _IFは中間周波数信号の周波数であり、f _INは入力信号の周波数である。

第１のバンドパスフィルタ３１０は、フィルタリングの行われた応答特性信号の高調波と局部発振器信号の高調波のうち、応答特性信号２１７の最大周波数よりも小さい周波数成分を制限する。第１のバンドパスフィルタ３１０の中心周波数は、以下の（３）式により表される。
ｆ_BPF1＝Ｋ×ｆ_IN-MAX …（３）
ここで、Ｋは、１．３から１．５までの定数であり、ｆ_IN-MAXは、応答特性信号の最大周波数である。

第１のバンドパスフィルタ３１０からの出力信号は、ダウンコンバータ３１５に入力される。このダウンコンバータ３１５は、第２のミキサ３１７と第２のＰＬＬ３１９とを備えており、この第２のＰＬＬ３１９が基準発振器３２０から基準クロックを受信する。第２のＰＬＬ３１９には、テスタプロセス制御部２３５から入出力バス２３５を介して送られてきたＰＬＬスイープ制御信号２５５（較正制御信号のうちの第２の掃引信号）が供給（apply）され、これにより、第２のＰＬＬ３１９において第２の局部発振信号が生成され、出力される。

第２の局部発振信号は、第２のミキサ３１７への第２の入力信号であり、これをフィルタリングの行われた中間周波数信号と組み合わせることにより、最終出力周波数信号が生成される。第２のミキサ３１７からの最終出力周波数信号は、ダウンコンバータ３１５からの出力信号として、第２のバンドパスフィルタ３２５の入力側に入力される。第１のバンドパスフィルタ３１０および第２のバンドパスフィルタ３２５は、第２のバンドパスフィルタ３２５の帯域幅内に存在するイメージ周波数を除き、第１のミキサ３０７および第２のミキサ３１７によって発生するすべてのイメージ周波数を除去する。上述のように、ディスクドライブは、１ＭＨz から数百ＭＨz の範囲の周波数スペクトラムを有し、その分解能周波数帯域幅は数百ＫＨz 程度である。従って、第２のバンドパスフィルタ３２５の帯域幅を、磁気／媒体の最大分解能帯域幅に設定する必要がある。さらに、第１のバンドパスフィルタは、以下の（２）式によって表される中心周波数を有するように設定される。
ｆ_BPF1＝ｆ_IF＋ｆ_BPF2 …（２）
ここで、ｆ_BPF1は第１のバンドパスフィルタ３０７の中心周波数であり、ｆ_IFは中間周波数であり、ｆ_BPF2は第２のバンドパスフィルタ３１７の中心周波数である。

一例として、本実施の形態のスペクトラム分析装置の一般的な周波数の範囲は、以下の通りである。
ｆ_IN＝１〜７５０［ＭＨｚ］
ｆ_IF＝９５０［ＭＨｚ］
ｆ_LO＝９５２〜１７０１［ＭＨｚ］

一例として、ローパスフィルタ３００の帯域幅は、７５０ＭＨｚ程度である。第１のバンドパスフィルタ３０７の中心周波数は、９５１ＭＨｚであり、その帯域幅は＋／−５０ＭＨｚである。第２のバンドパスフィルタ３１７の中心周波数は１ＭＨｚであり、その帯域幅は＋／−１００ＫＨｚである。

簡易構成のスペクトラム分析装置においては、イメージ周波数を十分に除去できない場合が多い。このイメージ周波数は、応答特性信号２１７と局部発振器信号とを混合する際の曖昧さ（ambiguity）に起因して生ずることが知られている。中間周波数信号への変換は、ｆ_IF＝｜ｆ_IN−ｆ_LO｜の関係に従って行われるので、正確には、固定された１つの局部発振器周波数に対して、２つの周波数が中間周波数として生成される。

本実施の形態の磁気ヘッド／媒体テスタによる一般的な測定においては、イメージ周波数が測定結果にさほど大きな影響を与えるものではない。上述のミキサ周波数のセットアップに伴うイメージ周波数の問題について説明する。１０ＭＨｚの信号のスペクトラムを測定する場合を想定すると、局部発振器の周波数は９６１ＭＨｚに設定される。１０ＭＨｚのエネルギーは、アップコンバータ３０５によって９５１ＭＨｚおよび９７１ＭＨｚへとアップコンバートされる。このとき、後述する理由により、１２ＭＨｚのエネルギーについても考慮しなければならない。この１２ＭＨｚの信号も同様にアップコンバートされ、９４９ＭＨｚおよび９７３ＭＨｚとなる。これらの４つの周波数成分は、スペクトラム的に接近しすぎているため、第１のバンドパスフィルタ３１０によってフィルタリングすることができない。これらの周波数成分を、第２のＰＬＬ３１９から出力される９５０ＭＨｚに設定された第２の局部発振信号と混合する。その結果、−１ＭＨｚ、１ＭＨｚ、２１ＭＨｚ、２３ＭＨｚ、１８９９ＭＨｚ、１９０１ＭＨｚ、１９２１ＭＨｚ、１９２３ＭＨｚの８つの周波数が発生する。第１のバンドパスフィルタ３１０と第２のバンドパスフィルタ３２５は、これらのうち−１ＭＨｚと１ＭＨｚの成分を除くすべての周波数を除去する。この−１ＭＨｚの周波数は、元の応答特性信号２１７の３ＭＨｚのエネルギーに起因するイメージ周波数信号である。このイメージ周波数信号は、ダウンコンバータ３１５の出力端から出力される最終出力周波数信号の中に１ＭＨｚの実信号として現れる。このイメージ周波数は、従来のスペクトラム分析装置においては許容されるものではないが、後述するように、これによる影響を最終出力周波数信号から除去することができる。

ダウンコンバータ３１５からの最終出力周波数信号は、対数アンプ（増幅器）３３０に入力される。対数アンプ３３０は、応答特性信号２１７のダイナミックレンジをデシベルに変換することにより、応答特性信号２１７のエネルギー量を判定する。対数アンプ３３０からの出力信号は、Ａ／Ｄコンバータ３４０の入力端に入力される。Ａ／Ｄコンバータ３４０は、最終出力周波数信号をディジタルのエネルギー量信号２５０に変換する。

図１に示したように、ディジタルのエネルギー量信号２５０は、入出力バス２３０に出力された後、テストプロセス制御部２３５に送信され、ここで更なる評価が行われる。テストプロセス制御部２３５には、テスタプロセッサメモリ２４０およびデータ／プログラム記憶装置２４５が接続されており、ここに本実施の形態の磁気ヘッド／媒体テスタの動作に必要なプログラムおよびデータが保持されるようになっている。

以下の理由により、イメージ周波数は、磁気ヘッド／媒体のテストに関してはさほど大きな問題にはならない。一般的な磁気ヘッド／媒体テストで行われる測定は、離散的な周波数での応答特性信号の測定に限られる。ノイズ測定では、数ＭＨｚの間隔でサンプリングが行われる。図３に示すように、応答特性信号のスペクトラム量は、いくつかの高調波によって規定される。最終基本周波数信号（最終出力周波数信号）４００およびそのイメージ周波数信号４０５は、最終基本周波数信号の高調波４１５ａ、４１５ｂとイメージ周波数信号の高調波４２０ａ、４２０ｂとの間の比較的滑らかなノイズフロア４１０によって鮮明に規定される。さらに、図４に示すように、最終基本周波数信号４００とそのイメージ周波数信号４０５との間のノイズフロア４２５は、比較的滑らかであり、２ＭＨｚの帯域幅内で一定である。図３に示すように、ノイズフロア４１０に対する最終基本周波数信号４００の比率は、通常４５ｄｂｓである。

本発明の磁気ヘッド／媒体テスタを用いた一般的なテストとしては、例えば、信号対雑音比（ＳＮＲ）テストが挙げられる。このテストでは２種類の測定を行う必要がある。まず初めに、最終基本周波数信号４００を、その基本周波数において測定する。次に、１ＭＨｚから第２次高調波までの間に存在する信号について、ノイズを測定する。最終基本周波数信号４００は、ほぼ一定の周波数であり、数百ＭＨｚの基本波を有する正弦波で近似される。スペクトル量は、基本波にピークを１つだけを含んでおり、その他の部分はノイズである。イメージ周波数４０５が信号測定に与える影響として、ノイズがわずかに（１．４１４倍程度に）増加することがわかる。この場合、信号の方が著しく大きいため、結果に大きく影響するものではない。このイメージ周波数の影響は、テスタプロセス制御部２３５によってエネルギー量信号２５０を処理する際に補償することができる。ノイズフロア４２５は、イメージ周波数信号４０５と最終基本周波数信号４００とによって分離された２ＭＨｚの範囲内でほぼ一定なので、ノイズ測定は同様に、１．４１４倍程度に大きくなるという影響を受ける。

上述のように、本発明の磁気ヘッド／媒体のスペクトラム分析装置２２０は、比較的簡易な構成を有する。対数アンプ３３０の非線形性は補償される必要がある。第１のバンドパスフィルタ３１０と第２のバンドパスフィルタ３２５のノイズ帯域幅は、それらのフィルタのスペクトラム周波数の平坦性が確保されるように決定される。ディジタルのエネルギー信号２５０を調整するための演算を行う場合、テスタプロセス制御部２３５は、較正／動作切替信号２６５を較正モードに設定する。これにより、較正／動作切替スイッチ２６０が較正モードに切り替えられ、較正用刺激信号としての較正周波数信号（ｆ_CAL）２７０がテスタプロセス制御部２３５からスペクトラム分析装置２２０に送信される。

対数アンプ３３０の線形性を判定する場合、テスタプロセス制御部２３５は、較正周波数信号２７０を、既知の振幅を有する単一正弦波周波数の信号となるように設定する。その後、較正周波数信号２７０は、所定の周波数範囲にわたって掃引される。テスタプロセス制御部２３５は、ディジタルのエネルギー量信号２５０を受信し、較正周波数信号２７０の既知の振幅から、対数アンプ３３０の対数線形性因子を求め、この求めた対数線形性因子をディジタルのエネルギー量信号２５０に適用することにより対数アンプ３３０の非線形性を補正する。

第１のバンドパスフィルタ３１０と第２のバンドパスフィルタ３２５の周波数応答の平坦性を規定する場合、テスタプロセス制御部２３５は、較正周波数信号２７０を、既知の振幅を有する単一の正弦波周波数の信号となるように設定する。その後、較正周波数信号２７０は、所定の周波数範囲にわたって掃引される。テスタプロセス制御部２３５は、ディジタルのエネルギー量信号２５０を受信し、較正周波数信号２７０の既知の振幅から、第１のバンドパスフィルタ３１０と第２のバンドパスフィルタ３２５の周波数平坦性因子を求め、この求めた周波数平坦性因子をディジタルのエネルギー量信号２５０に適用することにより、第１のバンドパスフィルタ３１０および第２のバンドパスフィルタ３２５の歪みを補正する。

第２のバンドパスフィルタ３２５のノイズ帯域幅を較正する場合、テスタプロセス制御部２３５は、較正周波数信号２７０を、既知の振幅を有する単一の正弦波周波数の信号となるように設定し、既知のＲＭＳ（root mean square）振幅を有するホワイトノイズ源を注入する。その後、較正周波数信号２７０は、所定の周波数範囲にわたって掃引される。テスタプロセス制御部２３５は、ディジタルのエネルギー量信号２５０を受信し、較正周波数信号２７０の既知の振幅から、第２のバンドパスフィルタ３２５のノイズ帯域幅因子を求め、この求めたノイズ帯域幅因子をディジタルのエネルギー信号２５０に適用することにより第２のバンドパスフィルタ３２５のノイズ帯域幅の非線形性を補正する。

なお、第１の期間にわたって測定対象の電子部品が較正用刺激信号としての較正周波数信号（ｆ_CAL）２７０に曝されると共に第２の期間にわたって測定対象の電子部品が較正周波数信号２７０に曝されるようにし、第２の期間の結果から、応答特性信号の周波数スペクトラムを得るように構成することも可能である。この場合、周波数スペクトラムから得られたノイズ帯域幅因子を分析することにより、第１の期間において較正周波数信号２７０により生じ第２の期間において較正周波数信号２７０に影響を与えることとなる残留効果（residual effect）が得られる。

上書きノイズテストでは、磁気ヘッド２０５または磁気媒体２１０に書込みや上書きを行ったときに、磁気ヘッド２０５または磁気媒体２１０に生ずるノイズ量を測定を行う。磁気ヘッド２０５または磁気媒体２１０上に残っている磁気信号は、新たに書込まれる信号にとって潜伏ノイズである。通常、磁気ヘッド２０５または磁気媒体２１０への基本的な書込みレートは、おおよそ３００Ｍｂｐｓ（Megabits／sec）である。つまり、基本的な書込み時間（Ｔ）は、３．３ｎｓｅｃである。上書きテストでは、元のデータは、読出書込回路２１５を介して６Ｔ（すなわち１９．８ｎｓｅｃ）の間に書き込まれ、続いて次のデータが読出書込回路２１５を介して２Ｔ（すなわち６．６ｎｓｅｃ）の間に書き込まれる。そして、上書きノイズは、上述した基本的な信号対雑音比（ＳＮＲ）の場合と同様にして、信号対雑音比として求められる。但し、この場合、ノイズが磁気ヘッド／磁気媒体部品に残った残留信号の量を表している点が異なる。

次に、図５および図６を参照し、磁気ヘッド／媒体部品などの電子部品のテスト方法について説明する。

まず、以下で説明するようにして応答特性信号（ｆ（ｔ））２１７を分析することにより（図５ステップ５００）、応答特性信号の周波数量を得る。
図６は、応答特性信号ｆ（ｔ）の分析ステップ５００を詳細に表すものである。応答特性信号ｆ（ｔ）を受信し（図６ステップ６００）、ローパスフィルタリングを行う（ステップ６０５）ことにより、高い周波数の高調波を除去する。ヘッド／媒体部品の場合、高調波は７５０ＭＨｚ以上である。第１の局部発振器周波数を掃引して（ステップ６１０）、応答特性信号ｆ（ｔ）と組み合わせることにより、中間周波数信号へのアップコンバートを行う（ステップ６１５）。次に、中間周波数信号に対してフィルタリングを行い、上側高調波を除去する（ステップ６２０）。そして、第２の局部共振器を掃引して（ステップ６２５）、中間周波数信号と組み合わせることにより、中間周波数を最終基本周波数ｆ_out の信号（最終出力周波数信号）へとダウンコンバートする（ステップ６３０）。

次に、最終基本周波数に対してフィルタリングを行うことにより、アップコンバートまたはダウンコンバートよって発生した周波数を除去する（ステップ６３５）。そして、フィルタリングの行われた最終基本周波数ｆ_out の信号を対数的に増幅することにより（ステップ６４０）、応答特性信号ｆ（ｔ）のダイナミックレンジをデシベルへと変換して応答特性信号ｆ（ｔ）のエネルギー量を求め、さらに、これをディジタル変換する（ステップＳ６４５）。

上述のように、イメージ周波数が信号測定に与える影響として、ノイズがわずかに（１．４１４倍程度に）増加することがわかる。この場合、信号の方が著しく大きいため、結果に大きく影響するものではない。このイメージ周波数の影響は、エネルギー量信号を処理する際に補償される（図５ステップ５０５）。ノイズフロアは、イメージ周波数と最終基本周波数とによって分離された２ＭＨｚの範囲内でほぼ一定なので、ノイズ測定は同様に、１．４１４倍程度に大きくなるという影響を受ける。

上記したように、対数的な増幅を行うことにより（ステップ６４０）、応答特性信号ｆ（ｔ）のダイナミックレンジをデシベルへと変換し、応答特性信号ｆ（ｔ）のエネルギー量を求めるわけであるが、その際に、この処理を行う物理的回路部品によって、応答特性信号ｆ（ｔ）のエネルギー量に非線形性が生じることがある。そのような対数増幅およびフィルタリングの行われた最終基本周波数の非線形性を調べなければならない（図５ステップ５１０）。そこで、較正周波数信号ｆ_CAL を、既知の振幅を有する単一の正弦波周波数として設定し、この較正周波数信号ｆ_CAL を所定の周波数範囲にわたって掃引する。較正周波数信号２７０の既知の振幅のエネルギー量に基づいて、対数線形性因子が得られる。そして、得られた対数線形性因子をエネルギー量信号に適用することにより、非線形性を補正する。

上記したように、上側高調波を除去したり（ステップ６２０）、アップコンバートおよびダウンコンバートによって発生した周波数を除去（ステップ６３５）する処理を行う際には、この処理を行う物理的回路部品によって、周波数応答に非線形性が生じることがある。そのような周波数応答の平坦性を求める場合には、較正周波数信号ｆ_CAL を、既知の振幅を有する単一の正弦波周波数の信号として設定し、この較正周波数信号ｆ_CAL を所定の周波数範囲にわたって掃引する。そして、ディジタルのエネルギー量信号と較正周波数信号ｆ_CAL の既知の振幅とを比較し、上側高調波の除去処理（ステップ６２０）およびアップコンバート／ダウンコンバートによって発生した周波数の除去処理（ステップ６２５）における周波数平坦性因子を求める（図５ステップ５１５）。こうして得られた周波数平坦性因子を、上側高調波の除去処理（ステップ６２０）およびアップコンバート／ダウンコンバートによって発生した周波数の除去処理（ステップ６３５）に適用することにより、非線形性を補償する。

上記したように、上側高調波を除去したり（ステップ６２０）、アップコンバートおよびダウンコンバートによって発生した周波数を除去（ステップ６３５）する処理を行う際には、この処理を行う物理的回路部品によって、周波数応答にノイズが生じることがある。そのようなノイズの帯域幅は、磁気ヘッド／媒体部品の信号対雑音比を得るために調べる必要がある。ノイズ帯域幅を較正する際には、較正周波数信号ｆ_CAL を、既知の振幅を有する単一の正弦波周波数の信号として設定し、既知のＲＭＳ振幅を有するホワイトノイズ源を注入し、較正周波数信号ｆ_CAL を所定の周波数範囲にわたって掃引する。エネルギー量信号と、較正周波数信号ｆ_CAL の既知の振幅とに基づき、ノイズ帯域幅因子を求める。こうして得られたノイズ帯域幅因子をエネルギー量信号に適用することにより、ノイズ帯域幅の非線形性を補正する。

信号対雑音比テストでは、応答特性信号ｆ（ｔ）に対するノイズの比率を求めて分析する（図５ステップ５２５）。信号対雑音比テストでは２種類の測定を行う必要がある。まず初めに、最終基本周波数信号を、その基本周波数ｆ_out において測定する。次に、１ＭＨｚから第２次高調波までの間に存在する信号について、ノイズを測定する（ステップ５２０）。これらの測定結果から、信号対雑音比（ＳＮＲ）を求める（ステップ５２５）。最終基本周波数は、ほぼ一定の周波数であり、数百ＭＨｚの基本波を有する正弦波で近似される。スペクトル量は、基本波にピークを１つだけを含んでおり、その他の部分はノイズである。イメージ周波数が信号測定に与える影響として、ノイズがわずかに（１．４１４倍程度に）増加することがわかる。この場合、信号の方が著しく大きいため、結果に大きく影響するものではない。このイメージ周波数の影響は、エネルギー量信号を処理する際に補償することができる。ノイズフロアは、イメージ周波数信号４０５と最終基本周波数信号４００とによって分離された２ＭＨｚの範囲内でほぼ一定なので、ノイズ測定は同様に、１．４１４倍程度に大きくなるという影響を受ける。

オーバーライト（上書き）ノイズテストでは、磁気ヘッドまたは磁気媒体に書込みや上書きを行ったときに、磁気ヘッドまたは磁気媒体に生ずるノイズ量を測定を行う。磁気ヘッドまたは磁気媒体上に残っている磁気信号は、新たに書込まれる信号にとっては潜伏ノイズとなる。通常、磁気ヘッドまたは磁気媒体への基本的な書込みレートは、およそ３００Ｍｂｐｓである。つまり、基本的な書込み時間（Ｔ）は、３．３ｎｓｅｃである。上書きテストでは、元のデータは、読出書込回路２１５を介して６Ｔ（すなわち１９．８ｎｓｅｃ）の間に書き込まれ、続いて次のデータが読出書込回路２１５を介して２Ｔ（すなわち６．６ｎｓｅｃ）の間に書き込まれる。そして、上書きノイズは、上述した基本的な信号対雑音比（ＳＮＲ）の場合（ステップ５２５）と同様にして、信号対雑音比として求められる（ステップ５３０）。但し、この場合、ノイズが磁気ヘッド／磁気媒体部品に残った残留信号の量を表している点が異なる。

以上、特定の実施の形態および実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態および実施例において説明した態様に限定されず、本発明の趣旨から外れることがない限りにおいて、種々の変形が可能である。例えば、磁気ヘッド／媒体テスタのスペクトラム分析装置としてスーパーヘテロダインスペクトラム分析器を採用した場合について説明したが、当業者には明らかなように、図８に示した多チャンネルスペクトラム分析器を適用することも可能である。

本発明の実施の形態に係る磁気ヘッド部品／磁気媒体部品テスタのブロック図 である。 図１に示した磁気ヘッド部品／磁気媒体部品テスタにおけるスペクトラム分析 装置の模式図である。 本実施の形態に係る磁気ヘッド部品／磁気媒体部品テスタによって求められた磁気ヘッド部品／磁気媒体部品の周波数スペクトラムのノイズフロアを示すプロット図である。 本実施の形態に係る磁気ヘッド部品／磁気媒体部品テスタによって求められた磁気ヘッド部品／磁気媒体部品の周波数スペクトラムのイメージ周波数を示すプロット図である。 本実施の形態に係る、磁気ヘッド部品／磁気媒体部品等の電子部品の特性を調 べる方法を示す流れ図である。 本実施の形態に係る、磁気ヘッド部品／磁気媒体部品等の電子部品の特性を表す応答特性信号のスペクトラムを分析するためのフローチャートである。 従来のスーパーヘテロダインスペクトラム分析装置の模式図である。 従来の多チャンネルスペクトラム分析装置の模式図である。

符号の説明

２０５…磁気ヘッド、２０７…プリアンプ、２１０…磁気媒体、２１５…読出書込回路、２１７…応答特性信号（ｆ（ｔ））、２３０…入出力バス、２３５…テスタプロセス制御部、２４０…テスタプロセッサメモリ、２４５…データ／プログラム記憶装置、２５０…（ディジタルの）エネルギー量信号、２５５…ＰＬＬスイープ制御信号、２６０…較正／動作切替スイッチ、２６５…較正／動作切替信号、２７０…較正周波数信号（ｆ_CAL）、３００…ローパスフィルタ、３０５…アップコンバータ、３０７…第１のミキサ、３０９…第１のＰＬＬ、３１０…第１のバンドパスフィルタ、３１５…ダウンコンバータ、３１７…第２のミキサ、３１９…第２のＰＬＬ、３２０…基準発振器、３２５…第２のバンドパスフィルタ、３３０…対数アンプ、３４０…Ａ／Ｄコンバータ、４００…最終基本周波数、４０５…イメージ周波数、４１５a,４１５ｂ，４２０ａ，４２０ｂ…高調波、４１０，４２５…ノイブフロア、ｆ_LO…局部発振信号周波数、ｆ_IF…中間周波数、ｆ_IN…入力周波数、ｆ_BPF1…第１のバンドパスフィルタの中心周波数、ｆ_BPF2…第２のバンドパスフィルタの中心周波数、ｆ_in＿_MAX …応答特性信号の最大周波数。

Claims (51)

1. 電子部品の特性を調べるための電子部品テスタであって、
   前記電子部品テスタ用の較正制御信号を生成するテスタプロセス制御部と、
   前記電子部品との間で通信を行うことによりこの電子部品から応答特性信号を受け取って、この応答特性信号の周波数スペクトラムを判定し、前記テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより前記周波数スペクトラムを前記テスタプロセス制御部に送信すると共に前記テスタプロセス制御部から前記較正制御信号を受け取って前記周波数スペクトラムからイメージ周波数の影響を除去し、周波数スペクトラムのノイズ帯域幅を判定するスペクトラム分析器と
   を備えたことを特徴とする電子部品テスタ。
2. 前記電子部品が磁気ヘッド部品または磁気媒体部品である
   ことを特徴とする請求項１に記載の電子部品テスタ。
3. 前記スペクトラム分析器は、スーパーヘテロダインスペクトラム分析器または多チャンネルスペクトラム分析器である
   ことを特徴とする請求項１に記載の電子部品テスタ。
4. 前記スペクトラム分析器は、
   前記応答特性信号のうち、帯域幅上限周波数（upper bandwidth frequency）よりも高い高調波成分を制限するローパスフィルタリングを行うローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタとの間で通信を行うことにより、前記ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号を受信し、これを中間周波数信号に変換すると共に、前記テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより、前記較正制御信号のうちの第１の掃引信号を受信し、帯域幅下限周波数（lower bandwidth frequency）から前記帯域幅上限周波数までの範囲にわたって前記中間周波数信号が掃引されるように自らを調整するアップコンバータ回路と、
   前記中間周波数信号における前記高調波成分をさらに抑制するためのバンドパスフィルタリングを行う第１のバンドパスフィルタと、
   前記第１のバンドパスフィルタとの間で通信を行うことにより、前記バンドパスフィルタリングの行われた中間周波数信号を受信して、これを最終出力周波数信号に変換すると共に、前記テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより、前記較正制御信号のうちの第２の掃引信号を受信し、前記帯域幅下限周波数から前記帯域幅上限周波数までの範囲にわたって前記最終出力周波数信号が掃引されるように自らを調整するダウンコンバータ回路と、
   前記最終出力周波数信号における前記高調波成分をさらに抑制するためのフィルタリングを行う第２のバンドパスフィルタと、
   前記ダウンコンバータ回路との間で通信を行うことにより前記最終出力周波数信号を受信し、この最終出力周波数信号のエネルギー量を示すエネルギー量信号を生成するエネルギー判定回路と
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の電子部品テスタ。
5. 前記スペクトラム分析器は、さらに、
   前記エネルギー判定回路との間で通信を行うことにより前記エネルギー量信号を受信し、このエネルギー量信号をディジタルのエネルギー量信号に変換すると共に、前記テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより前記ディジタルのエネルギー量信号を前記テスタプロセス制御部に送信するアナログ・ディジタル変換器を含み、
   前記テスタプロセス制御部が、前記ディジタルのエネルギー量信号を評価することにより、前記電子部品の特性を表す周波数スペクトラムを生成する
   ことを特徴とする請求項４に記載の電子部品テスタ。
6. 前記アップコンバータは、
   第１の局部発振信号を生成する第１の位相ロックループと、
   前記ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号を受信すると共に、前記第１の位相ロックループとの間で通信を行うことにより第１の局部発振信号を受信し、前記ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号と前記第１の局部発振信号とを組み合わせて前記中間周波数信号を生成する第１の周波数ミキサと
   を含むことを特徴とする請求項４に記載の電子部品テスタ。
7. 前記第１の局部発振信号の最低周波数は、前記応答特性信号および前記中間周波数信号の最大周波数よりも大きい
   ことを特徴とする請求項６に記載の電子部品テスタ。
8. 前記第１の局部発振信号は、次の（１）式により決定される
   ことを特徴とする請求項６に記載の電子部品テスタ。
   f _LO＝ f_IF＋ f_IN …（１）
   f _LO：前記第１の局部発振信号の周波数
   f _IF：前記中間周波数信号の周波数
   f _IN：入力信号の周波数
9. 前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数は、次の（２）式により決定される
   ことを特徴とする請求項４に記載の電子部品テスタ。
   f _BPF1＝ f_IF＋ f_BPF2 …（２）
   f _BPF1：前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数
   f _IF ：前記中間周波数信号の周波数
   f _BPF2：前記第２のバンドパスフィルタの中心周波数
10. 前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数は、次の（３）式により決定される
    ことを特徴とする請求項４に記載の電子部品テスタ。
    f _BPF1＝Ｋ× f_IN＿_MAX …（３）
    Ｋ ：１．３から１. ５までの定数
    f _IN＿_MAX ：前記応答特性信号の最大周波数
11. 前記ダウンコンバータ回路は、
    第２の局部発振信号を生成する第２の位相ロックループと、
    前記ローパスフィルタリングの行われた中間周波数信号を受信すると共に、前記第２の位相ロックループとの間で通信を行うことにより第２の局部発振信号を受信し、前記ローパスフィルタリングの行われた中間周波数信号と前記第２の局部発振信号とを組み合わせて前記最終出力周波数信号を生成する第２の周波数ミキサと
    を含むことを特徴とする請求項４に記載の電子部品テスタ。
12. 前記スペクトラム分析器は、前記アップコンバータおよび前記ダウンコンバータと接続されて安定した基準周波数信号を前記アップコンバータおよび前記ダウンコンバータに供給する基準発振器を含む
    ことを特徴とする請求項４に記載の電子部品テスタ。
13. 前記テスタプロセス制御部は、前記スペクトラム分析器に第１の較正用刺激信号（calibration stimulus signal）を供給すると共に、前記ディジタルのエネルギー量信号を受信し、
    前記第１の較正用刺激信号が、ある周波数範囲にわたって掃引されることにより、前記スペクトラム分析器の対数線形性因子（logarithmic linearity factor）の較正が行われる
    ことを特徴とする請求項５に記載の電子部品テスタ。
14. 前記テスタプロセス制御部は、前記スペクトラム分析器に第２の較正用刺激信号を供給すると共に、前記ディジタルのエネルギー量信号を受信し、
    前記第２の較正用刺激信号が、ある周波数範囲にわたって掃引されることにより、前記スペクトラム分析器の周波数平坦性因子（a frequency flatness factor）の較正が行われる
    ことを特徴とする請求項５に記載の電子部品テスタ。
15. 前記周波数平坦性因子が前記ディジタルのエネルギー量信号に適用されることにより、このディジタルのエネルギー量信号の周波数応答性が平坦化される
    ことを特徴とする請求項１４に記載の電子部品テスタ。
16. 前記テスタプロセス制御部は、前記スペクトラム分析器に第３の較正用刺激信号と既知の振幅のホワイトノイズ信号とを供給すると共に、前記ディジタルのエネルギー量信号を受信し、
    前記第３の較正用刺激信号が、ある周波数範囲にわたって掃引されることにより、前記スペクトラム分析器のノイズ帯域幅因子（noise bandwidth factor）の較正が行われる
    ことを特徴とする請求項５に記載の電子部品テスタ。
17. 第１の期間にわたって前記電子部品が較正用刺激信号に曝されると共に、第２の期間にわたって前記電子部品が前記較正用刺激信号に曝され、
    前記第２の期間の結果から、前記応答特性信号の周波数スペクトラムが得られ、
    前記周波数スペクトラムから得られるノイズ帯域幅因子が分析されることにより、前記第１の期間において前記較正用刺激信号により生じ前記第２の期間において前記較正用刺激信号に影響を与えることとなる残留効果（residual effect）が得られる
    ことを特徴とする請求項１に記載の電子部品テスタ。
18. 電子部品の周波数応答を調べるためのスペクトラム分析器であって、
    前記電子部品との間で通信を行うことによりこの電子部品から応答特性信号を受け取って、この応答特性信号の周波数スペクトラムを判定し、
    較正制御信号を生成するテスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより前記周波数スペクトラムを前記テスタプロセス制御部に送信すると共に前記テスタプロセス制御部から前記較正制御信号を受け取って前記周波数スペクトラムからイメージ周波数の影響を除去し、周波数スペクトラムのノイズ帯域幅を判定する
    ことを特徴とするスペクトラム分析装置。
19. 前記電子部品が磁気ヘッド部品または磁気媒体部品である
    ことを特徴とする請求項１８に記載のスペクトラム分析装置。
20. 前記スペクトラム分析器は、スーパーヘテロダインスペクトラム分析器または多チャンネルスペクトラム分析器である
    ことを特徴とする請求項１８に記載のスペクトラム分析装置。
21. 前記応答特性信号のうち、帯域幅上限周波数（upper bandwidth frequency）よりも高い高調波成分を制限するローパスフィルタリングを行うローパスフィルタと、
    前記ローパスフィルタとの間で通信を行うことにより、前記ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号を受信し、これを中間周波数信号に変換すると共に、前記テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより、前記較正制御信号のうちの第１の掃引信号を受信し、帯域幅下限周波数（lower bandwidth frequency）から前記帯域幅上限周波数までの範囲にわたって前記中間周波数信号が掃引されるように自らを調整するアップコンバータ回路と、
    前記中間周波数信号における前記高調波成分をさらに抑制するためのバンドパスフィルタリングを行う第１のバンドパスフィルタと、
    前記第１のバンドパスフィルタとの間で通信を行うことにより、前記バンドパスフィルタリングの行われた中間周波数信号を受信して、これを最終出力周波数信号に変換すると共に、前記テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより、前記較正制御信号のうちの第２の掃引信号を受信し、前記帯域幅下限周波数から前記帯域幅上限周波数までの範囲にわたって前記最終出力周波数信号が掃引されるように自らを調整するダウンコンバータ回路と、
    前記最終出力周波数信号における前記高調波成分をさらに抑制するためのフィルタリングを行う第２のバンドパスフィルタと、
    前記ダウンコンバータ回路との間で通信を行うことにより前記最終出力周波数信号を受信し、この最終出力周波数信号のエネルギー量を示すエネルギー量信号を生成するエネルギー判定回路と
    を含むことを特徴とする請求項１８に記載のスペクトラム分析装置。
22. 前記スペクトラム分析器は、さらに、
    前記エネルギー判定回路との間で通信を行うことにより前記エネルギー量信号を受信し、このエネルギー量信号をディジタルのエネルギー量信号に変換すると共に、前記テスタプロセス制御部との間で通信を行うことにより前記ディジタルのエネルギー量信号を前記テスタプロセス制御部に送信するアナログ・ディジタル変換器を含み、
    前記テスタプロセス制御部が、前記ディジタルのエネルギー量信号を評価することにより、前記電子部品の特性を表す周波数スペクトラムを生成する
    ことを特徴とする請求項２１に記載のスペクトラム分析装置。
23. 前記アップコンバータは、
    第１の局部発振信号を生成する第１の位相ロックループと、
    前記ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号を受信すると共に、前記第１の位相ロックループとの間で通信を行うことにより第１の局部発振信号を受信し、前記ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号と前記第１の局部発振信号とを組み合わせて前記中間周波数信号を生成する第１の周波数ミキサと
    を含むことを特徴とする請求項２１に記載のスペクトラム分析装置。
24. 前記第１の局部発振信号の最低周波数は、前記応答特性信号および前記中間周波数信号の最大周波数よりも大きい
    ことを特徴とする請求項２３に記載のスペクトラム分析装置。
25. 前記第１の局部発振信号は、次の（１）式により決定される
    ことを特徴とする請求項２３に記載のスペクトラム分析装置。
    f _LO＝ f_IF＋ f_IN …（１）
    f _LO：前記第１の局部発振信号の周波数
    f _IF：前記中間周波数信号の周波数
    f _IN：入力信号の周波数
26. 前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数は、次の（２）式により決定される
    ことを特徴とする請求項２１に記載のスペクトラム分析装置。
    f _BPF1＝ f_IF＋ f_BPF2 …（２）
    f _BPF1：前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数
    f _IF ：前記中間周波数信号の周波数
    f _BPF2：前記第２のバンドパスフィルタの中心周波数
27. 前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数は、次の（３）式により決定される
    ことを特徴とする請求項２１に記載のスペクトラム分析装置。
    f _BPF1＝Ｋ× f_IN＿_MAX …（３）
    Ｋ ：１．３から１. ５までの定数
    f _IN＿_MAX ：前記応答特性信号の最大周波数
28. 前記ダウンコンバータ回路は、
    第２の局部発振信号を生成する第２の位相ロックループと、
    前記ローパスフィルタリングの行われた中間周波数信号を受信すると共に、前記第２の位相ロックループとの間で通信を行うことにより第２の局部発振信号を受信し、前記ローパスフィルタリングの行われた中間周波数信号と前記第２の局部発振信号とを組み合わせて前記最終出力周波数信号を生成する第２の周波数ミキサと
    を含むことを特徴とする請求項２１に記載のスペクトラム分析装置。
29. 前記スペクトラム分析器は、前記アップコンバータおよび前記ダウンコンバータとの間で通信を行うことにより、前記アップコンバータおよび前記ダウンコンバータに、安定した基準周波数信号を供給する基準発振器を含む
    ことを特徴とする請求項２１に記載のスペクトラム分析装置。
30. 前記テスタプロセス制御部は、前記スペクトラム分析器に第１の較正用刺激信号を供給すると共に、前記ディジタルのエネルギー量信号を受信し、
    前記第１の較正用刺激信号が、ある周波数範囲にわたって掃引されることにより、前記スペクトラム分析器の対数線形性因子の較正が行われる
    ことを特徴とする請求項２２に記載のスペクトラム分析装置。
31. 前記テスタプロセス制御部は、前記スペクトラム分析器に第２の較正用刺激信号を供給すると共に、前記ディジタルのエネルギー量信号を受信し、
    前記第２の較正用刺激信号が、ある周波数範囲にわたって掃引されることにより、前記スペクトラム分析器の周波数平坦性因子の較正が行われる
    ことを特徴とする請求項２２に記載スペクトラム分析装置。
32. 前記周波数平坦性因子が前記ディジタルのエネルギー量信号に適用されることにより、このディジタルのエネルギー量信号の周波数応答性が平坦化される
    ことを特徴とする請求項３１に記載のスペクトラム分析装置。
33. 前記テスタプロセス制御部は、前記スペクトラム分析器に第３の較正用刺激信号と既知の振幅のホワイトノイズ信号とを供給すると共に、前記ディジタルのエネルギー量信号を受信し、
    前記第３の較正用刺激信号が、ある周波数範囲にわたって掃引されることにより、前記スペクトラム分析器のノイズ帯域幅因子の較正が行われる
    ことを特徴とする請求項２２に記載のスペクトラム分析装置。
34. 第１の期間にわたって前記電子部品が較正用刺激信号に曝されると共に、第２の期間にわたって前記電子部品が前記較正用刺激信号に曝され、
    前記第２の期間の結果から、前記応答特性信号の周波数スペクトラムが得られ、
    前記周波数スペクトラムから得られるノイズ帯域幅因子が分析されることにより、前記第１の期間において前記較正用刺激信号により生じ前記第２の期間において前記較正用刺激信号に影響を与えることとなる残留効果（residual effect）が得られる
    ことを特徴とする請求項１８に記載のスペクトラム分析装置。
35. 電子部品の特性を調べるための較正制御信号を生成するステップと、
    前記電子部品を刺激することにより得られる応答特性信号の周波数スペクトラムを分析する分析ステップと
    を含み、
    前記分析ステップが、
    前記応答特性信号を受け取るステップと、
    前記応答特性信号の周波数スペクトラムを判定するステップと、
    前記周波数スペクトラムからイメージ周波数の影響を除去し、前記周波数スペクトラムのノイズ帯域幅を判定するステップと
    を含むことを特徴とする電子部品テスト方法。
36. 前記応答特性信号の周波数スペクトラムの判定を、スーパーヘテロダインスペクトラム分析器または多チャンネルスペクトラム分析器を用いて行う
    ことを特徴とする請求項３５に記載の電子部品テスト方法。
37. 前記分析ステップは、
    前記応答特性信号のうち、帯域幅上限周波数よりも高い高調波成分を制限するためのローパスフィルタリングを行うステップと、
    前記ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号を中間周波数信号にアップコンバートすると共に、前記中間周波数信号を帯域幅下限周波数から前記帯域幅上限周波数までの範囲にわたって掃引するアップコンバートステップと、
    前記中間周波数信号における前記高調波成分をさらに抑制するための第１のバンドパスフィルタリングを行うステップと、
    前記第１のバンドパスフィルタリングの行われた中間周波数信号を最終出力周波数信号にダウンコンバートすると共に、前記最終出力周波数信号を前記帯域幅下限周波数から前記帯域幅上限周波数までの範囲にわたって掃引するダウンコンバートステップと、
    前記最終出力周波数信号における前記高調波成分をさらに抑制するための第２のバンドパスフィルタリングを行うステップと、
    前記最終出力周波数信号のエネルギー量を示すエネルギー量信号を生成するステップと
    を含むことを特徴とする請求項３５に記載の電子部品テスト方法。
38. 前記分析ステップは、さらに、
    前記エネルギー量信号をディジタルのエネルギー量信号に変換するアナログ・ディジタル変換ステップと、
    前記ディジタルのエネルギー量信号が評価されることにより前記電子部品の特性を表す周波数スペクトラムが生成されるようにするために、前記ディジタルのエネルギー量信号を送信するステップと
    を含むことを特徴とする請求項３７に記載の電子部品テスト方法。
39. 前記アップコンバートステップは、
    第１の局部発振信号を生成するステップと、
    前記ローパスフィルタリングの行われた応答特性信号と前記第１の局部発振信号とを混合して前記中間周波数信号を生成するステップと
    を含むことを特徴とする請求項３７に記載の電子部品テスト方法。
40. 前記第１の局部発振信号の最低周波数は、前記応答特性信号および前記中間周波数信号の最大周波数よりも大きい
    ことを特徴とする請求項３９に記載の電子部品テスト方法。
41. 前記第１の局部発振信号は、次の（１）式により決定される
    ことを特徴とする請求項３９に記載の電子部品テスト方法。
    f _LO＝ f_IF＋ f_IN …（１）
    f _LO：前記第１の局部発振信号の周波数
    f _IF：前記中間周波数信号の周波数
    f _IN：入力信号の周波数
42. 前記第１および第２のバンドパスフィルタリングは、それぞれ、第１および第２のバンドパスフィルタによって行われ、
    前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数は、次の（２）式により決定される
    ことを特徴とする請求項３７に記載の電子部品テスト方法。
    f _BPF1＝ f_IF＋ f_BPF2 …（２）
    f _BPF1：前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数
    f _IF ：前記中間周波数信号の周波数
    f _BPF2：前記第２のバンドパスフィルタの中心周波数
43. 前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数は、次の（３）式により決定される
    ことを特徴とする請求項４２に記載の電子部品テスト方法。
    f _BPF1＝Ｋ× f_in＿_MAX …（３）
    Ｋ ：１．３から１. ５までの定数
    f _in＿_MAX ：前記応答特性信号の最大周波数
44. 前記ダウンコンバートステップは、
    第２の局部発振信号を生成するステップと、
    前記ローパスフィルタリングの行われた中間周波数信号と前記第２の局部発振信号とを混合して前記最終出力周波数信号を生成するステップと
    を含むことを特徴とする請求項３７に記載の電子部品テスト方法。
45. 前記分析ステップは、さらに、
    前記アップコンバートステップおよび前記ダウンコンバートステップに、安定した基準周波数信号を供給するステップ
    を含むことを特徴とする請求項３７に記載の電子部品テスト方法。
46. 前記分析ステップは、さらに、
    第１の較正用刺激信号を、ある周波数範囲にわたって掃引することにより対数線形性因子の較正を行うステップ
    を含むことを特徴とする請求項３５に記載の電子部品テスト方法。
47. 前記分析ステップは、さらに、
    第２の較正用刺激信号を、ある周波数範囲にわたって掃引することにより周波数平坦性因子の較正を行うステップ
    を含むことを特徴とする請求項３８に記載の電子部品テスト方法。
48. 前記分析ステップは、さらに、
    前記周波数平坦性因子を前記ディジタルのエネルギー量信号に適用することにより、このディジタルのエネルギー量信号の周波数応答性を平坦化するステップ
    を含むことを特徴とする請求項４７に記載の電子部品テスト方法。
49. 前記分析ステップは、さらに、
    第３の較正用刺激信号と既知の振幅のホワイトノイズ信号とを組み合わせることにより、ノイズ帯域幅因子を決定するステップ
    を含むことを特徴とする請求項３５に記載の電子部品テスト方法。
50. 第１の時間にわたって前記電子部品を較正用刺激信号に曝すステップと、
    第２の時間にわたって前記電子部品を前記較正用刺激信号に曝すステップと、
    前記第２の時間から、前記応答特性信号の周波数スペクトラムを求めるステップと、
    前記周波数スペクトラムを分析することにより、ノイズ帯域幅因子を求めるステップと、
    前記ノイズ帯域幅因子を分析することにより、前記第１の時間において前記較正用刺激信号により生じ前記第２の時間において前記較正用刺激信号に影響を与えることとなる残留効果を求めるステップと
    を含むことを特徴とする請求項３５に記載の電子部品テスト方法。
51. 請求項１、または、請求項３ないし請求項１６のいずれか１項に記載の電子部品テスタとしての構成を有すると共に、
    前記電子部品としての磁気ヘッド部品または磁気媒体部品を測定対象として構成されている
    ことを特徴とする磁気ヘッド部品／磁気媒体部品用テスタ。

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