JP2009049663A - 受信装置および受信処理方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】容易にSD合波するための受信信号の遅延時間差調整が可能な受信装置および受信処理方法を提供する。
【解決手段】ダイバーシティ受信する各系統の受信波のIF信号を位相比較器4を用いて測定して搬送波の位相を揃え、2つのIF信号に含まれる各包絡線の間に遅延時間差があると、位相比較器4が測定する各IF信号の包絡線の間の位相差誤差信号に発生するパルス状の雑音を検出して、そのパルス状の雑音を最小になるように可変遅延線5bを調整することにより各受信波の包絡線の間の遅延時間差を最小にする。
【選択図】図1
【解決手段】ダイバーシティ受信する各系統の受信波のIF信号を位相比較器4を用いて測定して搬送波の位相を揃え、2つのIF信号に含まれる各包絡線の間に遅延時間差があると、位相比較器4が測定する各IF信号の包絡線の間の位相差誤差信号に発生するパルス状の雑音を検出して、そのパルス状の雑音を最小になるように可変遅延線5bを調整することにより各受信波の包絡線の間の遅延時間差を最小にする。
【選択図】図1
Description
本発明は、ダイバーシティ方式でマイクロ波の無線中継をする受信装置とその受信処理方法に関する。
例えば、伝搬距離が20km以上になる5〜8GHz帯を使用したマイクロ波無線装置では、マルチパスフェージング、即ち、受信波が正常な受信波以外に水面やダクトによる反射波が干渉波となって受信される影響により受信レベルが低下する。
このマルチパスフェージング対策の1つとして上記周波数帯を使用する際、SD(スペースダイバーシティ)受信方式が採用される。これは、アンテナ、受信機を2系統設け、アンテナを、お互いにフェージングによる影響の相関が発生しない位置に設置することにより受信特性を向上させるものである。また、一般的に、多値QAM方式においては、マルチパスフェージングに起因する振幅歪みを軽減するために、同相合成SD方式が採用される。これは、2系統の受信波の位相を同相にして合成し出力する方式である。
同相合成する際は、2つの受信波の間で搬送波、および遅延時間を合わせる必要がある。搬送波の周期は、伝搬路の影響で変動する量に対して短いため、位相制御はアダプティブに制御する必要がある。これに対し、搬送波を変調した信号波形の包絡線については、周期が、伝播路の影響で変動する量より十分長いため、装置設置時に同相になるように設定するのみで良い。
従来、この包絡線の位相を合わせる(遅延時間を合わせる)方法は、ダイバーシティ受信における各系統の復調後のシンボル位相が同相になるように2系統の受信波の位相を復調回路の前に設けられた検波回路で処理した信号により可変ディレイラインを調整していた(例えば、特許文献1。)。その際、復調器は、中継装置に具備されている現用系、予備系の2台の受信機の各復調器の接続先を変更して、ある時は、現用系のダイバーシティ受信での2系統、また、予備系統での2系統での調整を行った。
図7は、従来のダイバーシティの受信装置で受信波の包絡線の位相調整を行う機能ブロック図である。
図7において、ダイバーシティの受信装置は、A系統、B系統として離れて設置されたアンテナ8a、8bおよびそれらの受信信号を増幅する各LNA1a、1b、ミキサ7a、7b、および包絡線の位相を調整するための可変遅延線500a、500b、局部発信器2、移相器6、位相比較器400、A、Bの両系統のIF信号を合成する合波器3と、合波されたIF信号を復調する復調器9とを備える。
図7において、ダイバーシティの受信装置は、A系統、B系統として離れて設置されたアンテナ8a、8bおよびそれらの受信信号を増幅する各LNA1a、1b、ミキサ7a、7b、および包絡線の位相を調整するための可変遅延線500a、500b、局部発信器2、移相器6、位相比較器400、A、Bの両系統のIF信号を合成する合波器3と、合波されたIF信号を復調する復調器9とを備える。
LNA1a、1bにより増幅されたRF信号は、局部発信器2の出力するローカル信号によりミキサ7a、7bでIF信号に変換されるが、この時ミキサ7aに入力される信号は、位相比較器400からの位相制御信号Vcにより搬送波の位相が揃うよう移相器6によりローカル信号の位相が調整される。
包絡線は、先に述べたように受信装置を設置する時に一度可変遅延線5a、5bを調整すれば良いので、両系統のIF信号を例えば、現用系と予備系との復調器9を一時的に接続変更して図7中の復調器D1、D2として用いる。そして、オシロスコープV1でIF信号の波形を観測して両系統の包絡線の位相が揃うように可変遅延線500a、500bのタップを手動で調整する方法を用いていた。
ところが、最近は、光ファイバケーブルによる中継が広く採用されるようになり、マイクロ波を用いた無線中継ルートは、光ファイバケーブルの中継ルートに対する予備となって、無線中継は、現用と予備との2重化がされなくなり、単一系統となるものが多い。この場合、復調器が現用に使用する1台しかないため、包絡線の位相調整を行うには従来の方法が取れない。
このため、遅延時間を合わせるためには、更に包絡線の位相調整専用として復調器D2を備えるか、又は、復調器D1、D2の代わりとして2台のネットワークアナライザにより、設置時に受信する2系統の受信波の包絡線波形を監視して2つの間で位相が揃うように可変ディレイラインの遅延時間を調整するしかない。
その結果、普段は利用されない復調器を準備する為にコスト増となるか、また、作業環境が悪い場所でネットワークアナライザを用いるなど作業性が悪い状態が生じる問題が有った。
特開平3−201736号公報 (第5頁、第1図)
従来のマイクロ中継装置でのダイバーシティ受信では、2系統の受信波の間でその包絡線の位相を合わせる調整のために普段は利用されない復調器を準備する為にコスト増となるか、又は、作業環境が悪い場所でネットワークアナライザを用いるなど作業性が悪い状態が生じる問題が有った。
本発明は、上記問題を解決するためになされたもので、容易にSD合波するための受信信号の遅延時間差調整が可能な受信装置および受信処理方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、無線送信機から送信された電波を第1と第2の受信アンテナにより2つの系統で受信するダイバーシティの受信装置において、前記2つの系統の受信信号の間の位相差からパルス雑音を抽出して前記各受信信号の変調波の間の遅延時間差誤差信号として出力する位相比較器と、前記位相比較器から前記出力された前記遅延時間差誤差信号の前記パルス雑音が最小となるよう調整する遅延調整手段とを具備することを特徴とする。
また本発明の受信装置の受信処理方法は、位相比較器と、遅延調整手段とを具備し、無線送信機から送信された電波を第1と第2の受信アンテナにより2つの系統で受信するダイバーシティの受信装置の受信処理方法において、前記位相比較器は、前記2つの系統の受信信号を入力して前記第1と前記第2の受信信号の間の位相差の位相差誤差信号からパルス雑音を抽出して前記各変調波の間の遅延時間差誤差信号として遅延調整手段に出力し、前記遅延時間差誤差信号が入力された前記遅延調整手段は、前記パルス雑音が最小となるよう調整することを特徴とする。
本発明によれば、容易にSD合波するための受信信号の遅延時間差調整が可能な受信装置および受信処理方法を提供することが出来る。
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
図1は、本発明の実施例に係わるダイバーシティ受信装置の機能ブロック図である。
図1において、ダイバーシティの受信装置は、アンテナ8a、8bおよびそれらの受信信号を増幅する各LNA1a、1b、ミキサ7a、7b、および包絡線の位相、即ち受信信号の遅延時間を調整するための遅延制御部5、および可変遅延線5a、5b、局部発信器2、移相器6、位相比較器4、A、Bの両系統のIF信号を合波して出力する合波器3と、合波されたIF信号を入力して復調する復調器9とを備え、同相合成SD受信をする。
図1において、ダイバーシティの受信装置は、アンテナ8a、8bおよびそれらの受信信号を増幅する各LNA1a、1b、ミキサ7a、7b、および包絡線の位相、即ち受信信号の遅延時間を調整するための遅延制御部5、および可変遅延線5a、5b、局部発信器2、移相器6、位相比較器4、A、Bの両系統のIF信号を合波して出力する合波器3と、合波されたIF信号を入力して復調する復調器9とを備え、同相合成SD受信をする。
アンテナ8a、8bは、A系統、B系統として離れて設置され、図示されない送信機からの中継信号の送信電波を受信しLNA1a、1bへRF受信信号として出力する。LNA1a、1bにより増幅されたRF受信信号は、局部発信器2の出力するローカル信号によりミキサ7a、7bでIFの受信信号(以下、IF信号と称する。)に変換される。
ケーブルルートの違いによるケーブル長の差から受信器のLNA1a、1bに到着する信号との間には遅延時間の差ができる。例えば、これらに接続されたケーブル長に21mの差があると0.1マイクロ秒(100Mbpsで10ビット分)の時間差が発生するので受信したデータの間に遅延時間差が生じてくる。
ミキサ7aに入力されるローカル信号の位相は、移相器6により位相比較器4から出力される位相制御信号Vcにより搬送波(IF信号)の位相が揃う様に調整される。そして、遅延制御部5から遅延時間差が無くなり合波時に包絡線が揃う様に可変遅延線5bへ遅延時間調整が行われる。
この調整は、包絡線の位相が揃っていない時に位相比較器4から出力される雑音成分を遅延時間差調整信号として監視し、それを最小にすることにより遅延時間が無い(最小に)様に調整するものであって、調整の結果、合波部3へ入力される2系統のIF信号は、包絡線の位相が揃う。そして、復調器9ではそれを合波器3から入力することによって同相SD受信が可能になる。
以下、包絡線の位相を揃える処理手順を詳細に説明する。
図2は、位相比較器4と遅延制御部5の機能ブロック図である。
図2において、位相比較器4は、A系統とB系統の両系統のIF信号を入力し、そのIF信号の間の位相差を検出して誤差信号Veを出力する位相差検出部41、位相差検出部41に接続されるローパスフィルタ42と、ローパスフィルタ42に接続されて位相制御信号Vcを生成して移相器6に供給する制御増幅部43、および変調波の遅延時間差を検出するために直流分を除去するローカットフィルタ44を備えている。なお、ローカットフィルタ44は誤差信号の直流分を除去し、さらに不要な高域分を除去するバンドパスフィルタであっても良い。
図2において、位相比較器4は、A系統とB系統の両系統のIF信号を入力し、そのIF信号の間の位相差を検出して誤差信号Veを出力する位相差検出部41、位相差検出部41に接続されるローパスフィルタ42と、ローパスフィルタ42に接続されて位相制御信号Vcを生成して移相器6に供給する制御増幅部43、および変調波の遅延時間差を検出するために直流分を除去するローカットフィルタ44を備えている。なお、ローカットフィルタ44は誤差信号の直流分を除去し、さらに不要な高域分を除去するバンドパスフィルタであっても良い。
即ち、A、およびB両系統のIF信号を入力する位相比較器4によりの両IF信号の位相差を位相差検出部41で検出する。そして、その位相差が無くなるよう位相比較器4から位相制御信号Vcを移相器6に加えて位相差を揃える制御を行う。
位相比較器4では、2つの信号入力の位相差を制御するために、B系統からのIF信号を基準にしてA系統からのIF信号を比較する。位相差検出部41は、両者の位相差に比例した直流レベルの誤差信号Veの電圧を検出し、ローパスフィルタ42を通して位相制御信号Vcを生成する。そして、位相制御信号Vcが移相器6に供給され、誤差信号Veの電圧をA、B両系統間で位相差がない時の基準電圧に等しくなるようにフィードバック制御を行う。
ここで移相器6は、この位相制御信号Vcによりミキサ7aに入力するIF信号の位相を変えるので、ミキサ7aで周波数変換されたA系統のIF信号(搬送波)の位相がB系統のIF信号(搬送波)と揃うようになる。しかし、このままでは両系統の変調波、即ち、包絡線の遅延時間差が一致していないので搬送波の間の遅延時間差を揃える手順について以下に説明する。
図3は、位相比較器の出力信号を説明する図である。
図3において両系統の変調波は、IF信号の包絡線によって表示される。両系統のケーブル長の差による遅延時間差があると包絡線のゼロクロスポイント付近では、誤差信号Veにパルス状の雑音Epが発生する。そこで、本発明の実施例では、図3に示した様に受信した2つの送信波の位相差調整を、位相差検出部41から得られる直流の誤差信号Veをローパスフィルタ42を通して生成した位相制御信号Vcで行ない、その位相制御信号Vcからパルス雑音Epの成分を除去している。
図3において両系統の変調波は、IF信号の包絡線によって表示される。両系統のケーブル長の差による遅延時間差があると包絡線のゼロクロスポイント付近では、誤差信号Veにパルス状の雑音Epが発生する。そこで、本発明の実施例では、図3に示した様に受信した2つの送信波の位相差調整を、位相差検出部41から得られる直流の誤差信号Veをローパスフィルタ42を通して生成した位相制御信号Vcで行ない、その位相制御信号Vcからパルス雑音Epの成分を除去している。
即ち、遅延時間差が大きければ、そのパルス雑音Epのエネルギーは大きくなるので、その誤差信号電圧を低くするように2つの被測定変調波の遅延時間差を調整するため、位相差検出部41の出力にローカットフィルタ44を挿入して直流分を除去し、より高い周波数成分のパルス雑音Epを誤差信号として取り出している。
そして、このパルス雑音Epを測定しパルス雑音Epが最小になるように可変遅延線5bを調整することにより変調波の間の遅延時間差を最小にする。
図2において、遅延調整部5を、整流部50と駆動アンプ51とで構成し、位相比較器41は、自動調整のため常時AB両系統のIF信号が入力される。ローカットフィルタ44の出力のパルス雑音Epは整流部50で整流検波された直流の誤差信号Ecになり駆動アンプ51に送信される。駆動アンプ51は、受信した誤差信号Ecの電圧が最小になるように可変遅延線5bの遅延時間を制御する遅延制御信号Vdを生成する。遅延制御信号Vdは、可変遅延線5bに供給されフィードバック制御を行い、A系統の変調波の遅延時間が、B系統の変調波の遅延時間と一致するよう動作する。
可変遅延線5bは、タップが駆動アンプ51からの遅延制御信号Vdにより設定される。遅延制御信号Vdは、2つの変調波の遅延時間差に対応して各タップを選択するスイッチ信号であるので遅延調整部5は、小規模な回路で実現できる。従って、変調波を検波復調してベースバンドの信号に戻して遅延時間を調整する回路が不要なのでこの回路を組み込んでも受信装置が大型化することがない。
図4〜図6は、本発明の実施例における遅延制御部5の変形例1〜変形例3を示す機能構成のブロック図である。
前述の如く、包絡線の位相(遅延時間調整)は、常時自動調整せずとも、受信装置の設置時に一度行えば有効である。各変形例は、設置の調整時等に遅延時間差を調整するのに便利な構成を示している。
前述の如く、包絡線の位相(遅延時間調整)は、常時自動調整せずとも、受信装置の設置時に一度行えば有効である。各変形例は、設置の調整時等に遅延時間差を調整するのに便利な構成を示している。
(第1の変形例)
図4において、遅延調整部5は、位相比較器4のローカットフィルタ44の出力波形を直接観測するオシロスコープ55が用いられる。また、可変遅延線5bは、例えば、コイル遅延線のタップにより遅延時間を設定するもの、又は、セラミック共振を利用した遅延線タップにより遅延時間を設定するもので、遅延時間に応じてタップ端子、又は、タップ選定スイッチ(図示せず。)が設けられている。そして、調整者が可変遅延線5bのタップを切替えて2つの変調波の間の遅延時間差が最小になるとオシロスコープ55で観測する波形のパルス状の雑音Epの波形が最小になるので、その時のタップを可変遅延線5bに設定すれば良い。
図4において、遅延調整部5は、位相比較器4のローカットフィルタ44の出力波形を直接観測するオシロスコープ55が用いられる。また、可変遅延線5bは、例えば、コイル遅延線のタップにより遅延時間を設定するもの、又は、セラミック共振を利用した遅延線タップにより遅延時間を設定するもので、遅延時間に応じてタップ端子、又は、タップ選定スイッチ(図示せず。)が設けられている。そして、調整者が可変遅延線5bのタップを切替えて2つの変調波の間の遅延時間差が最小になるとオシロスコープ55で観測する波形のパルス状の雑音Epの波形が最小になるので、その時のタップを可変遅延線5bに設定すれば良い。
(第2の変形例)
図5においては遅延調整部5をランプ56で構成している。遅延時間差の測定は、位相比較器4のローカットフィルタ44にランプ56を接続し、その明暗で遅延時間差の大小を表示する。このローカットフィルタ44は、キャパシタで、単純に誤差信号Veの直流分をカットするものでも良い。そして、ランプ56が光らない様に可変遅延線5bのタップを設定して遅延時間を調整するものである。
図5においては遅延調整部5をランプ56で構成している。遅延時間差の測定は、位相比較器4のローカットフィルタ44にランプ56を接続し、その明暗で遅延時間差の大小を表示する。このローカットフィルタ44は、キャパシタで、単純に誤差信号Veの直流分をカットするものでも良い。そして、ランプ56が光らない様に可変遅延線5bのタップを設定して遅延時間を調整するものである。
(第3の変形例)
図6においては遅延調整部5を整流回路50とレベルメータ53で構成している。そして、ローカットフィルタ44の出力を整流回路50で整流し、誤差信号であるパルス雑音Epを直流信号に変換し、遅延時間差の大小を示す信号としてレベルメータ53で表示、測定する。そして、このレベルが最小になる様に可変遅延線5bのタップを設定して遅延時間を調整する。また、レベルメータ53の代わりに、ランプやブザー等を用いてランプの明るさやブザーの警報音を利用して遅延時間差を表示するものであっても良い。
図6においては遅延調整部5を整流回路50とレベルメータ53で構成している。そして、ローカットフィルタ44の出力を整流回路50で整流し、誤差信号であるパルス雑音Epを直流信号に変換し、遅延時間差の大小を示す信号としてレベルメータ53で表示、測定する。そして、このレベルが最小になる様に可変遅延線5bのタップを設定して遅延時間を調整する。また、レベルメータ53の代わりに、ランプやブザー等を用いてランプの明るさやブザーの警報音を利用して遅延時間差を表示するものであっても良い。
変形例1は、受信装置の設置調整時にオシロスコープを1台使用するだけで、従来の様に復調器を2台揃える必要が無い。又更に変形例2、3ではオシロスコープすら用いることなく、また装置を大型化することもなく簡便に遅延時間差が調整できる効果がある。
以上説明した如く、本発明の実施例によれば、SDダイバーシティのための受信波の変調波の包絡線の位相(遅延時間)を容易に揃えることが可能な受信装置、および受信処理方法が提供できる。
1a、1b アンテナ
2 局部発振器
3 合波器
4 位相比較器
41 位相差検出部
42 ローパスフィルタ
43 制御増幅部
44 ローカットフィルタ
5 遅延制御部
50 整流部
51 駆動アンプ
53 レベルメータ
55 オシロスコープ
56 ランプ
5a、5b 可変遅延線
6 移相器
7a、7b ミキサ
8a、8b アンテナ
9 復調器
2 局部発振器
3 合波器
4 位相比較器
41 位相差検出部
42 ローパスフィルタ
43 制御増幅部
44 ローカットフィルタ
5 遅延制御部
50 整流部
51 駆動アンプ
53 レベルメータ
55 オシロスコープ
56 ランプ
5a、5b 可変遅延線
6 移相器
7a、7b ミキサ
8a、8b アンテナ
9 復調器
Claims (4)
- 無線送信機から送信された電波を第1と第2の受信アンテナによる2つの系統で受信するダイバーシティの受信装置において、
前記2つの系統の受信信号の間の位相差からパルス雑音を抽出して前記各受信信号の変調波の間の遅延時間差誤差信号として出力する位相比較器と、
前記位相比較器から前記出力された前記遅延時間差誤差信号の前記パルス雑音が最小となるよう調整する遅延調整手段とを具備する
ことを特徴とする受信装置。 - 前記位相比較器は、
前記第1と第2の受信信号の間の位相差を位相差誤差信号とし、
前記位相差誤差信号をフィルタに通して前記パルス雑音を抽出した前記遅延時間差誤差信号を前記遅延調整手段に出力することを
特徴とする請求項1記載の受信装置。 - 位相比較器と、遅延調整手段とを具備し、無線送信機から送信された電波を第1と第2の受信アンテナによる2つの系統で受信するダイバーシティの受信装置の受信処理方法において、
前記位相比較器は、前記2つの系統の受信信号を入力して前記第1と前記第2の受信信号の間の位相差の位相差誤差信号からパルス雑音を抽出して前記各変調波の間の遅延時間差誤差信号として遅延調整手段に出力し、
前記遅延時間差誤差信号が入力された前記遅延調整手段は、前記パルス雑音が最小となるよう調整する
ことを特徴とする受信装置の受信処理方法。 - 前記位相比較器は、
前記第1と第2の受信信号の間の位相差を位相差誤差信号とし、
前記位相差誤差信号をフィルタに通して前記パルス雑音を抽出した前記遅延時間差誤差信号を前記遅延調整手段に出力することを
特徴とする請求項3記載の受信装置の受信処理方法。
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