JP2008527630A - 低いランプアーク電流を有する陰極電圧を制御する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ランプ（１１４）詳細には蛍光ランプを使用した電力供給システムに対する改良を提供する。
【解決手段要約】１つの例示の実施形態によると、陰極温度を熱電子放出温度に至るまで急速に引き上げるために陰極電流が最大レベルに制御される。ランプの点孤の後で、外部陰極加熱の電圧を低減させるために陰極電圧低減回路が使用される。第２の例示の実施形態によると、電力がＩＣ（１１０）を介して力率補正回路（１０６）に供給される。最後に、第３の開示された実施形態は、１本または複数本のランプ（１１４）への電力供給に関連する様々な有害な寄生容量の影響からランプの感度を抑制するように対処する。
【選択図】図１

Description

低いランプアーク電流を有する陰極電圧を制御する方法

一般に、今日の蛍光ランプに使用される安定器には、プログラム始動安定器と瞬時始動電子安定器との２つのタイプがある。通常、プログラム始動電子安定器はランプが始動する間は別の陰極加熱電流と共にランプの両端間に相対的に低い電圧を供給する。ランプの点孤に先立つ陰極の予熱は、ランプを点灯するために必要とされる電圧の量を低下させ、すなわち、グロー放電電流が最小化される。グロー放電電流を最小化することによって、ランプの始動中にスパッタリングで飛ばされる陰極の量が最小限にされるので陰極寿命が延ばされ、ランプの全体的な寿命が延ばされる。

このタイプの照明システムは、会議室、洗面所、または頻繁ではあるが連続的には使用されない他の環境などの照明が頻繁に点滅される環境に特に役立つ用途を見出す。これらの環境では、照明はその部屋を使用するときに必要とされるが、しかし、通常、誰も部屋を使用しないときにはエネルギーを節約するために照明は消される。要するに、プログラム始動電子安定器はランプが多数回の点滅サイクルを受ける用途に有益である。

その利点にもかかわらず、プログラム始動電子安定器はいくつかの欠点をも有する。第１に、この安定器はランプを点灯させるに先立って陰極を予熱しなければならないので、照明スイッチが作動された時からランプが可視光を放出する時までの顕著な遅延時間がある。通常、この遅延時間は１．５秒程度である。この遅延時間は予熱時間または待ち時間と呼ばれることもあり、利用者がその場所のほとんど瞬時の点灯を予期するような環境には不利である。

プログラム始動ランプ安定器の他の欠点は、それらが一般に直列のランプ配置で利用されることである。直列の配置では、１本のランプが切れるとそれが全体の安定器の回路を遮断し、安定器に属するすべてのランプが消灯される原因となる。したがって、もしもランプが並列配置にあれば他のランプから光を発生することができる場合にもこの安定器に属するランプは光を発生しない。すべてのランプが光を発生しない状態にあるので、照明設備のより頻繁なアフターサービスが必要とされこのシステムを維持する労務費を増加させるであろう。

プログラム始動安定器のさらなる他の不利は、ランプ電流が低い（例えば、１６０ｍＡより低い）場合には定格ランプ寿命を維持するために外部陰極加熱が必要となるかもしれないことである。従来のプログラム始動安定器構成は、始動時間を最小化しエネルギー節約を行うことのできる、予熱と動作の両方に対して陰極加熱を最適化するこの問題に対処しない。

第２の従来タイプの安定器である瞬時始動安定器は、プログラム始動安定器のいくつかの問題に対処するが、しかしながら、それ自体のいくつかの新しい問題を持ち込む。通常、瞬時始動安定器は陰極を予熱せず、動作電圧をランプに直接印加する。この設計ではスイッチが入れられた瞬間に高電圧がランプの両端間に供給される。典型的なシステムではこの電圧は約６００Ｖになることがありピーク電圧は約１０００Ｖにまでなることがある。ランプの両端間のこの高電圧と共に十分なグロー電流が存在して、ランプが急速に点孤する程度までランプを引き上げる。したがって、ランプはプログラム始動システムに比較してはるかに短い点孤時間（通常、約０．１秒）を有し、照明スイッチを入れると実質的に同時に光が見られる。また、動作電圧がランプ陰極に直接印加されるので動作中には陰極への余分な電流の流出がない。また、瞬時始動安定器はランプ故障が起きた時に本来的に組み込まれた冗長性を備えた並列ランプ配置も使用する。

しかしながら、この瞬時始動安定器はランプが点灯する前の短時間に陰極の保全性を劣化させるグロー放電電流を作り出す。瞬時始動安定器を使う時間とともに、陰極はある速度で劣化しランプの早期故障になる。したがって、瞬時始動安定器の欠点は早過ぎるランプ故障である。瞬時始動安定器は陰極を非常に急速に溶け落とすので、ランプはその期待寿命のずっと前に切れる可能性がある。
米国特許出願公開第２００４／００５１４７５号公報 米国特許出願公開第２００４／００７０３２４号公報 米国特許出願公開第２００３／０１６０５５４号公報 米国特許第５，４３８，２４３号公報 米国特許第５，５１２，８０１号公報 米国特許第５，７３１，６６７号公報 米国特許第５，７４４，９１５号公報 米国特許第５，８３４，９０６号公報 米国特許第５，９８２，１１３号公報 米国特許第６，２３６，１６８Ｂ１号公報 米国特許第６，８０９，４７７Ｂ２号公報 米国特許第６，４９５，９７１号公報 米国特許第６，４８３，２５２号公報 米国特許第６，３３７，８００号公報 米国特許第６，２０８，０８５号公報 米国特許第６，１８４，６３０号公報 米国特許第５，００８，５９７号公報 米国特許第５，７９６，２１６号公報 米国特許第５，９３２，９７６号公報 米国特許第６，０２０，６９１号公報 米国特許第５，６２３，１８７号公報 米国特許第５，５６９，９８４号公報 米国特許第６，０３４，４８９号公報 米国特許第６，４１７，６３１号公報 米国特許第６，０１１，３６２号公報 米国特許出願公開第２００２／０１９１４２９号公報

プログラム始動安定器が電力を無駄に消費するために効率が悪い一方で、瞬時始動安定器は所与の期間により多くのランプを必要とするために非効率である。結果として、プログラム始動安定器の利益になる態様（例えばより長いランプ寿命）を活用しそれらを瞬時始動安定器の利点（例えば迅速な始動時間）と組み合わせて、改良されたランプ安定器を作り出すことが望まれる。本出願は、それらの安定器の否定的な態様を伝播させることなくプログラム始動安定器および瞬時始動安定器の肯定的な態様を組み合わせる方法および装置を意図する。

本出願の一態様によると、少なくとも１本のランプに電力を供給するように設計された安定器が使用され、この安定器は少なくとも１つの電源から交流を受電しこの交流を直流に変換するように構成されたアクティブ力率補正（ＰＦＣ）回路と、力率補正回路の動作を制御する集積チップと、集積チップに電力を供給するように構成された電源構成要素と、を備え、この電源構成要素は安定器の全点孤時間を短縮させるために加速電源回路を使用する。

本出願の他の態様によると、安定器に接続された少なくとも１本のランプの陰極電圧を制御する方法が使用され、この方法は電源から電力を受電する段階と、陰極温度を熱電子加熱温度に至るまで引き上げるために陰極電流を制御する段階と、少なくとも１本のランプを点孤する段階と、少なくとも１本のランプと関連する少なくとも１つの陰極の電圧レベルを低減させる段階と、を含む。

図１は、１つの例示の実施形態によるランプ安定器を示す構成図１００である。構成図１００は力率補正および電流給電に基づくインバータの概要を説明する。この新しい回路プラットフォームでは、ランプのグロー放電電流が相対的に低く（例えば、１０ｍＡ未満）なるように、予熱中には出力インバータは各個別のランプへの高周波電圧がピーク電圧３００Ｖｐｋ未満であるように制御する。約０．３秒の予熱時間の後でランプの両端間のピーク電圧はシフトし要求に応じ１１００Ｖまで増加し、こうしてランプを絶縁破壊する。各ランプが独立に働くように、動作中には各ランプを他から分離させるためのバッファ回路が設計に組み込まれる。

電圧源１０２が交流信号を安定器１００に供給する。電圧源１０２は、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで１２０Ｖ、２３０Ｖ、または２７７Ｖなどの広範囲な入力電圧を供給することができる。このような電力は電磁障害フィルタ（ＥＭＩ）１０４に供給され、力率補正回路（ＰＦＣ）１０６によって交流から直流バス信号に変換される。ＰＦＣ１０６はこの直流バス信号を電流給電インバータであってよいインバータ回路１０８に供給する。ある種の実施形態では、ＰＦＣ１０６は安定器の入力線電流歪を例えば１２０ボルト入力について１０％未満、２７７ボルト入力について２０％未満に低くすることができる。インバータ回路１０８は、例えば、ハーフブリッジ電流給電インバータおよび電流給電プッシュプルインバータを含む任意の適切なインバータ回路であってよいことを理解されたい。さらに、本実施形態では、ＰＦＣ１０６は広範囲な入力電圧を受け取ることができるアクティブ力率補正回路であってよい。

制御用集積チップ（ＩＣ）１１０がＰＦＣ１０６の動作の制御を行うために電源回路１１２と共に使用されることができる。従来、力率補正回路は初期化されるために過度の時間を費やすことがある。しかしながら、本明細書に開示される実施形態に示されるように、このような時間は制御用ＩＣ１１０と共に電源回路１１２を通して短縮されることができる。例えば、この電源は、従来の回路構成を使用した０．４〜０．５秒の代わりに０．１秒で所望の電圧レベルに到達することができる。

ＰＦＣ１０６を通過した後で、電力はインバータ１０８によって１本のランプまたは１組のランプ１１４に渡されるが、この電力は初めに開放電圧（ＯＣＶ）コントローラ１１６によってゲート制御される。コントローラ１１６は、予熱電流がランプ１１４の陰極にどれくらいの間印加されるべきか時間を決め、その情報を陰極電流コントローラ１１８に渡す。一実施形態では、開放電圧コントローラ１１６は、ランプ内のグロー放電電流が低く（例えば、１０ｍＡ未満）なるように、予熱フェーズの間は各ランプ１１４の両端間で約３００Ｖピーク未満であるようにランプへの電圧を制御する。この期間中、陰極電流コントローラ１１８は、ランプを点孤させ定常状態で動作させるために動作電圧がランプ１２０に印加されるに先立って、予熱電流をランプ１２０に印加する。

予熱フェーズは約０．３秒継続し、この後で陰極電流コントローラ１１８はランプ１１４の陰極への電流を遮断する。次いで、開放電圧コントローラ１１６は１本または複数本のランプを点孤させるために電圧を高いレベルにシフトする。本実施形態では、ランプを絶縁破壊させるためにランプの両端間のピーク電圧は要求に応じ１１００Ｖまで一度シフトし増加する。開放電圧コントローラ１１６および陰極電流コントローラ１１８は、それぞれがディスクリートな回路構成要素として設計されたコントローラであるだけでなくＩＣコントローラの１つであってもよいことを理解されたい。ＯＣＶコントローラ１１６は、本システムのランプが互いから分離されそれによって各ランプが独立に働くバッファおよび減結合構成または減結合回路として設計される。

ストリエーション制御構成要素１２０は電流給電インバータ１０８から電力を受け取りこの電力を陰極電流コントローラ１１８に渡すことができる。ストリエーション制御構成要素は、例えばランプ内の明暗勾配差を解消するために使用されることができる。一実施形態では、ストリエーション制御構成要素１２０はこのような望ましくないストリエーション効果を制限するために偶高調波注入を使用してもよい。

このようにして、図１の実施形態は、以下にさらに詳細に説明するように電流給電に基づく並列ランプ瞬時電子安定器トポロジーを使用する回路を示す。陰極電流は、陰極温度を熱電子放出温度に至るまでまたはＲｈ／Ｒｃ＞５に至るまで急速に引き上げるために最大レベルに制御され、ここでＲｈ／Ｒｃは２５°Ｃにおける冷陰極抵抗（Ｒｃ）に対する最終的に加熱された陰極抵抗すなわち熱陰極抵抗（Ｒｈ）の比である。加えて、図１の設計および以降のより詳細な図の設計は、ランプが点孤された後で外部陰極加熱電圧を低減する陰極電圧低減回路を組み入れる。この電圧低減回路は、より長いランプ寿命、より高いシステム効率および低いコストなどの利益を単一の設計パッケージの中に提供することができる。さらに、この説明した照明システムは典型的な瞬時始動システムの高い品質と信頼性とを保持することができる。また、このトポロジーは、安定器の全点孤時間を短縮するための新しい加速電源回路構成およびノイズが与える影響を最小化する感度抑制回路構成をも示す。

ここで図２を参照すると、この図は上の図１についてのさらに詳細な回路図２００を示す。電圧入力Ｑ_{ｖｃｃ−ｃｉｒｃｌｅ}は、回路図２００の副回路である高速始動回路２０２によって受け取られる。高速始動回路２０２は、上述のように電力をＰＦＣ１０６に供給するために相対的に短時間で所望の電力レベルに急速に到達するために使用される。例えば、従来の構成では所望の電力レベルに到達するために０．４〜０．５秒の遅れが予期される。それに引き換え、高速始動回路２０２は約０．１秒で所望の電力レベルに到達することができる。この短縮された時間は少なくとも一部分においてＣ１５の低い容量に基づく。一実施形態では、Ｃ１５の容量は例えば４．７μＦであってよい。高速始動回路２０２は、キャパシタＣ１０、Ｃ１１、Ｃ１５およびＣ１６、ダイオードＤ５、Ｄ６およびＤ８、インダクタＴ１ならびに抵抗Ｒ１５を備える。ダイオードＤ８は好ましくはツェナーダイオードである。巻線Ｔ１は一方の側がＣ１０とＣ１１との間に接続され他方の側がＲＣ回路に接続される。ＲＣ回路はキャパシタＣ１６と抵抗Ｒ１５とから成る。ＲＣ回路の一方の側が巻線Ｔ１に接続され、しかるにＲＣ回路の他方の側はダイオードＤ５とＤ６との間に接続される。

したがって、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１６、Ｒ１５、Ｄ５およびＤ６から成る回路は、回路の初期化時のＣ１５への急速充電と動作中のＩＣ（構成部品Ｕ１）への安定化電源とを提供するために使用される。Ｒ１５は、Ｄ５、Ｄ６およびＵ１における定常状態の電流および電力浪費を制限するために使用される。Ｃ１６は、力率補正ＩＣであるＵ１がターンオンしきい値に達しそれによりピーク充電電流をＣ１５に供給するときに巻線Ｔ１の漏洩インダクタと共振する。このピーク充電電流はＩＣ電源ピンへの電圧がターンオフしきい値より下に降下しないことを確実にする。このようにして電源回路は広い入力電圧範囲に適用可能である。したがって、従来の回路によるよりも急速な安定器の全始動時間をもたらすより小さなエネルギー蓄積キャパシタＣ１５がこの設計では使用される。

この構成において、Ｃ１５の容量は所望の電力を短時間に供給するために低い。しかしながら、また、このような低い容量はＣ１５が蓄積できるエネルギーの量も制限する。このようなエネルギーレベル（例えば１０Ｖ）は、高速始動回路２０２の慢性的なオンオフスイッチングなどの回路に及ぼす悪影響を防止するために維持されるべきである。図示のように、Ｃ１６はピン４からピン２の上の昇圧インダクタの二次巻線である巻線Ｔ１と共振する。このような共振は当技術分野で知られており、固有共振が変圧器の結合部に組み込まれたＴ１のリンケージインダクタ（図示せず）と共に存在する。Ｃ１５は、初期の始動期間中において、Ｃ１５を充電しおよび／またはＣ１５電圧を１０Ｖよりも高い電圧であるように維持するためにリンケージインダクタと共振しより高いエネルギーを供給し、このような電圧より下に下がらないであろう。このようにして、ＩＣチップＵ１への電力を供給するために必要とされる電力は中断されることはない。

したがって、この構成はより高い共振充電が起こることを可能とし、それによりＣ１５電圧は、ＩＣの動作の維持を停止することもある所望の電圧レベルより下に下がることはない。いったんＰＦＣ１０６が立ち上がって稼動し出力電圧が安定化されると、Ｃ１５の両端間の電圧はバス電圧（２つのキャパシタＣ６およびＣ７の両端間の電圧）に比例する。言い換えれば、Ｃ１５上の電源回路は安定化されているＣ６およびＣ７の出力電圧に比例する。

３つの抵抗Ｒ５、Ｒ４およびＲ１６を介して抵抗が高速始動回路２０２と回路の平衡との間に供給される。各抵抗値は変更可能であるが、しかし、例示の実施形態の一態様によれば抵抗Ｒ５、Ｒ４およびＲ１６はいずれも１３０Ｋオームの値を有してもよいことを理解されたい。この回路の残りは、上述の制御ＩＣ１０８の詳細図であるＵ１への接続を行うために使用される。この詳細な構成はＵ１に接続される８本のピンを示し、ここで８および６と表わされたピンは制御ＩＣ、Ｕ１に電力を供給するために使用される。詳細には、ピン６は電圧入力Ｑ_{ｖｃｃ−ｃｉｒｃｌｅ}に接続されピン８はグラウンドに接続される。残りの６本のピン、１、２、３、４、７および５は電源回路からＰＦＣ１０６への電力の供給を制御するために使用される論理に関する。

次に図３を参照すると、この図は２水準の陰極加熱構成を使用した回路レベル構成３００を示す。予熱電流は、陰極変圧器Ｔ２０１、キャパシタＣ２１１、Ｃ２１２およびＣ２１３に供給される。これらのキャパシタは陰極加熱変圧器Ｔ２０１の磁化インダクタと共振する。図示の構成を使用して陰極は約５００ｍｓ未満でＲｈ／Ｒc＞５まで急速に加熱されることができる。この時点で、図４に示されるように予熱タイミング回路がトランジスタＱ３０１をオンさせ、これが次いでトランジスタＱ３０２をオフさせる。図３に戻って、次いで、ランプの両端間の電圧が高い値にシフトされランプが点孤される。ランプの点孤の後で陰極電圧は約３Ｖまで低減される。定常状態の動作中は安定器に接続されたランプの本数に関わりなくランプの陰極に一定な加熱を行うために、２つの電源Ｃ２１０および（リード２と３との間の）Ｔ２０１ならびに（リード１と６との間の）巻線Ｔ２０１とが合計される。

回路レベル構成３００は、ランプの動作を維持するために付加的ランプ電流を供給するために外部陰極加熱を設ける。このような付加的陰極加熱は、ランプ電流がこの陰極を加熱しランプの有効寿命を維持するには低くなりすぎる可能性がある場合に必要である。図示のように、キャパシタＣ２１０がランプの陰極を適切に加熱するのに十分な高い電圧を供給するために使用される。加えて、外部陰極加熱が（リード６と１との間の）巻線Ｔ２０１を介して供給される。

（リード６と１との間の）巻線Ｔ２１０はランプと直列であるのでランプ電流をピックアップする。全ランプ電流が（ランプの本数に関わらず）この（リード６と１との間の）巻線Ｔ２０１を通して伝えられ、陰極を加熱するために使用される他の巻線に電圧を供給する。キャパシタＣ２１０は回路に接続されているランプの本数に関わらず一定な陰極加熱を維持するために使用される。この回路構成は安定器に接続されたランプの本数に関わらず電力が供給されることを可能とする。（リード１と６との間の）巻線Ｔ２０１は、陰極加熱変圧器である（リード４と５、６と７、８と９、１２と１３との間の）巻線Ｔ２０１に電流を供給する。（リード６と３との間の）Ｔ１０２は偶高調波電流をランプに注入するためのストリエーション制御巻線である。

（リード１０から１１への）Ｔ１０１は、付加的加熱を行い（リード１から６への）Ｔ２０１を通って伝えられる電流と合計するために、（リード２から３への）Ｔ２０１およびＣ２１０を通る電流を供給する。これらの電流路は定常状態フェーズ中は陰極加熱を行うために共に加算される。しかしながら、予熱フェーズ中は２つの経路が存在する。予熱フェーズ中の第１経路の電流は、（リード１０から１１への）巻線Ｔ１０１を通り（リード２から３への）Ｔ２０１を通過し次いでキャパシタＣ２１０を通る。

予熱フェーズ中の第２の電流経路は電流を供給するためにキャパシタＣ２１１、Ｃ２１２およびＣ２１３を通る。予熱フェーズ後は回路のこの部分（第２経路）は遮断される。加えて、予熱フェーズ中は（リード１から６への）Ｔ２０１はこの構成要素を通って伝えられる電流が存在しないために休止状態になり、したがってランプが点灯されランプ電流がこの巻線を通って流れる時にだけ動作し、陰極加熱側に電圧を供給するであろう。このランプ電流は、（リード２から３への）一次巻線Ｔ２０１を通り次いでキャパシタＣ２１０を通って伝えられる（リード１０から１１への）Ｔ１０１からの他の経路からの電流と加算される。

この態様は、予熱フェーズの間はより高い陰極加熱電圧と電流とを供給する２水準の陰極加熱を行う。予熱フェーズの後では陰極加熱は約３Ｖまで低減され、１本または複数本のランプが点灯されているときに陰極加熱が維持されるような方式で回路が構成される。このようにして、陰極加熱は並列に接続されたランプの本数に関わらず維持されることができる。図示のような回路レベル構成を使用することによって、定常状態の間は一定の陰極電圧が維持されつつ予熱フェーズ中は電圧は急速に押し上げられるであろう。

再び図４を参照すると、予熱フェーズが完結した後で、予熱が達せられランプが点孤された後にＣ２１１、Ｃ２１２およびＣ２１３をターンオフし電気的に切断するためにトランジスタＱ３０２（例えば電界効果トランジスタ）が使用される。この段階で、３つのキャパシタ、Ｃ２１１、Ｃ２１２およびＣ２１３ならびに（リード２から３への）Ｔ２０１を通る電流は遮断され、したがって、陰極電圧は一定の陰極加熱を維持するために低く下げられる。こうして、一定の陰極加熱を行うために陰極電圧が維持される。

次に図５を参照すると、ランプ、器具およびリード線と関連する寄生容量によって生成される内部雑音を最小化する感度抑制回路が示される。従来は、安定器の性能はその安定器の出力に接続されたランプの本数、配線長、および器具の形式によって影響される。これは安定器が点孤フェーズにあるときに特に当てはまる。通常、予熱フェーズ中のランプに関するまたはランプが接続されていない場合に関する問題がある。このような問題は、例えば接続されたランプの本数、器具の形式、配線長に依存して、ある状態から他の状態に変動することがある変動する容量に基づいて発生する。言い換えれば、リード２から３のＴ２０１と並列にいくらかのより小さい寄生容量が存在する可能性があり、こうした寄生容量が全体の回路性能に影響を持つ可能性がある。極端な場合には、こうした容量性変動が内部の回路性能に影響して恒久的な悪影響を引き起こす可能性がある。

キャパシタＣ２０９が寄生容量を減殺するために使用され、支配的なファクタとして作用することができる。キャパシタＣ２０９に十分に大きな容量の値（例えば１５００ｐＦ）を使用することによって、この回路は回路に接続されたランプの本数や器具の形式等に対してもはやセンシティブではなくなる。このようにして、回路は、予熱フェーズおよび／または正規点灯フェーズにおいて周囲状況（例えば、配線長、ランプ本数、器具形式）から効果的に感度を抑制される。

図６は、ランプを急速に点孤させる目的でランプ電流を制御するために使用される方法６００を示す。６１０で電力が電源から受電される。ランプに電力を供給するために使用される実質的に任意の電源が提供されることができることを理解されたい。例えば、電力は交流または直流であることができ、要望に応じ様々な電圧レベルを使用して供給されることができる。さらなる例として、電圧は様々な電力供給システムに適合するように６０Ｈｚで１２０Ｖもしくは２７７Ｖ、または５０Ｈｚで２３０Ｖであることができる。６２０で、陰極温度を熱電子加熱温度に至るまで引き上げるために陰極電流が制御される。このような加熱温度は、本明細書で説明したシステムおよび方法を使用することによって従来の手段より急速に到達されることができる。例えば、通常の手段を使用して所望の陰極温度へ到達するには０．８〜１．０秒を必要とすることがある。それに対してこの高速始動回路２００は約０．３〜０．４秒で所望の電力レベルに到達することができる。

６３０でランプが点孤され、６４０で外部陰極加熱の電圧レベルが例えば陰極電圧低減回路を使用して低減される。ランプの点孤の後で陰極電圧を低下させることによって、より長いランプ寿命、より高いシステム効率および低いコストなどのいくつかの利益を単一の設計パッケージの中に提供することができる。加えて、そうした回路構成および電圧低減を使用することにより、安定器は典型的な瞬時始動システムとしての高い品質と信頼性を保持することができる。

図７は、１つの例示の実施形態による、電力を力率補正回路（ＰＦＣ）に供給するために使用される方法７００を示す。７１０で電力が電源から受電される。７２０で、ＰＦＣは電力をインバータに次いで１本または複数本のランプに供給するために使用される。このＰＦＣは電力を例えば交流から直流バス信号に変換するために使用される。７３０でＰＦＣ動作と関連する電力を制御するために集積チップが使用される。７４０で集積回路を充電する電力を供給するために電源が使用される。１つの例示の実施形態によるとこの電源は安定器の全点孤時間を低減するために使用される高速化電源であってよい。７５０でランプが点孤される。

図８は、電力回路に接続された１本または複数本のランプと関連する寄生容量の影響を感度抑制するための方法８００を示す。８１０で第１ランプが電力回路の中で使用される。１つの手法によると、要望に応じ様々な電圧および周波数を使用して第１のランプを駆動するために電力が使用されることができる。８２０で第１ランプが１本または複数本のランプと並列に接続される。加えて、８３０で様々な配線長が１本または複数本のランプと共に使用される。８４０で、様々な器具形式が同様に１本または複数本のランプと共に使用される。様々な配線長および器具と同様に追加のランプも、電力供給回路と共に使用した場合には有害な寄生容量の影響を持ち込むことがあることを当業者は理解されたい。このような影響は安定器の点孤フェーズの間により広く発生することがある。したがって、８５０で、このような１本または複数本のランプと関連する寄生容量は感度抑制される。このような感度抑制は実使用による内部雑音の影響を最小化することができる。

前述の開示は、本明細書に含まれる回路レベルの図面のすべての構成要素に言及していないことを当業者は理解されたい。さらに、開示された例示の実施形態は本開示の中で規定した新規な概念を実行するための少なくとも１つの手法にすぎないことを理解されたい。加えて、図は明細書と共に当業者に授権開示を提供することを理解されたい。上記の図に関連して、条項「表１」は、様々な状況に基づいた回路構成要素と関連する１つまたは複数の異なる構成要素の値を参照する。以下のチャートは上述した回路の構成部品および／または回路レベルの図面に含まれる回路構成部品の値を提供する。

例示の実施形態による安定器の構成図を示す図である。 例示の実施形態による高速始動回路を使用したインバータ回路の回路図である。 例示の実施形態による高速始動回路を使用したインバータ回路の回路図である。 例示の実施形態による陰極加熱回路構成を使用した負荷／器具回路の回路図である。 例示の実施形態による陰極加熱回路構成を使用した負荷／器具回路の回路図である。 例示の実施形態によるランプ点孤の予熱フェーズと定常状態フェーズとのスイッチング回路の回路図である。 例示の実施形態による感度抑制回路の回路図である。 例示の実施形態による感度抑制回路の回路図である。 例示の実施形態による陰極電流を制御する方法である。 例示の実施形態による電力を力率補正回路に与える方法である。 例示の実施形態による１本または複数本のランプと関連する寄生容量を感度抑制する方法である。

Claims (22)

1. 少なくとも１本のランプ（１１４）に電力を供給するように設計された安定器（１００）であって、
   少なくとも１つの電源から交流を受電し、前記交流を直流に変換するように構成されたアクティブ力率補正（ＰＦＣ）回路（１０６）と、
   前記力率補正回路（１０６）の動作を制御するように構成された集積チップ（１１０）と、
   前記集積チップ（１１０）に電力を供給するように構成された電源構成要素（１０２）と
   を備え、
   前記電源構成要素（１０２）は、安定器（１００）の全点弧時間を短縮するために加速電源回路（１１２、２０２）を使用する安定器（１００）。
2. 前記少なくとも１つの電源（１０２）から信号を受信し出力を前記ＰＦＣ回路（１０６）に供給する電磁障害フィルタ（１０４）をさらに備える請求項１記載のシステム。
3. 前記ＰＦＣ回路（１０６）からの出力を受電する電流給電インバータ（１０８）をさらに備える請求項１記載のシステム。
4. 前記電流給電インバータ（１０８）は、ハーフブリッジ電流給電インバータ、電流給電プッシュプルインバータ、ハーフブリッジ電圧給電インバータおよびフルブリッジ電圧給電インバータのうちの１つである請求項３記載のシステム。
5. 前記ＰＦＣ回路（１０６）から信号を受信し前記ランプ（１１４）の光出力中の明暗勾配差を除去するストリエーション制御構成要素（１２０）をさらに備える請求項１記載のシステム。
6. 前記ストリエーション制御構成要素（１２０）は偶高調波注入を使用する請求項５記載のシステム。
7. 前記ＰＦＣ回路（１０６）から信号を受信し前記ランプ（１１４）の陰極に予熱電流がどれくらいの間印加されるべきか時間を決めるように構成された開放電圧／予熱タイミング構成要素（１１６）をさらに備える請求項１記載のシステム。
8. 前記少なくとも１本のランプ（１１４）を点孤させ定常状態で動作させるために動作電圧が印加されるに先立って、予熱電流を前記少なくとも１本のランプ（１１４）に印加するように構成された陰極電流コントローラ（１１８）をさらに備える請求項１記載のシステム。
9. 前記安定器（１００）に接続された各ランプ（１１４）が互いから独立に動作できるように設計されたバッファ回路をさらに備える請求項１記載のシステム。
10. 前記陰極電流は陰極温度を熱電子放出温度に至るまで引き上げるために制御される請求項１記載のシステム。
11. 前記陰極の前記熱電子放出温度は、冷陰極抵抗に対する最終熱陰極抵抗の比が摂氏約２５度において約５より大きくなるときに到達される請求項１０記載のシステム。
12. ランプが点孤された後で外部陰極加熱回路の電圧を低減する陰極電圧低減回路をさらに備える請求項１記載のシステム。
13. 定常状態動作の間は前記安定器に接続されたランプの本数に関わらず一定の陰極加熱が行われるように前記陰極温度を熱電子温度に至るまで引き上げるように設計された２水準陰極加熱構成（３００）をさらに含む請求項１２記載のシステム。
14. 前記電源回路は第１キャパシタ（Ｃ１５）と並列に接続されたツェナーダイオード（Ｄ８）をさらに備え、前記第１キャパシタ（Ｃ１５）の一端は第２キャパシタ（Ｃ１０）に他端は第３キャパシタ（Ｃ１１）に接続され、次にインダクタ（Ｔ１）に向かう前記第２（Ｃ１０）キャパシタと第３（Ｃ１１）キャパシタとの間の接続を有し、前記インダクタ（Ｔ１）は第４キャパシタ（Ｃ１６）と抵抗（Ｒ１５）とから成るＲＣ回路に接続され、前記ＲＣ回路の他の側は、前記第２キャパシタ（Ｃ１０）および第３キャパシタ（Ｃ１１）にそれぞれ接続される２つのダイオード（Ｄ５、Ｄ６）に接続される、請求項１記載のシステム。
15. 前記少なくとも１つの電源と関連する共振寄生容量によって生成される内部雑音を最小化するように設計された感度抑制構成要素（５００）をさらに備える請求項１記載のシステム。
16. 前記共振寄生容量は、配線長と、前記安定器に接続されたランプの本数と、管を収容するために使用される器具の形式と、のうちの少なくとも１つによって引き起こされる請求項１５記載のシステム。
17. 前記予熱フェーズおよび正規点灯フェーズのうちの少なくとも１つのフェーズの間で感度抑制が行われる請求項１５記載のシステム。
18. 前記感度抑制構成要素は定格交流２５０ボルトで１５００ｐＦのキャパシタを備える請求項１５記載のシステム。
19. 安定器（１００）に接続された少なくとも１本のランプ（１１４）の陰極電圧を制御する方法であって、
    電源（１０２）から電力を受電する段階と、
    陰極温度を熱電子加熱温度に至るまで引き上げるために陰極電流を制御する段階と、
    前記少なくとも１本のランプ（１１４）を点孤させる段階と、
    前記少なくとも１本のランプと関連する少なくとも１つの陰極の電圧レベルを低減させる段階と
    を含む方法。
20. 前記電源（１０２）から受電した前記電力の力率を補正する段階をさらに含む請求項１９記載の方法。
21. 前記電源（１０２）から受電した前記電力の前記力率の前記補正を制御する段階をさらに含む請求項２０記載の方法。
22. 前記少なくとも１本のランプと関連する１つまたは複数の寄生容量の影響から前記安定器（１００）を感度抑制する段階をさらに含む請求項１９記載の方法。

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