JP2009075006A - センサ装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】圧力センサ装置11において、自己診断電流発生回路20は、自己診断時に、圧力センサ素子1の出力端子に注入する自己診断電流を、歪ゲージ抵抗Rsの抵抗値の影響を打ち消すように変化させるので、自己診断時の出力電圧変化は、歪ゲージ抵抗Rsにばらつきなどがあったとしてもその影響を受けることなく略一定の値となり、診断をより正確に行うことが可能となる。
【選択図】図1
Description
歪ゲージ抵抗2b及び2dの共通接続点(電位VSP)と、歪ゲージ抵抗2a及び2cの共通接続点(電位VSM)とは、夫々増幅調整部4の入力端子に接続されており、増幅調整部4は、両接続点の電位差を増幅率Avで増幅した電圧VOUTを出力する。
VOUT=Av・(VSP−VSM)+VOFS …(1)
尚、VOFSは、増幅調整部4の回路において発生するオフセット電圧である。
ΔVOUT=I_DIG・Rs・Av/2 …(2)
ΔVOUT=Is・Rs2・Av/(4・R_DIG) …(3)
また、特許文献2の技術では、センサ駆動電流Isによりセンサ素子1の感度ばらつきを補償して、出力電圧が所望の感度になるように調整されている。したがって、駆動電流Isはセンサ素子1の感度と同程度にばらつき、ΔVOUTのばらつきも大きくなるため、やはり異常検出精度も悪くなるという問題があった。
以下、本発明の第1実施例について図1乃至図4を参照して説明する。図1は、本実施例の圧力センサ装置11の構成を示すものである。圧力センサ装置11は、図17に示す構成より、定電流回路6を電流増幅回路12に置き換えたものである。図2は、圧力関数の一例を示すものであり、圧力とセンサの出力電圧との関係は線形である。ここで、圧力センサ装置11の出力電圧VOUTは、一般に(1.1)式のように表される。
VOUT=Av・Ks・Is・P+VOFS …(1.1)
尚、Ksは圧力センサ素子1の単位電流当たりの感度であり、Pは圧力である。圧力センサ装置11は、例えば車両の側面衝突検出用のセンサなどに使用されるので、自己診断を行う場合の圧力Pは、通常大気圧に等しい。
スイッチ16は常閉型であり、サンプルホールド回路15の入力端子には、圧力センサ素子1に定電流Isを供給することで現れる電圧VSIが印加される。自己診断信号V_DIGがハイレベルになるとスイッチ16が開くため、オペアンプOP2の非反転入力端子には、直前の電圧VSIのレベルが保持される。
I1=VI1_REF/RI1_REF …(1.5)
VIP−VIN=VA …(1.6)
VIP,VINは、それぞれ入力端子IP,INに印加される電圧である。そして、トランジスタQ3,Q4のコレクタからエミッタに流れる電流IQ3,IQ4は、(1.7),(1.8)式となる。
IQ3=I1+VA/RIN …(1.7)
IQ4=I1−VA/RIN …(1.8)
この時、トランジスタQ3,Q4のエミッタ電位VP,VNは、(1.9),(1.10)式となる。
VP=VCC−(kT/q)ln(IQ3/Is) …(1.9)
VN=VCC−(kT/q)ln(IQ4/Is) …(1.10)
kはボルツマン定数、Tは絶対温度、qは電子の電荷、IsはトランジスタQ3,Q4の逆方向飽和電流である。
VQ9 =VN−2VF …(1.11)
VQ10=VP−2VF …(1.12)
また、VI2_REFを入力端子I2_REFに印加される電圧とすると、定電流発生回路52において、トランジスタQ48のコレクタ電流(定電流)I2は(1.13)式となる。
I2=VI2_REF/RI2_REF …(1.13)
差動増幅部54におけるトランジスタQ9側に流れる電流をIx,Q10側に流れる電流をIyとすると、定電流I2との関係は、(1.14)式となる。
I2=Ix+Iy …(1.14)
(1.14)式より電流Ix,Iyの増減は互いに逆になる。変数ΔI2を電流をIx,Iyの差で定義する。即ち、
Ix−Iy=2・ΔI2 …(1.15)
と表す。(1.14)式,(1.15)式より
Ix=I2/2+ΔI2,Iy=I2/2−ΔI2 …(1.16)
となる。
VN−2VF−VE=(kT/q)ln(Ix/Is’) …(1.17)
VP−2VF−VE=(kT/q)ln(Iy/Is’) …(1.18)
そして、(1.18)式と(1.17)式との差をとり、(1.9),(1.10)式を使うと、
VP−VN=(kT/q)ln(Iy/Ix)
(kT/q)ln(IQ4/IQ3)=(kT/q)ln(Iy/Ix)
となるから、
IQ4/IQ3=Iy/Ix …(1.19)
の関係が成り立つ。すると、(1.7),(1.8),(1.16),(1.19)式より、(1.15)式を計算すると、
Ix−Iy=2・ΔI2=(VA/RIN)・(I2/I1) …(1.20)
となる。
VI1_REF=VSI=Rs・Is …(1.22)
VI2_REF=VK …(1.23)
である。(1.21)式に(1.22),(1.23)式を代入し、(1.3a)式を使って整理すると、
但し、I_DIG≪Isの関係が成り立つ場合は、自己診断電流I_DIGの影響は小さいと考えられるため、サンプルホールド回路15を配置することなく、電圧VSIを直接入力端子I1_REFに与えても良い。
そして、電流増幅回路12は、歪ゲージ抵抗Rsの抵抗値に反比例するように自己診断電流を変化させるので、診断時の出力電圧変化ΔVOUTについて、歪ゲージ抵抗Rsの抵抗値の影響を除去することができる。
更に、自己診断電流発生回路20は、診断時に、圧力センサ素子1の印加電圧VSIの検出レベルを保持するサンプルホールド回路15を備えるので、診断時に流れる電流の増加分により、圧力センサ素子1の印加電圧VSIの検出レベルが変化することを回避して、自己診断電流の精度を向上させることができる。
図5は本発明の第2実施例を示すものであり、第1実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第1実施例では、電流増幅回路12とスイッチ5とを個別の構成としたが、第2実施例は、スイッチ5の機能を電流増幅回路21の内部に組み込んで構成した場合を示す。
以上のように第2実施例によれば、電流増幅回路21に、圧力センサ素子1の出力端子と自身とを断続する第1実施例におけるスイッチ5(S1)の機能に相当する回路を組み込んだので、電流増幅回路21をバイポーラトランジスタで構成する場合、スイッチS1の機能もトランジスタによって一体に構成することができる。
図6は本発明の第3実施例を示すものであり、第1実施例と異なる部分のみ説明する。図6は、図3相当図である。第3実施例の圧力センサ装置22では、スイッチ5が、圧力センサ素子1の出力端子VSP側に接続されており、それに伴い、電流増幅回路12の入力端子IP,INは、抵抗素子17〜19の直列回路において接続される共通接続点が上下逆となっている。その他の構成は第1実施例と同様である。この場合、電流増幅回路12からは、自己診断電流I_DIGがソース電流として出力端子VSP側に供給される。斯様に構成される第3実施例による場合も、第1実施例と同様の効果が得られる。
図7乃至図11は本発明の第4実施例を示すものである。第4実施例の圧力センサ装置24は、電流増幅回路12を使用することなく、全てをCMOS回路で構成した場合を示す。スイッチ5,16(S1,S2)に替わるスイッチ25,26は、MOSトランジスタP21及びN21,MOSトランジスタP22及びN22よりなるアナログスイッチで構成されている。そして、電流増幅回路12に替えて、定電流回路27が配置されており、サンプルホールド回路15と定電流回路27との間には、反転増幅回路28及び分圧回路29が配置されている。
定電流回路27は、2つの電流ミラー回路30,31によって構成されており、初段の電流ミラー回路30は、センサ駆動電流発生回路3と同様に、トランジスタP11〜P15及びN11〜N13,オペアンプOP4,抵抗素子RD_REFにより構成されている。
VO3=−α・VSI+(α+1)・VD …(4.1)
ただし、αは反転増幅回路28のゲインであり、
α=RF3/RI3 …(4.2)
である。
VI4=β・VO3 …(4.3)
となる。βは、分圧回路29の分圧比であり、
β=RO3L/(RO3H+RO3L) …(4.4)
となり、表1に示すようにデータDOに応じて調整することができる。
IP11=VI4/RD_REF …(4.5)
となる。電流ミラー回路30及び31におけるミラー比の積をγとすると、自己診断電流I_DIGは、
I_DIG=γ・IP11 …(4.6)
であり、ミラー比の積γは、
センサ駆動電流Is,抵抗値RD_REFは、抵抗値の温度特性に依存するが、センサ駆動電流発生回路3の抵抗素子R1と、電流ミラー回路30の抵抗素子RD_REFに薄膜抵抗等を用いることで、その温度変動を、圧力センサ素子1の歪みゲージ抵抗Rsの温度変動に対して十分小さくすることが可能である。従って、(4.9)式のΔVOUTの温度変動は、歪みゲージ抵抗Rsの温度変動のみによって生じるとみなすことができる。
ΔVOUT0,ΔVOUT’を、それぞれ室温でのΔVOUT,任意の温度でのΔVOUTとする。同様に、Rs0,Rs’を、それぞれ室温でのRs,任意の温度でのRsとする。すると、(4.9)式より、
I_DIG=α・(2Rs0−Rs)・Is・β・γ/RD_REF …(4.20)
となる。I_DIG0を室温でのI_DIGとする。(4.20)式のRsをRs0に置き換えて、
I_DIG0=α・Rs0・Is・β・γ/RD_REF …(4.21)
となる。I_DIG’を任意の温度でのI_DIGとする。(4.12)式のRsを、Rs’と置き換えて、さらに(4.12)式を使って整理すると、
I_DIG’=α・Rs0・Is・β・γ・(1−δ)/RD_REF…(4.22)
となる。(4.21),(4.22)式より、
I_DIG’=I_DIG0・(1−δ) …(4.23)
となる。(4.23)式と(4.12)式を比較することにより、自己診断電流の温度特性が、抵抗Rsの温度特性と逆であることが判る。
(1)まず、室温において、反転増幅の基準電圧VDを(4.16)式が成り立つように調整した後、ΔVOUT0が設計値となるように分圧比βを調整する。
(2)ΔVOUTは室温(ΔVOUT0)で最高を示し、そこからの温度変動は常に負となる。したがって、温度変動分を見込んで、ΔVOUT0を設計値よりも高めに調整すれば、全温度範囲での偏差(設計値からのずれ)を小さくすることができる。この場合、ΔVOUT0を設計値よりも温度変動幅の1/2だけ高くなるように調整すれば、偏差を最も小さく(±1/2)することができる(図10参照)。
(4)この場合も(2)と同様に、調整時のΔVOUTであるΔVOUTaを、設計値よりも温度変動幅の1/2だけ高くなるように調整すれば、偏差を最も小さくすることができる(図11参照)。
このように構成することで、自己診断時における出力電圧変化ΔVOUTの温度変動分を、D/A変換回路32の出力電圧VDを調整して改善することができる。また、出力電圧変化ΔVOUTのばらつきを、分圧比βを調整することにより小さくすることができる。さらに、出力電圧VD及び分圧比β調整時の温度と、調整の狙い値を最適化することにより、出力電圧変化ΔVOUTの偏差を小さくすることができる。
加えて、オペアンプOP2よりなる電圧バッファは、診断時に圧力センサ素子1の印加電圧VSIの検出レベルを保持するサンプルホールド回路15の一部を構成するので、圧力センサ素子1の駆動電流に対して自己診断電流の変化分が十分に小さいという条件が成り立たない場合でも、自己診断電流を高精度に調整することができる。
図12は本発明の第5実施例を示すものであり、第4実施例と異なる部分について説明する。第5実施例の圧力センサ装置34は、第4実施例よりD/A変換回路32を削除して、反転増幅の基準電圧VDは、抵抗素子35及び36により分圧された一定電圧として与えられている。それに替えて、反転増幅回路37における入力抵抗RI3,帰還抵抗RF3が可変抵抗として構成されており、反転増幅回路37のゲインαがEPROM14より出力されるデータDDによって調整可能となっている。そして、自己診断電流発生回路46の構成の一部を置き換えたものが、自己診断電流発生回路47を構成している。
α=VD/(2VSI0−VD) …(5.1)
となる。したがって、VSI0を測定し、(5.1)で計算されたゲインαとなるようにデータDDを決定すれば良い。
図13は本発明の第6実施例を示すものであり、第4実施例と異なる部分のみ説明する。第6実施例の圧力センサ装置38は、第4実施例の圧力センサ装置24より、定電流回路27の後段に配置されている電流ミラー回路31を削除して構成されている。そして、初段の電流ミラー回路30におけるトランジスタP15のドレインが、スイッチ25を介して圧力センサ素子1の出力端子VSP側に接続されている。そして、自己診断電流発生回路46の構成の一部を置き換えたものが、自己診断電流発生回路48を構成している。
この場合、第3実施例と同様に、自己診断電流I_DIGは、ソース電流として出力端子VSP側に供給される。以上のように構成される第6実施例によれば、第4実施例に比較して回路構成を小規模にすることができる。
図14及び図15は本発明の第7実施例を示すものであり、第1実施例と異なる部分について説明する。第7実施例の圧力センサ装置41では、第1実施例のセンサ駆動電流発生回路3にPチャネルMOSトランジスタP2_1,P4_1,P5_1,NチャネルMOSトランジスタN3_1よりなる電流ミラー回路42を追加してセンサ駆動電流発生回路(電流源回路)43を構成し、電流増幅回路12における定電流回路52のトランジスタを幾つか削除して電流増幅回路44を構成している。
Is_1=n・VK/R1 …(7.1)
n=(W2_1/L2_1)/(W1/L1) …(7.2)
となる。nは電流ミラー回路42のミラー比であり、W2_1,L2_1はトランジスタP2_1のゲート幅,ゲート長である。
I2=Is_1 …(7.3)
であり、電流増幅回路44が出力する自己診断電流I_DIGは、
また、電流ミラー回路42のような回路は、一般にオペアンプよりも小さなサイズで構成される。したがって、センサ駆動電流発生回路43に追加した電流ミラー回路42の占有面積は、電流増幅回路44において削除されたオペアンプOPI2等の占有面積よりも小さくなるから、第1実施例の構成よりも回路サイズを小型化することができる。
図16は本発明の第8実施例を示すものである。第8実施例は、本発明の圧力センサ装置を、車両における側面衝突検出用の圧力センサに適用した場合を具体的に示す。
自動車の側面ドア61は、車体外側のドアアウタパネル61aと、車室内側のドアインナパネル61bとによって断面が中空となるように形成されており、このドア内空間61cには、圧力センサ62が、ドアインナパネル61bの内面のほぼ中央に固定して、ドア内空間61cの気圧を測定可能に設けられている。
以上のように構成される第8実施例によれば、本発明の圧力センサ装置を、車両側面のドア61内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサ62に適用したので、事故発生時に車両の乗員の安全を確保するため、確実に動作する必要があるものについて自己診断を行う場合に、本発明を適用することができる。
車両の側面衝突検出用の圧力センサに限ることなく、その他の用途の圧力センサについても広く適用することができる。
また、圧力センサに限ることなく、加速度センサや歪みゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子を使用するものであれば適用が可能である。
Claims (11)
- 歪ゲージ抵抗をブリッジ接続して構成されるセンサ素子と、
このセンサ素子に駆動電流を供給する電流源回路と、
前記センサ素子の出力電圧を増幅する増幅回路と、
前記センサ素子を診断するため、当該センサ素子の出力端子の一方に自己診断電流を注入する自己診断電流発生回路とを備え、
前記自己診断電流発生回路は、前記歪ゲージ抵抗の抵抗値の影響を打ち消すように、前記自己診断電流を変化させることを特徴とするセンサ装置。 - 前記自己診断電流発生回路は、前記歪ゲージ抵抗の抵抗値に反比例するように、前記自己診断電流を変化させることを特徴とする請求項1記載のセンサ装置。
- 前記自己診断電流発生回路は、前記センサ素子の印加電圧に応じて流れる第1電流と、前記電流源回路において前記駆動電流を決定するために付与される電流決定電圧に応じて流れる第2電流との比に応じた電流を増幅して出力する電流増幅回路を備えて構成されることを特徴とする請求項2記載のセンサ装置。
- 前記自己診断電流発生回路は、診断時に、前記センサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を備えることを特徴とする請求項3記載のセンサ装置。
- 前記自己診断電流発生回路は、前記センサ素子の出力端子と自身とを断続するスイッチ回路が組み込まれて構成されていることを特徴とする請求項1乃至4の何れかに記載のセンサ装置。
- 前記自己診断電流発生回路は、前記歪みゲージ抵抗が有している温度特性に対して逆の温度特性を有する前記自己診断電流を発生するように構成されていることを特徴とする請求項1記載のセンサ装置。
- 前記自己診断電流発生回路は、
前記センサ素子の印加電圧をバッファして出力する電圧バッファと、
出力電圧が調整可能に構成される電圧源と、
前記電圧源の出力電圧を基準として、前記電圧バッファの出力電圧を反転増幅する反転増幅回路と、
この反転増幅回路の出力電圧を分圧するもので、分圧比が調整可能に構成される分圧回路と、
前記分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比を乗じた電流を、自己診断時の電流として出力する定電流回路とを備えることを特徴とする請求項6記載のセンサ装置。 - 前記自己診断電流発生回路は、
前記センサ素子の印加電圧をバッファして出力する電圧バッファと、
電圧源と、
前記電圧源の出力電圧を基準として、前記電圧バッファの出力電圧を反転増幅すると共に、増幅率が調整可能に構成される反転増幅回路と、
この反転増幅回路の出力電圧を分圧するもので、分圧比が調整可能に構成される分圧回路と、
前記分圧電位に応じて流れる電流に所定のミラー比を乗じた電流を、自己診断時の電流として出力する定電流回路とを備えることを特徴とする請求項6記載のセンサ装置。 - 前記電圧バッファは、診断時に、前記センサ素子の印加電圧検出レベルを保持するサンプルホールド回路を構成していることを特徴とする請求項7又は8記載のセンサ装置。
- 前記センサ素子は、圧力センサ又は加速度センサを構成するものであることを特徴とする請求項1乃至9の何れかに記載のセンサ装置。
- 前記センサ素子は、車両側面のドア内部に配置される側面衝突検出用の圧力センサを構成するものであることを特徴とする請求項1乃至10の何れかに記載のセンサ装置。
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