JP2008521307A

JP2008521307A - ２倍のダイナミックレンジを得るために用いられるスイッチング回路

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Publication number: JP2008521307A
Application number: JP2007542011A
Authority: JP
Inventors: ホルヘ・ビセンテ・ブラスコ・クラレット; ホセ・ルイス・カンプス・ソリアノ; ホセ・ルイス・ゴンサレス・モレノ; フランシスコ・ホセ・アンドレス・ナバロ
Original assignee: Diseno de Sistemas en Silicio SA
Current assignee: Diseno de Sistemas en Silicio SA
Priority date: 2004-11-16
Filing date: 2005-10-26
Publication date: 2008-06-19
Anticipated expiration: 2025-10-26
Also published as: WO2006053916A2; TW200638677A; EP1826903A4; EP1826903B1; US20090002047A1; US7619461B2; CN101300738B; JP4859841B2; IL183219A0; TWI369074B; KR20070100713A; KR101172043B1; WO2006053916A3; EA010175B1; EA200701089A1; ES2263357A1; AU2005305821A1; CN101300738A; EP1826903A2; CA2588265A1

Abstract

２倍のダイナミックレンジを得るために用いられるスイッチング回路であり、ソース電圧に等しいピークレベルのスイッチング信号を、トランジスタにより、ピークからピークのレベルをソースの２倍にする。この発明の回路を形成する一連のキャパシタ(１１、１８)、抵抗(１５、１６)およびインダクタ(１２)により、トランジスタ(１７)が信号ソース(１０)および負荷(１９)に接続され、そして、スイッチ回路のオフ及びオン状態を制御するために、２つのコンプリメンタリ制御電圧(１３および１４)が印加される。

Description

この明細書のタイトルで述べたように、この発明は、多重通信システムに適用でき、特に、出力電圧がソース電圧よりも高い通信システムに適用できる、２倍のダイナミックレンジを得るために用いられるスイッチング回路に関する。ソース電圧の２値の値までの範囲のダイナミックレンジを持つ信号は、この発明のスイッチ回路で切り換えることができる。

多くの電子装置では、負荷を信号ソースに絶縁するか、またはそれに接続する手段を持つことは有利である。これは、通信手段からの信号の抽出および注入のために、特に情報通信システムに有利である。

これらの機能は従来技術では、スイッチによって実行され、そして、それらを実行する複数の方法がMOSFETトランジスタとBJTトランジスタで公知である。

いくつかのスイッチの例は、特許 US200311787の "スイッチ制御回路"および、EP1246363の "高周波スイッチ回路およびそれを用いた通信ターミナル"に開示されており、それらを使用する際の特定の問題を解決している。カーリングの問題は、高周波スイッチのアクティブ状態での挿入ロスのバンド内で最初の特許で解決されおり、他方、２番目の特許は、例えば雷や他の電気現象による負荷における雑音のため、制御されないスイッチングの問題を解決する。これらの２つの特許のいずれも、この発明における技術的問題、つまり、ピークからピークのレベルがソースの２倍である信号のスイッチングに対し、予測も解決もしていない。

一般に、アンプに関する出力信号にはソース電圧と等しくなる最大のピークからピークのレベルがあるので、従来の公知のスイッチの複数用途で十分である。より高い電圧範囲でのスイッチングのステップは不要である。残念ながら、これは、特許WO2004/038911で説明されたパワー結合回路のようないくつかのパワー結合回路が使用される場合には、有効ではない。この場合、出力のピークからピークの電圧はソース電圧より明らかに高い。その従来技術における唯一の解決策はソース電圧を増加させることであるが、その場合、このタイプの回路の製造および使用において、より多くの出費となる。
特許 US200311787 EP1246363

この発明のスイッチ回路は、ソース電圧より高いピークからピークの電圧範囲(この範囲を２倍にする)を達成することは、前記ソース電圧を交番する必要性をもって可能にする。これは、経済性の観点から、高いパワー信号のスイッチングに対し非常に効果的な解決を含む。

目的を達成するため、および上で示した欠点を回避するため、この発明は、ソース信号(Vsource)と外部負荷(Vload)の間に位置する、３端子のトランジスタ、インダクタ、２つの抵抗および２つのキャパシタを備えるスイッチ回路からなる。この回路は、電圧ソース(Vsource)をキャパシタによってトランジスタの第１の端子に接続し、コンプリメンタリ制御電圧(VCcontrol)の入力部をインダクタにより、トランジスタの第１の端子に接続し、制御電圧(VCcontrol)の入力部を抵抗により、トランジスタの第２の端子に接続し、制御電圧(VCcontrol)の入力部を別の抵抗により、トランジスタの第３の端子に接続し、そして、トランジスタの第３の端子をキャパシタにより、負荷(Zload)に制御することに特徴付けられる。同様に、制御電圧(VControl) およびそのコンプリメンタリ電圧 (VCcontrol) が印加される。これにより、ソース電圧の範囲の２倍のダイナミックレンジのスイッチ回路が得られる。

この発明の１実施例では、使用されたトランジスタは、逆方向のバイアスBJTトランジスタであり、別の実施例では、使用されたトランジスタは、順方向のバイアスBJTトランジスタである。

この発明は、別の実施例にて、使用されたトランジスタは、NチャンネルMOSFETトランジスタであり、更に別の実施例では、使用されたトランジスタは、PチャンネルMOSFETトランジスタである。

使用されたトランジスタが、 BJT NPN または N チャンネルMOSFET トランジスタの場合、制御電圧 (VControl) が、ソース電圧の最大の限界に等しい時、コンプリメンタリ制御電圧(VCcontrol)は、ソース電圧の最低の限界に等しく、スイッチはオンになる。一方、制御電圧 (VControl) が、ソース電圧の最低の限界に等しい時、コンプリメンタリ制御電圧(VControl)は、ソース電圧の最高の限界に等しく、スイッチはオフになる。

使用されたトランジスタが、 BJT PNP または P チャンネルMOSFET トランジスタの場合、制御電圧 (VControl) が、ソース電圧の最大の限界に等しい時、コンプリメンタリ制御電圧(VControl)は、ソース電圧の最低の限界に等しく、スイッチはオフになる。一方、制御電圧 (VControl) が、ソース電圧の最低の限界に等しい時、コンプリメンタリ制御電圧(VControl)は、ソース電圧の最高の限界に等しく、スイッチはオンになる。

他方、一つの実施例では、順バイアスBJT、逆バイアスBJTまたは、MOSFETトランジスタに印加されるソースは、ユニポーラである。一方、別の実施例では、前記ソースは、バイポーラであり、どのような場合でも、回路の有用性を維持する。言い換えれば、ソース電圧範囲の２倍のダイナミックレンジのスイッチングを達成する。

以下に、この明細書のより良い理解を提供し、そして、それの不可欠の部分を形成するために、この発明の目的が説明に役立ち、かつ、限定しない方法で示されたいくつかの図面が添付される。

この発明のいくつかの実施例の説明を、図面で用いた番号に関連して行う。２倍のダイナミックレンジスイッチ回路の特定のケースを扱う前に、スイッチの機能と有用性を提示することが必要である。主な機能として、ある瞬間で切り離し、そして別の瞬間で負荷を信号ソースに接続する、スイッチの使用は周知である。図１は、理想的な電圧制御のスイッチの図である。この場合、端子１および２は、スイッチへの端子であり、端子３は、制御端子である。

このスイッチは、制御端子３の状態に依存して、２つの異なる状態がある。スイッチがオンの時、ポイント１と２との間の電位差は０であり、通過する電流(I₁)は、ソース電圧および負荷に依存していずれかの値を持つ。
V₁-V₂=V₁₂=0

スイッチがオフの時、電流は０であり、２つの端子間の電圧はいずれかの値を持つ。
I₁=I₂=0

図２は、理想的な電圧制御のスイッチの特性カーブを示す。図面中の電圧V₃₁およびV₃₂は、オフ値V₃とオン値V₃との間の値であり、これらの値から、端子１および２間の電圧V₁₂と、ポイント１での電流I₁との比を知ることができる。

上で示した理想的なスイッチへのより現実的な近似は、図３に示されるように、MOSFETトランジスタにより達成される。この図中の異なる端子の電圧および電流は、トランジスタの端子(ドレインD、ソースSおよびゲートG)の電圧に対応する。
V₄₅ = V_DS V₆ = V_G I₄ = I_D

nチャンネルMOSFETでは、スイッチオンとなるには、ゲート電圧(V_G)は、ドレインまたはソースのしきい値(V_T)を超過すべきである。ソース電圧(V_S)が０なら、V_GS>V_Tの時にスイッチはオンになり、V_GT<V_Tの時はオフになる。

この場合、端子４(D)および５(S)の入力電圧範囲は、端子６(G)に適用される制御電圧に依存する。オンの時、制御電圧が+Vdd、そしてオフの時、制御電圧が-Vddと仮定すると、入力電圧範囲の最高及び最低の限界は次式で与えられる。
V_Dmax = +Vdd -V_T
V_Dmin = +Vdd -V_T

他方、電圧範囲の最大の限界は、スイッチがオンである状態に依存する。スイッチへの入力電圧がこの値を超過するなら、V_GS > V_T (v_GD > V_T)の状態が起こらないので、スイッチはもうオンにならない。
V_GD = V_G -V_D > V_T; オン V_G = +Vdd ; +Vdd -V_D>V_T

他方、電圧範囲の最低の限界は、スイッチがオフである状態に依存する。スイッチへの入力電圧がこの値を超過するなら、V_GS > V_T (V_GD < V_T)の状態が起こらないので、スイッチはもうオフにならない。
V_GD = V_G-V_D<V_T; オフ V_G =-Vdd ; +Vdd -V_D<V_T

この場合、MOSFETで実施されたスイッチの総合範囲は、 [-Vdd-V_T, +Vdd - V_T] (ほぼ [-Vdd, +Vdd])であり、ソースVddの２倍となっている。

図４はこのスイッチの特性カーブを示す。理解できるように、抵抗かスイッチがオンの時に０でなく、また、スイッチがオフの時に絶縁が無限でないように、理想的なスイッチと明確な相違がある。

他方、図５でわかるように、スイッチはBJTトランジスタで実施できる。この場合、異なる端子の電圧および電流は、BJTトランジスタの端子(コレクタC、エミッタEおよびベースB)の電圧に対応する。
V₇₈ = V_CE V₉ = V_B I₇ = I_C

BJTのNPNでは、スイッチがオンになるためには、ベース電圧(V_B)は、エミッタまたはコレクタのしきい値電圧(V_BEsat)を超過していなくてはならない。そのため、エミッタ電圧(V_E)が０なら、スイッチは、V_BE>V_BEsat でオンとなり、そしてV_BE<V_BEonでオフとなる。
Vcmax = Vcc - V_BCsat
Vcmin = -V_BCon

最大の限界は、スイッチがオンである状態により決定される。スイッチへの入力電圧がこの値を超過したなら、V_BE>V_BEsatとならないので、スイッチはもはやオンにならない。
V_BC = V_B -V_C>V_BCsat ; ON V_B = Vcc ; Vcc -V_C> V_BCsat

最低の限界は、スイッチがオフである状態により決定される。スイッチへの入力電圧がこの値未満なら、V_BE<V_BEon (V_BC<V_BCon)とならないので、スイッチはもはやオフにならない。
V_BC = V_B - V_C <V_BCon ; OFF V_B = 0 ; -Vc< V_BCon

従って、BJTトランジスタによる従来の既知のスイッチ回路に対しては、ユニポーラの+Vcc ソースでは、合計の範囲は、[-V_BEon, Vcc-V_BEsat](ほぼ [0, +Vcc])である。

この場合のスイッチの特性カーブは、図６で理解され得る。この図面は、異なるバイアス(VBE)に対するいくつかのカーブを示す。そこでは、事実上、無視できる、あるオフセット電圧のために、ソースがゼロでないという事実に気付く。更に、BJTのスイッチは、直線性でなく(このことはダイナミックレンジを制限する)、対称ではなく、そして、制御端子を通じてある電流(I_B)を要求する。このため、２つの端子を通じ、スイッチへ循環する電流は、異なる(I_C I_E).

一般に、およびスイッチを用いる遠隔通信での使用のために、その動作にほぼ直線性を維持する設計が必要となる。このことは図７で理解でき、前記領域は、あるバイアスのトランジスタで得られたカーブに対し、四角で示される。

要するに、BJTがある典型的なスイッチ回路に対し、ソース電圧の半分に等しい最大の振幅(ピークからピークのレベルがソース電圧に等しい)の信号を切り換えることは可能である。より高い振幅がある信号のスイッチングを実行しなければならない遠隔通信で複数の用途がある。そのため、この回路を使用するためには、適切なソースが独立して備えられなくてはならず、結果、コスト増を招く。

他方、この発明の回路は、言い換えれば、２倍のダイナミックレンジスイッチは、上記の問題のすべてが、トランジスタにより、ソース電圧に等しいピークレベル(ピーク・ピーク間電圧がソースの２倍)の信号をスイッチングすることを達成することによって解決されることを可能にする。このタイプのスイッチが使用される多数の用途があるが、最も適した用途の一つは、TDD(２重時分割)技術で、広範囲およびハイパワーの信号のスイッチングである。

この発明のスイッチの回路図は図８に示される。この回路は、信号ソース(Vsource)１０と外部負荷(Zload)１９との間に位置する、トランジスタ１７、インダクタ１２、２つの抵抗１５および１６、および、２つのキャパシタ１１および１８を備える。接続を明確にするため、トランジスタ１７の３端子は、この図面では、参照番号２０、２１および２２で示される。この回路では、ソース信号(Vsource)１０は、キャパシタ１１により、トランジスタ１７の第１の端子２０に接続され、コンプリメンタリ制御電圧(オーバーラインVControl)のための入力部１３は、インダクタ１２によりトランジスタ１７の第１の端子２０に接続され、制御電圧(VControl)のための入力部は、抵抗１５によりトランジスタ１７の第２の端子２１に接続され、制御電圧(VControl)のための入力部１４は、抵抗１５によりトランジスタ１７の第２の端子２１に接続され、制御電圧(VControl)１４のための入力部は、別の抵抗１６によりトランジスタ１７の第３の端子２２に接続され、トランジスタ１７の第３の端子２２はキャパシタ１８により、負荷(Zload)１９に接続される。

この図では、前記電圧の一方が、ソース(Vsource)の一端であり、他方の電圧がソース電圧の他方の端部である限り、制御電圧(オーバーラインVControl)１３は、制御電圧(VControl)のコンプリメンタリの電圧である。

+Vccのユニポーラソース電圧(VControl)が仮定されるなら、基本的なスイッチおよびそれのオンオフ状態に対してなされた解析と同じ解析を実行できる。

制御電圧(VControl)１４がソース電圧(+Vcc)の１端に等しい時にスイッチはオンになり、一方、コンプリメンタリ電圧(オーバーラインVControl)１３は、前記ソースの底部の一端(０)に等しい。

この一般的な回路のように、一般的なトランジスタを、BJTかMOSFETトランジスタで置き換える複数の実施例を実行することは可能である。図８の回路の動作を説明するために、一般的なトランジスタの替わりにBJTトランジスタが使用される。この場合、この発明のスイッチ回路のBJTトランジスタの端子に直流電流での電圧は以下の通りである。
V_B = +Vcc V_EDC= 0 Vc_DC = 0

スイッチは、キャパシタ１１および１２により、交流電流に結合されているので、つまり、
V_E = V_EDC+ = (オーバーラインVCcontrol) + Vsource = Vsource
Vc = Vc_DC +Vc_AC = (オーバーラインVCcontrol) + Vsource = Vsource
なので、そのスイッチのダイナミックレンジを知るために、コレクタおよびエミッタの電圧は、それの直流(V_DC) および交流(V_AC)の成分に分割され得る。

両電圧は、VcEsatを無視すれば、スイッチがオンの時、等しい。スイッチのオンが維持される条件を以下に示す。
V_BE > V_BEsat V_BEsat (V_BC > V_BCsat)

これらの表現から、ソースからの交流電流の入力電圧の最高限界が得られる。
V_BE = V_B - V_E = +Vcc - Vsource > V_BEsat
Vsource < +Vcc - V_BEsat

従って、スイッチされる最大電圧は、ほぼ、ソース電圧 +Vccになる。一方、制御電圧VControlがソース電圧の最低限界０に等しく、かつ、オーバーラインVControl１３がソース電圧の最大限界 +Vccに等しい時、スイッチはオフになる。

この場合、トランジスタの端子に現れる直流電流の電圧は、次のようになる。
V_B = 0 V_EDC = +Vcc

この場合、スイッチがオフの時、そのスイッチのダイナミックレンジを知るために、コレクタの直流電流のバイアスを得ることが必要となる。トランジスタがもはやオフでなく、オンになる瞬時でのこの電圧は、エミッタの電圧に等しくなる。そのため、オフ状態とオン状態との間の限界を計算するため、スイッチがオフの時、コレクタ電圧はエミッタ電圧に等しい。

オン状態の場合と同様に、コレクタおよびエミッタの電圧は、それの２つの成分、直流(V_DC)および交流(V_AC)、に分割され得る。
V_C = V_EDC + V_EAC = (オーバーラインVControl) + Vsource = +Vcc + Vsource
V_C = V_CDC + V_CAC = (オーバーラインVControl) + Vsource = +Vcc + Vsource

スイッチがオフの状態で停止しないように、以下の条件が維持されることが必要である。
V_BE < V_BEon (V_BC < V_BCon)

この条件を拡張して、ソースから来る交流入力電圧の最低の限界を得る。
V_BE = V_B - V_E = 0 -(Vcc + Vsource) < V_BEon
Vsource > -Vcc - V_BEon

従って、スイッチされ得る最低電圧は、ほぼソース電圧であり、但し、負の記号(-Vcc)である。

つまり、この発明の回路をスイッチングできるソース電圧のダイナミックレンジは、[-Vcc, +Vcc] であり、これは、単一極性ではダイナミックレンジが、[０, +Vcc] であるので、ソース電圧の２倍である。このため、この発明が従来の公知のスイッチ回路に対し、ダイナミックレンジを２倍にすることを、人は理解できる。

図９は、従来のスイッチの場合と、この発明のスイッチの場合の入力電圧限界の比較を示す。双方の場合でのソースは、０から+Vccの単一極性である。この図に示されるように、従来のスイッチは、それのオンと、それのオフの限界の間の範囲を持ち、この間の範囲はソースに等しい。一方、この発明の回路では、スイッチングトランジスタのバイアスの変化を引き起こす制御信号の正確な使用により、範囲はこの値の２倍である。

他方、BJTトランジスタは、その構成のため、完全に対称性でなく、しかし、そのようなスイッチの使用に対し、バイアスの観点から対称性であると仮定できる。言い換えれば、スイッチの使用に関して、スイッチングプロセスにおいて性能に大きな違いを与えることなく、バイアスを、(従来なされたように)ベースからエミッタへ、または、ベースからコレクタへ実行できる。より良好な結果は、前記の違いは僅かであるが、一つの形態または、使用したトランジスタの特性自体への他の依存で得られる。

ベースとコレクタ間のバイアスで、スイッチがオンした時、トランジスタは、直流で(つまり、静止状態で)、逆飽和状態でバイアスされる。交流信号がソースから一旦、現れると、スイッチへの入力電圧(または、負荷内の電流の向き)に依存して交互に、トランジスタのバイアスが、逆飽和から直流飽和に変化する。後者は、ベースとエミッタ間のトランジスタの従来のバイアスを用いた場合に起こる。

図１０は、この発明の２倍のダイナミックレンジを持つスイッチ回路を示し、逆バイアスのBJT NPN トランジスタ２３を持つ。動作および特性は、上で示したスイッチに対するものと本質的に同じであり、スイッチのダイナミック入力範囲に関する限り、上記の数式にて、エミッタ電圧をコレクタ電圧で置き換えることにより、示されている。

図１１は、この発明に基づくスイッチの別の実施例を示し、BJT NPN トランジスタ２４を持ち、順方向にバイアスされる。一方、図１２は、使用したトランジスタが順方向にバイアスされたBJT NPN ２５である実施例を示し、そして図１３は、使用したトランジスタが逆方向にバイアスされたBJT NPN １６である実施例を示す。

最後に、図１４および１５は、MOSFETトランジスタが使用された特定の実施例を示す。図１４は、N チャンネル MOSFET トランジスタ２７を有する実施例であり、図１５は、P チャンネル MOSFET トランジスタ２８を有する実施例である。

理想的な電圧制御のスイッチの図理想的な電圧制御のスイッチの特性カーブの図 MOSFETトランジスタにより作られたスイッチの従来の回路図図３に示したMOSFETのスイッチの特性カーブの図 BJTトランジスタにより実施された従来の回路図図５に示したBJTのスイッチの特性カーブの図あるバイアスに対するBJTのスイッチの特性カーブのリニアエリアを示す図この発明のスイッチ回路の一般的な回路図通常のスイッチおよびこの発明の２倍の範囲のスイッチにおけるスイッチング範囲を比較した図使用されたトランジスタが逆バイアスBJTのNPNトランジスタである、この発明の特定の実施例を示す図使用されたトランジスタが順バイアスBJTのNPNトランジスタである、この発明の特定の実施例を示す図使用されたトランジスタが順バイアスBJTのPNPトランジスタである、この発明の特定の実施例を示す図使用されたトランジスタが逆バイアスBJTのPNPトランジスタである、この発明の特定の実施例を示す図使用されたトランジスタがNチャンネルMOSFETトランジスタである、この発明の特定の実施例を示す図使用されたトランジスタがPチャンネルMOSFETトランジスタである、この発明の特定の実施例を示す図

符号の説明

１０：信号ソース(Vsource)
１１：キャパシタ
１２：インダクタ
１３：制御電圧(オーバーラインVControl)
１４：制御電圧(VControl)
１５：抵抗
１６：抵抗
１７：トランジスタ
１８：キャパシタ
１９：外部負荷(Zload)
２０：第１の端子
２１：第２の端子
２２：第３の端子

Claims

信号ソース(Vsource)(１０)と、外部負荷(Zload) (１９)との間に位置する３つの端子(２０、２１および２２)を有するトランジスタ(１７)と、インダクタ(１２)と、２つの抵抗(１５および１６)とを備える、２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路であり、
キャパシタ(１１)を通じて、信号ソース (Vsource) (１０)をトランジスタの第１の端子(２０)に接続し、
インダクタ(１２)を通じて、コンプリメンタリ制御電圧(１３)の入力部を、トランジスタ(１７)の第１の端子(２０)に接続し、
抵抗(１５)を通じて、制御電圧(VControl) (１４)の入力部を、トランジスタ(１７)の第２の端子(２１)に接続し、
別の抵抗(１６)を通じて、制御電圧(VControl) (１４)の入力部を、トランジスタ(１７)の第３の端子(２２)に接続し、
キャパシタ(１８)を通じて、トランジスタ(１７)の第３の端子(２２)を負荷(Zload)に接続し、そして
制御電圧 (VControl) (１４) およびそのコンプリメンタリ制御電圧(１３)をスイッチ回路に印加して、ソース電圧の２倍のレンジをスイッチングするのダイナミックレンジを達成する、２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。
使用されるトランジスタは、逆バイアスのBJTトランジスタである請求項１記載の２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。
使用されるトランジスタは、順バイアスのBJTトランジスタである請求項１記載の２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。
使用されるトランジスタは、NチャンネルのMOSFETトランジスタである請求項１記載の２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。
使用されるトランジスタは、PチャンネルのMOSFETトランジスタである請求項１記載の２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。
トランジスタがBJT NPN または N チャンネル MOSFETのものである場合、制御電圧(VControl) (１４)がソース電圧の最大の限界に等しい時、コンプリメンタリ制御電圧(オーバーラインVControl)(１３)は、ソース電圧の最低の限界に等しく、スイッチはオンであり、一方、制御電圧(VControl) (１４)がソース電圧の最低の限界に等しい時、コンプリメンタリ制御電圧(オーバーラインVControl)(１３)は、ソース電圧の最大の限界に等しく、スイッチはオフである請求項２、３または４のいずれかに記載の２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。
トランジスタがBJT PNP または P チャンネル MOSFETのものである場合、制御電圧(VControl) (１４)がソース電圧の最大の限界に等しい時、コンプリメンタリ制御電圧(オーバーラインVControl)(１３)は、ソース電圧の最低の限界に等しく、スイッチはオフであり、一方、制御電圧(VControl) (１４)がソース電圧の最低の限界に等しい時、コンプリメンタリ制御電圧(オーバーラインVControl)(１３)は、ソース電圧の最大の限界に等しく、スイッチはオンである請求項２、３または５のいずれかに記載の２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。
単一極性のソースがスイッチ回路に印加される請求項１〜７のいずれかに記載の２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。
２極性のソースがスイッチ回路に印加される請求項１〜７のいずれかに記載の２倍のダイナミックレンジを得るためのスイッチ回路。