JP2009130832A - 伝搬遅延時間推定器、方法及びプログラム、並びに、エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

【課題】 わずかな処理量や小規模のハードウェアで効率よく伝搬遅延時間を推定する
【解決手段】 当初は同一信号であった第１の離散的時間信号と、第２の離散的時間信号との時間差である伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定器に関する。そして、第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれを、より低い周波数帯域の第１及び第２の変換済信号に変換する手段と、第１及び第２の変換済信号のそれぞれを、より低い標本化速度の第１及び第２の再変換済信号に変換する手段と、適応フィルタを用い、第１の再変換済信号を利用して、上記第２の再変換済信号の擬似信号を生成する手段と、適応フィルタが更新したフィルタ係数に基づいて、伝搬遅延時間を推定する手段とを有することを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、伝搬遅延時間推定器、方法及びプログラム、並びに、エコーキャンセラに関し、例えば、回線エコーを消去するエコーキャンセラに適用し得る。

エコー反射点までの往復伝搬遅延時間が大きな回線エコーキャンセラの配備例を、図４に示す。なお、図４においては、２線伝送路４０１、４０２、４０３、４０４を便宜上１本の線で描いている。

伝送路４０１は、電話機４０８に対向する図示しない対向側の電話機から送信されてくる音声信号ｘ（ｎ）の伝搬経路であり、回線エコーキャンセラ４０５並びに中継網４０６を介して２線／４線変換器４０７に接続されている。音声信号ｘ（ｎ）は、２線／４線変換器４０７を介して電話機４０８に到達し、また、これと同時に、２線／４線変換器４０７でのインピーダンス不整合のため、その一部が反射し、信号ｙ（ｎ）として２線伝送路４０３及び中継網４０６を介して、回線エコーキャンセラ４０５に与えられる。このエコー信号ｙ（ｎ）は、回線エコーキャンセラ４０５で消去されるが、一般には、完全消去することは不可能なので残留エコー信号ｅ（ｎ）が２線伝送路４０４を介して、対向側の電話機に戻っていく。

次に、回線エコーキャンセラ４０５で一般的に実用されている代表的なエコー消去アルゴリズムである学習同定法について説明する。なお、これ以降、特に断らない限り、信号は、ある標本化レートで量子化された離散値系信号と見なし、時間は標本化周期を１単位時間とする離散時間ｎで表記することとする。

エコー消去アルゴリズムにおいて、回線エコーキャンセラ４０５から見た電話機４０８側のエコー経路を線形シフト不変システムと見なし、具体的には、Ｎ次の有限インパルス応答型フィルタと見なす。当該フィルタのタップ係数をｈ（ｋ）、また、回線エコーキャンセラ４０５が推定する当該フィルタの時刻ｎの時点でのタップ係数を＾ｈｎ（ｋ）、回線エコーキャンセラ４０５が推定するエコー信号を＾ｙ（ｎ）と表すと、当該アルゴリズムは（１）式で表すことができる。

（１）式において、μは＾ｈ_ｎ（ｋ）の収束速度を決定するパラメータであり、通常、０＜μ＜２の範囲に設定される。

次に、回線エコーキャンセラ４０５とエコー反射点である２線／４線変換器４０７との間の往復伝搬距離は長く、また、中継網４０６の内部に配置されている各種ネットワーク装置による処理遅延により、回線エコーキャンセラ４０５と２線／４線変換器４０７との間の往復伝搬遅延時間Ｔ_ｒｔは十分に大きいものとする。ここで、Ｔ_ｒｔ＝Ｎ_ＤＬＹとし、この遅延をｚ関数による伝達関数Ｈ_ＤＬＹ（ｚ）で表すと、(２)式に示すようになる。

また、２線／４線変換器４０７を有限インパルス応答型フィルタと見なしたときのフィルタ次数をＮ_ＨＹＢ、当該フィルタのタップ係数をｈ（０）、ｈ（１）、…、ｈ（Ｎ_ＨＹＢ）とし、当該フィルタのｚ関数による伝達関数をＨ_ＨＹＢ（ｚ）で表すと、(３)式に示すようになる。

従って、このときのエコー経路のｚ関数による伝達関数をＨ_ＥＰ（ｚ）で表すと、(４)式に示すようになる。（４）式で表されるエコー経路の伝達関数の入出力信号をそれぞれｘ（ｎ）,ｙ（ｎ）とし、これらのｚ変換をＸ（ｚ）、Ｙ（ｚ）とすると、（５）式に示す関係が成立する。（５）式において、ｚ^{−ＮＤＬＹ}Ｘ（ｚ）は時間領域において、入力信号ｘ（ｎ）をＮ_ＤＬＹ単位時間だけ遅延させることを意味する。実際、（５）式を逆ｚ変換により時間領域に変換すると（６）式を得る。

ここで、（１）式に従ってエコー推定を実施する回線エコーキャンセラ４０５の推定器のフィルタ次数Ｎと、Ｎ_ＤＬＹ、Ｎ_ＨＹＢとの関係を（７）式のように想定し、（６）式で表されるエコー信号ｙ（ｎ）と（１）式で表せるエコー推定信号＾ｙ（ｎ）とを、（８）式に示すように比較する。

（８）式において、推定エコー信号＾ｙ（ｎ）の右辺のｘ（ｎ）の係数＾ｈ（ｋ）は、学習によりエコー信号ｙ（ｎ）の右辺のｘ（ｎ）の係数に収束するので、＾ｈ（ｋ）は（９）式に示す値に収束する。

（９）式は、次のことを示唆している。仮に、前もって、エコー経路の伝搬遅延時間が判明しているならば、回線エコーキャンセラ４０５はフィルタ係数＾ｈ（０）〜＾ｈ（Ｎ_ＤＬＹ−１）の算出を省略できると同時に＾ｈ（０）〜＾ｈ（Ｎ_ＤＬＹ−１）を格納するメモリ領域も節約することができる。実際のところ、２線／４線変換器４０７のインパルス応答時間は、非特許文献１による実測結果によると１６ｍｓｅｃ以内となることが判明しているに対して、エコー経路の伝搬遅延時間はネットワークトポロジー、並びに、通信事業者の設備運用方針に依存することとなり、前もって知ることは不可能である。従って、この場合、エコー経路の遅延を推定できる機能を回線エコーキャンセラに具備することが望ましい。これにより、回線エコーキャンセラのエコー推定に関する処理量の低減を可能とし、とりわけ、通信事業者向けＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＩＰ）ゲートウェイ装置のように多数の音声呼を収容する装置にとっては大きなメリットとなる。

［従来技術による伝搬遅延時間推定］
エコー経路の伝搬遅延時間を推定する既存の３種類の方法について説明する。

第１の従来方法は、特許文献１などに開示されているものであり、この方法は音声パケットの中に時刻情報を付加し、これにより、伝搬遅延時間を算出するものである。この方法について、ＩＰ（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）においては、非特許文献２によってさらに汎用的に往復伝搬遅延時間を算出するメカニズムが規定されている。これにより、回線エコーキャンセラに伝搬遅延時間推定器を具備しなくても良いことになる。

第２の従来方法は、特許文献２、特許文献３、特許文献４などに開示されているものであり、伝搬遅延時間推定専用の機能を具備することなく、通常のエコー推定処理を実施する。つまり、エコー経路を線形シフト不変システムと見なし、前述した学習同定法などのアルゴリズムを利用してエコー経路の伝達関数を推定し、具体的には（９）式に示す伝達関数の推定係数＾ｈ（ｋ）を算出し、例えば、０≦ｋ≦ｄの範囲で＾ｈ（ｋ）≒０に収束するならば、このｄをエコー経路の伝搬遅延時間と見なす。純粋遅延と見なされた推定係数はエコー推定処理から排除することで、エコーキャンセラの処理量の低減を図るものである。

第３の従来方法は、特許文献５、特許文献６に開示されているものであり、エコーキャンセラが電話機側に送信する音声信号と電話機側から反射されて戻ってくるエコー信号の相互相関を取り伝搬遅延時間を決定するものである。
特開２００１−３３３０００号公報 特開平９−５５６８７号公報 特表２００１−５０１４１３号公報 特開平７−２８３８５９号公報 特開平７−３０３０６１号公報 特表２００５−５２８０３９号公報 ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．１６８ Ａｐｐｅｎｄｉｘ ＩＩ ＩＥＴＦ ＲＦＣ ３５５０，ＲＴＰ／ＲＴＣＰ

第１の従来方法に関する非特許文献２の規定方法の適用条件は、エコーを発生する箇所と音声信号をパケット化する箇所の伝搬遅延時間が無視できる場合、かつ、エコー消去対象となる電話機側のインタフェースがＩＰパケットインタフェースである場合に限定される。しかしながら、エコーキャンセラとエコー反射点の間にＩＰ網が介在することは極めて稀である。また、既存固定電話を時分割多重（ＴＤＭ）インタフェースで収容することが一般的となっているＶｏＩＰ装置に搭載する回線エコーキャンセラには、この方式の適用は不可能である。

また、第２の従来方法は初期のエコー推定の学習においては処理量の低減化を図ることが一切できず、これは、多数の電話呼を収容するＶｏＩＰゲートウェイ装置仕様には耐えられない。理由としては、これらの通信装置においては、収容呼を全チャネル同時に通話状態に遷移させるまでに要する時間がサービス稼働率を決定する要因として重要視されているからである。よって、これらの通信装置に第２の従来方法を採用すると、エコー経路の往復伝搬遅延時間も含めたエコー推定を全チャネル同時に実施するだけの処理量を具備させるか、若しくは、それだけの処理量を確保できないときは収容呼を幾つかのグループに分け時系列的に何回かに分けてエコー推定を実施することとなる。いずれにしても、第２の従来方法は、多数の音声呼を収容する装置に実装するエコーキャンセラに適していない。

第３の従来方法では、エコーキャンセラが電話機側に送信する音声信号と電話機側から反射されて戻ってくるエコー信号の相互相関を取ることが必要となっている。一般的に相互相関演算の処理量はエコー推定処理のそれとそれほど変わらず、また、特許文献５や特許文献６は相関演算の具体的な処理方法については言及していない。

本発明は、以上の点に鑑みなされたものであり、わずかな処理量や小規模のハードウェアで効率よく伝搬遅延時間を推定することを目的としている。

第１の本発明の伝搬遅延時間推定器は、（１）当初は同一信号であった第１の離散的時間信号と、第２の離散的時間信号との時間差である伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定器において、（２）上記第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれを、より低い周波数帯域の第３及び第４の信号に変換する帯域低域化手段と、（３）上記第３及び第４の信号のそれぞれを、より低い標本化速度の第５及び第６の信号に変換する標本化速度低速化手段と、（４）適応フィルタを用い、上記第５の信号を利用して、上記第６の信号の擬似信号を生成する擬似信号生成手段と、（５）上記適応フィルタが更新したフィルタ係数に基づいて、伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定手段とを有することを特徴とする。

第２の本発明の伝搬遅延時間推定方法は、（１）当初は同一信号であった第１の離散的時間信号と、第２の離散的時間信号との時間差である伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定方法において、（２）帯域低域化手段、標本化速度低速化手段、擬似信号生成手段及び伝搬遅延時間推定手段を備え、（３）上記帯域低域化手段は、上記第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれを、より低い周波数帯域の第３及び第４の信号に変換し、（４）上記標本化速度低速化手段は、上記第３及び第４の信号のそれぞれを、より低い標本化速度の第５及び第６の信号に変換し、（５）上記擬似信号生成手段は、適応フィルタを用い、上記第５の信号を利用して、上記第６の信号の擬似信号を生成し、（６）上記伝搬遅延時間推定手段は、上記適応フィルタが更新したフィルタ係数に基づいて、伝搬遅延時間を推定することを特徴とする。

第３の本発明の伝搬遅延時間推定プログラムは、（１）当初は同一信号であった第１の離散的時間信号と、第２の離散的時間信号との時間差である伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定器に搭載されたコンピュータを、（２）上記第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれを、より低い周波数帯域の第３及び第４の信号に変換する帯域低域化手段と、（３）上記第３及び第４の信号のそれぞれを、より低い標本化速度の第５及び第６の信号に変換する標本化速度低速化手段と、（４）適応フィルタを用い、上記第５の信号を利用して、上記第６の信号の擬似信号を生成する擬似信号生成手段と、（５）上記適応フィルタが更新したフィルタ係数に基づいて、伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定手段として機能させることを特徴とする。

第４の本発明のエコーキャンセラは、（１）第１の本発明の伝搬遅延時間推定器を搭載し、（２）上記伝搬遅延時間推定器を用いて、エコー経路に送出する信号とエコーとの時間差である伝搬遅延時間を推定し、推定した伝搬遅延時間を利用して、エコーを消去することを特徴とする。

本発明によれば、わずかな処理量や小規模のハードウェアで効率よく伝搬遅延時間を推定することができる。

（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明による伝搬遅延時間推定器、方法及びプログラム、並びに、エコーキャンセラの第１の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。なお、この実施形態の説明では、特に断らない限り、信号は、ある標本化レートで量子化された離散値系信号と見なし、時間は標本化周期を１単位時間とする離散時間ｎで表記することとする。

（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１は、この実施形態の伝搬遅延時間推定器の機能的構成を示したブロック図である。

伝搬遅延時間推定器１０は、例えば音声信号などの信号（以下、「ｘ（ｎ）」という）が、エコー経路（ＥｃｈｏＰａｔｈ１００）に送出され、エコー（以下、「ｙ_１（ｎ）」という）が反射されて戻ってきた場合の時間差、すなわちＥｃｈｏＰａｔｈ１００の純粋伝搬遅延時間（以下、「伝搬遅延時間」ともいう）を推定するものである。なお、エコー（ｙ_１（ｎ））は音響エコーでも良いし、回線エコーでも良い。

伝搬遅延時間推定器１０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ハードディスクなどのプログラムの実行構成（１台に限定されず、複数台を分散処理し得るようにしたものであっても良い。）に、実施形態の伝搬遅延時間推定プログラム等をインストールすることにより構築しても良く、その場合でも機能的には上述の図１のように示すことができる。

上述の背景技術の説明において、適応フィルタに学習同定法アルゴリズムを採用したエコーキャンセラの一例について動作説明を行った。また、エコー反射点とエコーキャンセラの配備位置の間の往復伝搬遅延時間が大きくなること、言い換えると、エコー経路の純粋伝搬遅延時間が大きくなると、これに比例して、エコーキャンセラの処理量とメモリ量も増大することを示した。また、この対策として、エコーキャンセラとは独立に何らかの方法によりエコー経路の純粋伝搬遅延時間の推定器を具備することが望ましいという点について説明した。そこで、図１において図示は省略しているが、伝搬遅延時間推定器１０が推定した伝搬遅延時間の情報をエコーキャンセラに与えて、エコーキャンセラに必要な処理量とメモリ量を低減させるようにしても良い。また、伝搬遅延時間推定器１０をエコーキャンセラに搭載するようにしても良い。伝搬遅延時間推定器１０が、エコーキャンセラに伝搬遅延時間の情報を与えるタイミングとしは、例えば、エコーキャンセラからの要求に応じて与えても良いし、定期的に与えるようにするなどしても良く、限定されないものである。

伝搬遅延時間推定器１０は、帯域通過フィルタ（以下、「ＢＰＦ」という）１０１、１０５、周波数シフタ（以下、「ＦＳＦＴ」という）１０２、１０６、低域通過フィルタ（以下、「ＬＰＦ」という）１０３、１０７、標準デシメータ（以下、「ＤＣＭ」という）１０４、１０８、適応フィルタ(以下、「ＡＤＦ」という)１０９、減算器（以下、「ＳＵＢ」という）１１０及び伝搬遅延時間推定部１１１を有している。

ＢＰＦ１０１は、帯域通過フィルタであり、ｘ（ｎ）が、エコー経路（以下、「ＥｃｈｏＰａｔｈ」という）１００に送出され、反射されて戻ってきたエコー信号（以下、「ｙ_１（ｎ）」という）の、一部の周波数帯域成分（以下、「ｙ_２（ｎ）」という）のみを抽出し、ＦＳＦＴ１０２に与える。

ＦＳＦＴ１０２は、周波数シフタであり、ＢＰＦ１０１からｙ_２（ｎ）が与えられると、周波数軸上の低域側と高域側に転写された信号（以下、「ｙ_３（ｎ）」という）を生成して、ＬＰＦ１０３に与える。

ＬＰＦ１０３は、低域通過フィルタであり、ＦＳＦＴ１０２からｙ_３（ｎ）が与えられると、ｙ_３（ｎ）の低域側のみを抽出した信号（以下、「ｙ_４（ｎ）」という）を生成して、ＤＣＭ１０４に与える。

ＤＣＭ１０４は、標本デシメータであり、ＬＰＦ１０３からｙ_４（ｎ）が与えられると、ｙ_４（ｎ）においてｐ個のｙ_４（ｎ）信号毎に１個の信号を間引いた信号（以下、「ｙ_５（ｎ）」という）を生成してＳＵＢ１１０に与える。ｐは、ｙ_１（ｎ）とｙ_３（ｎ）の周波数帯に応じて設定されるものである。例えば、ｙ_１（ｎ）に比べて、ｙ_４（ｎ）の周波数帯が、１／４になる場合は、ｐは４になるように設定しても良い。

ＢＰＦ１０１とＢＰＦ１０５、ＦＳＦＴ１０２とＦＳＦＴ１０６、ＬＰＦ１０３とＬＰＦ１０７、ＤＣＭ１０４とＤＣＭ１０８は、それぞれ同様のものであるので詳しい説明は省略する。ＢＰＦ１０５は、ｘ（ｎ）の一部の周波数帯域成分を抽出した信号（以下「ｙ’_１（ｎ）」という）を生成して、ＦＳＦＴ１０６に与える。ＦＳＦＴ１０６は、ｙ’_１（ｎ）を、周波数軸上の低域側と高域側に転写した信号（以下、「ｙ’_２（ｎ）」という）を生成してＬＰＦ１０７に与える。ＬＰＦ１０７は、ｙ’_２（ｎ）の低域側のみを抽出した信号（以下、「ｙ’_３（ｎ）」という）を生成して、ＤＣＭ１０８に与える。ＤＣＭ１０８は、ｙ’_３（ｎ）において、ｐ個のｙ’_３（ｎ）信号毎に１個の信号に間引きした信号（以下、「ｙ’_４（ｎ）」という）を生成して、ＡＤＦ１０９に与える。

ＡＤＦ１０９は、適応フィルタであり、ｙ'_４（ｎ）と、ＳＵＢ１１０からフィードバックされた誤差信号（以下「ｅ（ｎ）」という）に基づいて、ｙ_５（ｎ）の擬似信号＾ｙ（ｎ）を生成し、＾ｙ（ｎ）を、ＳＵＢ１１０に与える。ＡＤＦ１０９における、適応動作は、例えば、上述の学習同定法アルゴリズムに従ったものであっても良い。

ＳＵＢ１１０は、減算器であり、ｙ_５（ｎ）から＾ｙ（ｎ）を減算して、ｅ（ｎ）＝ｙ_５（ｎ）−＾ｙ（ｎ）を算出し、この誤差信号ｅ（ｎ）を、ＡＤＦ１０９での係数修正のために、ＡＤＦ１０９にフィードバックする。

伝搬遅延時間推定部１１１は、ＡＤＦ１０９において更新されたフィルタ係数を読込んで、そのフィルタ係数に基づいて、エコー経路（ＥｃｈｏＰａｔｈ１００）の純粋伝搬遅延時間を推定する。例えば、適応フィルタが収束した時点でのフィルタ係数＾ｈ（ｋ）において、すなわち、上記の（９）式において、最初に非零となる＾ｈ（Ｎ_ＤＬＹ）の指標Ｎ_ＤＬＹを、エコー経路（ＥｃｈｏＰａｔｈ１００）の純粋伝搬遅延時間として推定しても良い。

（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、以上のような構成を有する第１の実施形態の伝搬遅延時間推定器１０における、伝搬遅延時間推定の動作（この実施形態の伝搬遅延時間推定方法）を説明する。

図２は、ＢＰＦ１０５、ＦＳＦＴ１０６、ＬＰＦ１０７において、それぞれ入出力される信号のスペクトルを示している。

図２（ａ）は、ＢＰＦ１０５に与えられる信号ｘ（ｎ）のスペクトルについて示した説明図である。図２（ｂ）は、ＢＰＦ１０５より加工された信号ｙ'_１（ｎ）のスペクトルについて示した説明図である。図２（ｃ）は、ＦＳＦＴ１０２より加工された信号ｙ'_２（ｎ）のスペクトルについて示した説明図である。図２（ｄ）は、ＬＰＦ１０３より加工された信号ｙ'_３（ｎ）のスペクトルについて示した説明図である。

図２では、それぞれの信号の周波数領域での振舞いの一例を示している。また、図２では、説明を簡易にするため、横軸は標本化角周波数の１／２倍であるナイキスト角周波数をπで正規化して表している。また、縦軸は信号レベルを表している。

ｘ（ｎ）が与えられると、ＢＰＦ１０５では、通過帯域はπ／４＜ω＜π／２とすると、図２（ａ）、図２（ｂ）に示すように、ｘ（ｎ）から、π／４〜π／２の帯域の信号が抽出されて、ｙ'_１（ｎ）が生成される。

ｙ’_１（ｎ）が与えられると、ＦＳＦＴ１０６では、ｙ’_１（ｎ）に余弦波ｃｏｓω_０ｎ（ω_０＝π／４）を乗じる加工がされるものとする。これにより、ｙ’_１（ｎ）の角周波数スペクトルを低域側にω_０、高域側にω_０ｎほどシフトすることができ、その結果、信号ｙ’_２（ｎ）の角周波数スペクトルは図２（ｃ）のようになる。このような現象が発生する理由は、三角関数公式ｓｉｎ（ｘ）ｃｏｓ（ｙ）＝｛ｓｉｎ（ｘ−ｙ）＋ｓｉｎ（ｘ＋ｙ）｝／２にもとづくものである。

ｙ’_２（ｎ）が与えられると、ＬＰＦ１０７では、図２（ｄ）に示すように、ｙ’_２（ｎ）の低域側のスペクトル信号ｙ’_３（ｎ）のみが抽出される。なお、ＬＰＦ１０７には遮断角周波数がπ／４に設定されているものとする。

ｙ’_３（ｎ）が与えられると、ＤＣＭ１０８では、ｙ’_３（ｎ）に基づいてｙ'_４（ｎ）が生成され、ＡＤＦ１０９に与えられる。ここでは、ｙ’_３（ｎ）の信号が存在する帯域は、０＜ω＜π／４となっているので、ｙ’_３（ｎ）に対して線形の信号処理を施す際には、標本化定理より、ｙ’_３（ｎ）の標本化速度をｘ（ｎ）の１／４倍になる。この操作は、ＤＣＭ１０８において、４つの標本ｙ’_３（ｎ），ｙ’_３（ｎ−１），ｙ’_３（ｎ−２），ｙ’_３（ｎ−３）の中から１つの標本だけ間引くことで、例えば、ｙ’_４（ｎ）＝ｙ’_３（４ｎ）として実現する。

なお、ここまでの信号の振る舞いは、ＢＰＦ１０１、ＦＳＦＴ１０２、ＬＰＦ１０３、ＤＣＭ１０４においても同様であるので説明を省略する。

次に、ＡＤＦ１０９、ＳＵＢ１１０及び伝搬遅延時間推定部１１１の動作について説明する。

ＤＣＭ１０８からＡＤＦ１０９に、ｙ’_４（ｎ）が入力され、ＡＤＦ１０９によりｙ_５（ｎ）の推定値＾ｙ（ｎ）が作成される。ＡＤＦ１０９における、適応動作としては上述の通り、例えば、学習同定法アルゴリズムであっても良い。そして、ｙ_５（ｎ）と＾ｙ（ｎ）は、ＳＵＢ１１０に入力され、その差分の誤差信号ｅ（ｎ）が、係数修正処理のために、ＡＤＦ１０９にフィードバックされる。

そして、伝搬遅延時間推定部１１１では、ＡＤＦ１０９の適応フィルタが収束した時点でのフィルタ係数が読み込まれ、そのフィルタ係数に基づいて、エコー経路（ＥｃｈｏＰａｔｈ１００）の純粋伝搬遅延時間が推定される。

（Ａ−３）第１の実施形態の効果
この実施形態によれば、以下のような効果を奏することができる。

信号ｙ_５（ｎ）とｙ’_４（ｎ）は、伝搬遅延時間推定器１０により、低域側に帯域制限されているため標本化速度が整数分の１だけ低減しているので、適応フィルタの処理量とメモリ量もこれに比例して低減できる。これにより、ｘ（ｎ）の一部の帯域を抽出して低域に周波数シフトし、ＡＤＦ１０９においてディジタル信号処理に必要とされる標本化速度を整数分の１に低減できるので、上述の第２の従来方法（特許文献２〜４参照）と比較して、エコー経路の往復伝搬遅延時間推定に要する処理量とメモリ容量を整数分の１だけ低減し、構築コストを低減することができる。

また、この実施形態の伝搬遅延時間推定器のＡＤＦ１０９には、エコーキャンセラの適応フィルタと同一の学習同定法アルゴリズムを採用するので、この実施形態の伝搬遅延時間推定器をハードウェアで実現するにしろ、ソフトウェアで実現するにしろ、ＡＤＦ１０９には同一リソースを時分割的に流用することが可能となり構築コストを低減することができる。

さらに、エコーキャンセラの適応フィルタは、シングルトーク時のみ動作させることが推奨されており、これは伝搬遅延時間推定器の適応フィルタにおいても適用されるべきことである。その理由は、上述した学習同定法アルゴリズムの特性から明白である。なお、シングルトークとは、エコー消去対象となっている電話音声信号のみが流れており、対向側の電話音声信号は流れていない片通話状態のことを指すものとする。これに対して、シングルトーク以外の状態、例えば、遠端側及び近端側の両者が同時に喋っているとき、両者が同時に無音であるとき、または、エコー消去対象となっていない電話音声のみが流れている通話状態のことをダブルトークと呼ばれている。ダブルトーク時にはエコーキャンセラの適応フィルタは、フィルタ係数の適応動作を停止することになるが、これは一般にダブルトーク制御と呼ばれている。よって、伝搬遅延時間推定器のＡＤＦ１０９のダブルトーク制御もエコーキャンセラのダブルトーク制御機能を流用することが可能となり、構築コストを低減することができる。

（Ｂ）第２の実施形態
以下、本発明による伝搬遅延時間推定器、方法及びプログラム、並びに、エコーキャンセラの第２の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。

（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
第１の実施形態では、専用の純粋伝搬遅延時間推定器をエコーキャンセラとは独立に用意するものの、伝搬遅延時間推定アルゴリズムにはエコーキャンセラのアルゴリズムを流用し、その代わりに、入力信号（ｘ（ｎ）、ｙ１（ｎ））の一部の帯域を使用することで標本化速度を低減し、これにより処理量とメモリ量の増大を抑制している。一方、第２の実施形態では、入力信号の包絡線を使用することで標本化速度を低減している点を除いては、第１の実施形態と同様のものである。

図３は、この実施形態に関係する各種装置の接続関係などを示したブロック図であり、上述した図１との同一、対応部分には同一、対応符号を付して示している。

伝搬遅延時間推定器３０は、絶対値化器（以下、「ＡＢＳ」という）３０１、３０５、ＬＰＦ３０２、３０６、高域通過フィルタ（以下、「ＨＰＦ」という）３０３、３０７、ＤＣＭ３０４、３０８、ＡＤＦ１０９、ＳＵＢ１１０及び伝搬遅延時間推定部１１１を有している。

ＡＢＳ３０５は、絶対値化器であり、ｘ（ｎ）を、０以上の値をとる信号（以下、「ｙ'_２１（ｎ）」という）、すなわち、ｙ’_２１（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜に変換した信号を生成し、ＬＰＦ３０６に与える。

ＬＰＦ３０６は、低域通過フィルタであり、ＡＢＳ３０５からｙ'_２１（ｎ）が与えられると、ｙ_２２（ｎ）の低域側のみを抽出した信号（以下、「ｙ'_２２（ｎ）」という）を生成して、ＨＰＦ３０７に与える。なお、このｙ'_２２（ｎ）は近似的にｙ’_２１（ｎ）の包絡線と見なすことができる。

ＨＰＦ３０７は、高域通過フィルタであり、ＬＰＦ３０６からｙ'_２２（ｎ）が与えられると、ｙ_２２（ｎ）の高域側のみを抽出した信号（以下、「ｙ'_２３（ｎ）」という）を生成して、ＤＣＭ３０８に与える。ｙ’_２３（ｎ）は絶対値化器（ＡＢＳ）３０５の影響により直流成分が重畳されており、この直流成分はＡＤＦ１０９の適応動作を妨害することになるので、これを除去する目的で、ＨＰＦ３０７に通し、ｙ’_２２（ｎ）から直流分が除去された信号ｙ’_２３（ｎ）を得る。

ＤＣＭ３０８は、標本デシメータであり、ＨＰＦ３０７からｙ'_２３（ｎ）が与えられると、ｙ'_２３（ｎ）において、ｐ個のｙ'_２３（ｎ）信号毎に１個の信号を間引いた信号（以下、「ｙ'_２４（ｎ）」という）を生成してＳＵＢ１１０に与える。なお、ｙ'_２３（ｎ）は、ｐ個のｙ’_２３（ｎ）信号毎に１個の信号に間引かれてｙ’_２４（ｎ）＝ｙ’_２３（ｐｎ）となる。ｐは、ｙ_２１（ｎ）とｙ’_２３（ｎ）の周波数帯に応じて設定されるものである。例えば、ｙ_２１（ｎ）に比べて、ｙ’_２３（ｎ）の周波数帯が、１／４０になる場合は、ｐは４０に設定しても良い。

ＡＢＳ３０５とＡＢＳ３０１、ＬＰＦ３０６とＬＰＦ３０２、ＨＰＦ３０７とＨＰＦ３０３、ＤＣＭ３０８とＤＣＭ３０４は、それぞれ同様のものであるので詳しい説明は省略する。ＡＢＳ３０１は、ＥｃｈｏＰａｔｈ１００から反射されて戻ってきたエコー信号ｙ_２１（ｎ）を絶対値化した信号（以下「ｙ_２２（ｎ）」という）を生成して、ＬＰＦ３０２に与える。ＬＰＦ３０２は、ｙ_２２（ｎ）の、低域側のみを抽出した信号（以下、「ｙ_２３（ｎ）」という）を生成してＨＰＦ３０３に与える。ＨＰＦ３０３は、ｙ_２３（ｎ）の高域側のみを抽出した信号（以下、「ｙ_２４（ｎ）」という）を生成して、ＤＣＭ３０４に与える。ＤＣＭ３０４は、ｙ_２４（ｎ）において、ｐ個のｙ_２４（ｎ）信号毎に１個の信号に間引きした信号（以下、「ｙ_２５（ｎ）」という）を生成して、ＳＵＢ１１０に与える。

ＡＤＦ１０９、ＳＵＢ１１０及び伝搬遅延時間推定部１１１については第１の実施形態のものと同様であるので、詳しい説明を省略する。ＡＤＦ１０９は、ｙ'_２４（ｎ）と、ＳＵＢ１１０からフィードバックされた誤差信号ｅ（ｎ）に基づいて、ｙ_２５（ｎ）の擬似信号＾ｙ（ｎ）を生成し、＾ｙ（ｎ）を、ＳＵＢ１１０に与える。ＳＵＢ１１０は、ｙ_２５（ｎ）から＾ｙ（ｎ）を減算して、ｅ（ｎ）＝ｙ_２５（ｎ）−＾ｙ（ｎ）を算出し、この誤差信号ｅ（ｎ）を、ＡＤＦ１０９にフィードバックする。

（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
次に、以上のような構成を有する第２の実施形態の伝搬遅延時間推定器３０における、伝搬遅延時間推定の動作（実施形態の伝搬遅延時間推定方法）を説明する。

ｘ（ｎ）が与えられると、ＡＢＳ３０５では、ｘ（ｎ）が０以上の値をとるｙ’_２１（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜に変換されて、ＬＰＦ３０６に与えられる。

ｙ'_２１（ｎ）が与えられると、ＬＰＦ３０６では、ｙ'_２１（ｎ）の低域側のみが抽出されたｙ'_２２（ｎ）が生成されて、ＨＰＦ３０７に与えられる。

ｙ'_２２（ｎ）が与えられると、ＨＰＦ３０７では、ｙ'_２２（ｎ）の高域側のみが抽出されたｙ'_２３（ｎ）が生成され、ＤＣＭ３０８に与えられる。

ｙ'_２３（ｎ）が与えられると、ＤＣＭ３０８では、ｙ'_２３（ｎ）において、ｐ個のｙ'_２３（ｎ）信号毎に１個の信号を間引いた信号ｙ'_２４（ｎ）が生成されてＳＵＢ１１０に与えられる。

なお、ここまでの信号の振る舞いは、ＡＢＳ３０１、ＬＰＦ３０２、ＨＰＦ３０３、ＤＣＭ３０４においても同様であるので説明を省略する。

また、ＡＤＦ１０９、ＳＵＢ１１０及び伝搬遅延時間推定部１１１の動作については第１の実施形態と同様のものであるので説明を省略する。

（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
この実施形態によれば、以下のような効果を奏することができる。

信号ｙ_２５（ｎ）とｙ’_２４（ｎ）は、遅延時間推定器３０のＬＰＦ３０２、３０６により、低域側に帯域制限して、包絡線を抽出しているため、標本化速度が整数分の１だけ低減しているので、ＡＤＦ１０９の処理量とメモリ量もこれに比例して低減できる。第２の従来方法と比較して、エコー経路の往復伝搬遅延時間推定に要する処理量とメモリ容量を整数分の１だけ低減することが可能である。例えば、ｘ（ｎ）の帯域を４ｋＨｚ、ｘ（ｎ）の包絡線の帯域を１００Ｈｚとすると、標本化速度は１／４０に低減できるので、処理量とメモリ容量も同等のオーダで低減できる。

また、この実施形態の伝搬遅延時間推定器のＡＤＦ１０９には、第１の実施形態のＡＤＦ１０９と同様に、エコーキャンセラの適応フィルタと同一の学習同定法アルゴリズムを採用するので、この実施形態の伝搬遅延時間推定器をハードウェアで実現するにしろ、ソフトウェアで実現するにしろ、ＡＤＦ１０９には同一リソースを時分割的に流用することが可能となり構築コストを低減することができる。

さらに、この実施形態では、第１の実施形態と同様の理由により、伝搬遅延時間推定器のＡＤＦ１０９のダブルトーク制御もエコーキャンセラのダブルトーク制御機能を流用することが可能となり、構築コストを低減することができる。

（Ｃ）他の実施形態
本発明は、上記の各実施形態に限定されるものではなく、以下に例示するような変形実施形態も挙げることができる。

（Ｃ−１）第１の実施形態においては、入力信号（ｘ（ｎ）、ｙ_１（ｎ））の一部の周波数帯域を抽出することで、より低い周波数帯域の信号を生成し、標本化速度を低減する構成の例について示した。また、第２の実施形態では、入力信号（ｘ（ｎ）、ｙ_２１（ｎ））の包絡線を抽出することで、低い周波数帯域の信号を生成し、標本化速度を低減する構成の例について示した。このように、より低い周波数帯域の信号を生成する構成については、第１の実施形態のように入力信号の一部の周波数帯域を抽出するようにしても良いし、第２の実施形態のように入力信号の包絡線を抽出するようにしても良く、限定されないものである。

(Ｃ−２)上記の各実施形態では、伝搬遅延時間推定器を、エコーキャンセラに適用した例について説明したが、探査信号を発射し目標物で反射されて戻ってくるまでの往復伝搬遅延時間を測定するシステムなどにも適用可能である。例えばこのようなシステムには、レーダやソナーを使用した遠隔探査システムなどがある。

第１の実施形態に係る伝搬遅延時間推定器の機能的構成を示したブロック図である。 第１の実施形態に係る、ＢＰＦ、ＦＳＦＴ、ＬＰＦのそれぞれにおいて、入出力される信号のスペクトルを示した説明図である。 第２の実施形態に係る伝搬遅延時間推定器の機能的構成を示したブロック図で 従来の、エコー反射点までの往復伝搬遅延時間が大きな回線エコーキャンセラの配備例を示したブロック図である。

符号の説明

１０…伝搬遅延時間推定器、１００…ＥｃｈｏＰａｔｈ、１０１、１０５…ＢＰＦ、１０２、１０６…ＦＳＦＴ、１０３、１０７…ＬＰＦ、１０４、１０８…ＤＣＭ、１１１…伝搬遅延時間推定部。

Claims (6)

1. 当初は同一信号であった第１の離散的時間信号と、第２の離散的時間信号との時間差である伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定器において、
   上記第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれを、より低い周波数帯域の第３及び第４の信号に変換する帯域低域化手段と、
   上記第３及び第４の信号のそれぞれを、より低い標本化速度の第５及び第６の信号に変換する標本化速度低速化手段と、
   適応フィルタを用い、上記第５の信号を利用して、上記第６の信号の擬似信号を生成する擬似信号生成手段と、
   上記適応フィルタが更新したフィルタ係数に基づいて、伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定手段と
   を有することを特徴とする伝搬遅延時間推定器。
2. 上記帯域低域化手段は、上記第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれの周波数帯域の一部を抽出することにより、上記第３及び第４の信号に変換することを特徴とする請求項１に記載の伝搬遅延時間推定器。
3. 上記帯域低域化手段は、上記第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれの包絡線信号を抽出することにより、上記第３及び第４の信号に変換することを特徴とする請求項１に記載の伝搬遅延時間推定器。
4. 当初は同一信号であった第１の離散的時間信号と、第２の離散的時間信号との時間差である伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定方法において、
   帯域低域化手段、標本化速度低速化手段、擬似信号生成手段及び伝搬遅延時間推定手段を備え、
   上記帯域低域化手段は、上記第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれを、より低い周波数帯域の第３及び第４の信号に変換し、
   上記標本化速度低速化手段は、上記第３及び第４の信号のそれぞれを、より低い標本化速度の第５及び第６の信号に変換し、
   上記擬似信号生成手段は、適応フィルタを用い、上記第５の信号を利用して、上記第６の信号の擬似信号を生成し、
   上記伝搬遅延時間推定手段は、上記適応フィルタが更新したフィルタ係数に基づいて、伝搬遅延時間を推定する
   ことを特徴とする伝搬遅延時間推定方法。
5. 当初は同一信号であった第１の離散的時間信号と、第２の離散的時間信号との時間差である伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定器に搭載されたコンピュータを、
   上記第１及び第２の離散的時間信号のそれぞれを、より低い周波数帯域の第３及び第４の信号に変換する帯域低域化手段と、
   上記第３及び第４の信号のそれぞれを、より低い標本化速度の第５及び第６の信号に変換する標本化速度低速化手段と、
   適応フィルタを用い、上記第５の信号を利用して、上記第６の信号の擬似信号を生成する擬似信号生成手段と、
   上記適応フィルタが更新したフィルタ係数に基づいて、伝搬遅延時間を推定する伝搬遅延時間推定手段と
   して機能させることを特徴とする伝搬遅延時間推定プログラム。
6. 請求項１〜３のいずれかに記載の伝搬遅延時間推定器を搭載し、
   上記伝搬遅延時間推定器を用いて、エコー経路に送出する信号とエコーとの時間差である伝搬遅延時間を推定し、推定した伝搬遅延時間を利用して、エコーを消去する
   ことを特徴とするエコーキャンセラ。

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