JP2008518489A - 搬送波のゼロ及び搬送波のピークのデータワード開始及び停止を採用する１つおよび複数の正弦波の変調技法および復調技法 - Google Patents

搬送波のゼロ及び搬送波のピークのデータワード開始及び停止を採用する１つおよび複数の正弦波の変調技法および復調技法 Download PDF

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Abstract

選択された位相角θnにおいて第1の値および第2の値のうちの一方を有する符号化されたデジタルデータを実質的に正弦波の波形(10)から検出するための方法は、各位相角θnから開始される範囲Δθを有する領域の外側に位置する位相角において、Y=sinθである第1の関数によって定義される振幅Yを有するこの波形を生成すること、この第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有するこれらの領域の内側に位置する位相角においてこの第1の関数によって定義される振幅Yを有するこの波形を生成すること、およびこの第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有するこれらの領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なる第2の関数によって定義される振幅Yを有するこの波形を生成することを含んでいる。

Description

本発明は、有線、ケーブル、地上と人工衛星の両方の無線周波数伝搬などの媒体を介した情報の伝送に関する。より詳細には、本発明は、1つおよび複数の正弦波変調技法、変調技法に従って情報を変調し、復調するための装置、および変調技法を使用した通信システムに関する。
デジタルデータは、多くの場合にAC信号の3つの固有性、すなわち振幅、周波数、および位相のうちの1つまたは複数の特性を活用することによって次から次へと転送される。
振幅特性を使用した変調方法の一部が、OOK(On-Off Keyingオンオフキーイング)および一般的なAM(amplitude modulation振幅変調)である。OOKにおいては、データビットは、搬送波の有無によって表される。AMにおいては、データビットは、この搬送波の相対的な振幅の差により、またはこのデジタルデータを表す異なるトーンを使用して搬送波を振幅変調することによって表される。
この周波数特性を使用した典型的な変調方法が、FSK(Frequency Shift Keying周波数偏移キーイング)およびFM(frequency modulation周波数変調)である。FSKでは、デジタルデータの2進状態は、2つの所定の固定周波数の間の急激な周波数変化を用いて表される。FMにおいては、データビットは、この搬送波の相対的な周波数の差により、またはこのデジタルデータを表す異なるトーンを使用して搬送波を周波数変調することによって表される。
位相変調も、やはり一般的な変調方法であるが、単独で使用されるときにはFMと区別することが難しい。最近では、より高度な変調方法が、発展させられ、活用されてきている。一例として、比較的新しくよく知られている変調方法が、QAM(Quadrature Amplitude Modulation直交振幅変調)であり、この変調方法は振幅変調と位相変調の組合せを使用している。用途に応じて、QAMのいくつかの異なる変形が存在している。
これらの変調方法のそれぞれは、適切な通信用途において実行可能であり、立証済みであり、使用されている。これらの変調方法のすべてに共通ないくつかの望ましくない特性は、これらの変調方法が1ビットを伝送するためにいくつかのサイクルを必要とし、その際にかなりの測波帯を生成してしまうことである。これらの測波帯では、この搬送波から情報を抽出し、この通信チャネルにおいてかなりの帯域幅を占めることが必然的であり、隣接する信号間にかなりの間隔が必要になる。
本発明による変調技法では、1つまたは複数の正弦波の搬送波を使用している。いくつかのデジタルビットを含むデジタルデータは、この正弦波サイクルの各半サイクル内で符号化される。nビットのうちの各個別の1ビットは、このサイクルθnの所定の位相角に配置される。1つのデジタル表現(例えば1つの「ゼロ」)は、この位相角θnにおける正弦波の波形の振幅Yに変化が起きないことによって表される。他のデジタル表現(例えば1つの「1」)は、この位相角θnにおける正弦波の波形を変化させることによって表される。この正弦波の波形は、この位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθnを保持することによって変化させることが現在では好ましい。代わりに、この正弦波の波形は、この正弦波の波形の振幅を増大させ(または減少させ)、次いでこの位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθ(n+Δθ)を保持することによって変化させることができる。
他のあらゆるビットが反転される(すなわち、「1」が「0」に反転され、「0」が「1」に反転される)ことが現在では好ましいが、必ずしもその必要はない。ビット数nと位相角θnのいずれか一方または両方が、いくつかの目的のために適応するように変更されてもよく、また選択的に変更されてもよい。
複数の正弦波搬送波が使用される実施形態においては、これらの正弦波搬送波は、これらの搬送波のすべてが周期的に同時に0度(sinθ=0)になることを特徴とする位相関係を有して、これらの正弦波搬送波を生成することができるように周波数において関係づけることができる。この0度の位相の一致については、これらのデータ通信の異なる態様を同期化するためのフレーム化するイベントとして使用することができる。
本発明の一態様によれば、搬送波のピークおよび搬送波のゼロの検出は、データ開始ビットおよびデータ停止ビットの代わりに使用し、それによってこのオーバーヘッドを低減させ、この実データレートを増大させることができる。搬送波のピークまたは搬送波のゼロ交差のいずれかを検出し使用して、データワード開始ビットおよびデータワード停止ビットの代わりにデータワードをフレーム化することができる。この技法の使用により、データワード当たりの2つの非データのオーバーヘッドビットの使用がなくなる。
本発明による復調技法は、この変調された搬送波を検出し、この搬送波の正弦波関数が各位相角θnに続く間隔Δθにおいて変更されているかどうかを検査して判定することにより、このデジタルデータを回復する。例えば、この搬送波が、この位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθnを保持することにより変調されている場合、この変調された搬送波を検査して、この位相角θnに続く間隔Δθの間にY=sinθnであるかどうかを判定し、あるいはこの振幅が、各位相角θnに続く間隔Δθの間に関数Y=sinθに従っているかどうかを判定する。このような検査は、例えばこの搬送波と同じ周波数および位相を有する基準正弦波信号とこの検出された正弦波搬送波を混合して、この基準正弦波信号とこの変調された搬送波との間の位相差を検出することにより、あるいはこの変調された搬送波上で高速フーリエ変換(FFT)解析を実施することにより遂行することができる。次いでこのデジタルデータは、バッファしてもよく、またこのデジタルデータ技術分野において知られているようにその他の方法で処理し利用してもよい。
本発明による例示の変調装置を使用して、この変調された搬送波をデジタル的に生成することができる。カウンタを使用して、当技術分野において知られているようなサイン関数ルックアップテーブルを介してD/A(digital-to-analogデジタルアナログ)コンバータを駆動して、このD/Aコンバータから正弦波出力電圧を生成することができる。θnを表す時点におけるこのカウンタの出力は、この間隔Δθの間の値Y=sinθにおけるこのD/Aコンバータの出力を保持することが望ましい場合には、このサイン関数ルックアップテーブルにラッチすることができる。この間隔Δθの終了時に、このラッチを開放し、このカウンタの次の現在のカウント出力は、このルックアップテーブルに提示される。本発明の一実施形態によれば、このビットレートは、適応可能である。
本発明による例示の一復調装置を使用して、この変調された搬送波からこのデジタル情報を抽出することができる。この変調された搬送波を使用して、この変調された搬送波と同じ周波数と位相を有する基準正弦波信号を生成する。この変調された搬送波とこの基準正弦波信号は、二重平衡ミキサ中で混合される。デジタル回路は、この変調された搬送波と基準正弦波信号との間の位相変化を示す信号についての間隔Δθを含む、また直後の時間ウィンドウ中にこのミキサの出力を検査する。この感知された信号は、この復調器のデジタル出力ストリームになる。
他の例示の復調装置は、光学的技法を使用して、この変調された搬送波からデジタル情報を抽出する。これらの技法は、LEDの明るさが符号化されたビットが存在している間には、より明るくなることを利用している。
本発明による一通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を電話回線または他の配線対の通信回線の一端上に挿入する。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、この回線に注入されることが好ましい。復調器は、この電話回線または他の配線対の通信回線の他端に結合される。本発明の一実施形態によれば、変調器および復調器は、この回線の各端子に配置することができ、これらの通信は双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
本発明による他の通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を配電線上へと挿入する。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、この配電線に注入されることが好ましい。復調器が、家庭や企業の、例えば従来の二重のコンセントなどの顧客位置において配電線に結合される。本発明の一実施形態によれば、これらの通信は、双方向の通信であってもよい。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。本発明のさらに他の実施形態によれば、これらの通信システムを電力公益事業が使用して、顧客位置において電気器具および照明回路を選択的にスイッチングすることにより、高負荷要求の期間中に負荷を調整することができる。
本発明による他の通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を同軸ケーブル通信回線の一端上へと挿入する。これらの変調された搬送波は、この同軸ケーブル回線上に挿入されるのに先立って、周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、この回線に挿入されることが好ましい。復調器が、この同軸ケーブル通信回線の他端に結合される。本発明の一実施形態によれば、変調器およびこの復調器は、この回線の各端部に配置することができ、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
本発明による他の通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を生成し、さらにこの少なくとも1つの変調された搬送波を用いてRF(radio-frequency無線周波数)搬送波を変調して無線RF信号を形成する。この変調された搬送波は、RF変調されるのに先立って周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、RF変調されることが好ましい。次いで、このRF変調された信号は送信される。次いで、この送信されたRF変調された信号は、地上のRFレシーバによって検出される。復調器が、この地上RFレシーバに結合される。本発明の一実施形態によれば、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
本発明による他の通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を生成し、またさらにこの少なくとも1つの変調された搬送波を用いて無線周波数(RF)搬送波を変調して無線RF信号を形成する。この変調された搬送波は、RF変調されるのに先立って周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯量によって周波数中で分離された複数のかかる変調された搬送波が、RF変調されることが好ましい。次いで、このRF変調された信号は、地球の周囲に軌道を描いて周回するまたは他の人工衛星もしくは宇宙船に対して送信される。復調器が、地球の周囲に軌道を描いて周回するまたは他の人工衛星もしくは宇宙船におけるRFレシーバに結合される。次いで、この地球の周囲に軌道を描いて周回するまたは他の人工衛星もしくは宇宙船は、このRF信号を他のRFレシーバに再送信することもでき、またローカルの使用のためにこのRF信号を再変調することもできる。本発明の一実施形態によれば、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信中で使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
本発明の以降の記述は、例示的なものにすぎず、決して限定するものでないことが当業者には理解されよう。本発明の他の実施形態は、かかる当業者には簡単に心に浮かぶであろう。
最初に図1Aを参照すると、この図は、本発明の技法に従って変調された例示の1つの正弦波搬送波10を示している。正弦波の正の半サイクルが、図1Aに示されている。当技術分野において知られているように、図1Aのx-軸は0°から180°に至る正弦波搬送波10の位相角であり、図1Aのy-軸は90°の位相角において1のピーク値に正規化された正弦波搬送波10の瞬間の振幅である。180°から360°に至る正弦波搬送波10の第2の半サイクルの符号化がどのようにして実施されるかが当業者には、図1Aを調べることにより理解されよう。
本発明によれば、n個のデジタルビットは、この正弦波サイクルの各半サイクル内で符号化される。nビットのうちの各個別ビットは、このサイクルθnの所定の位相角に配置される。一方のデジタル表現(例えば「0」)は、この位相角θnにおいてこの正弦波の波形の振幅Yに起こる変化がないことによって表される。他方のデジタル表現(例えば「1」)は、この位相角θnにおいてこの正弦波の波形を変化させることにより表される。この正弦波の波形は、この位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθnを保持することにより変更されることが現在では好ましい。1つおきのビットが反転される(すなわち、「1」が、「0」に反転され、「0」が、「1」に反転される)ことが現在では好ましい。この位相角θnに続く間隔Δθの間この電圧を一定に保持する以外のこの正弦波搬送波の変更も、本発明の教示に従って可能であることが当業者には理解されよう。例えば、この正弦波の波形は、この正弦波の波形の振幅を増大させ(または減少させ)、次いでこの位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθ(n+Δθ)を保持することにより変更することができる。これらの2つの技法の組合せは、本発明に従って使用することができる。
図1Aにおいて、nは、本発明を示す際にただ単に簡単にするために4になるように選択される。本発明は、正弦波搬送波10の半サイクル当たり4つのデジタルビットを符号化することだけには限定されず、他のビット数を正弦波搬送波10の半サイクル当たりに符号化することができることが当業者には確認されよう。搬送波10上のこれらの符号化されたビット位置は、それぞれθ1、θ2、θ2およびθ4に示される。これらのビット位置は、対称に配置された図1Aに示される。このような位置決めは、この信号の復調を実施するためには便利であるが、本発明によれば必ずしもそうである必要はない。
図1Aのために、「0」データ値は、この正弦波の波形の振幅Yに起こる変化のないことによって表され、「1」は、この正弦波の波形の振幅Yを変化させることによって表される。図1Aの例では、1ビットごとに反転される(すなわち、「1」が、「0」に反転され、「0」が、「1」に反転される)変調技法が使用される。したがって、ビット2および4が図1Aでは反転して示されている。(1ビットごとに反転させる)この変調技法が現在では好ましいが、これは、本発明を実行するために必ずしも必要ではないことが当業者には理解されよう。
図1Aは、この4-ビットシーケンス1000を符号化することを示しており、このシーケンスにおいてはビット2および4が反転され、そのためにこの符号化されたシーケンスは、正弦波搬送波10の第1の半サイクル中で符号化された1101として示される。したがって、位相角θ1から出発してこの位相角θ1に続く短い間隔Δθにわたって、このsinθ関数は、不連続になり、このY値は、この値Y=sinθ1において一定に保持される。この間隔Δθの終了時にこのY値はY=sin[θ1+Δθ]へと急に立ち上がる。同様に、位相角θ2から出発してこの位相角θ2に続く短い間隔Δθにわたって、このsinθ関数は、不連続になり、この関数のY値は、反転された1つの「0」(1つの「1」)が符号化されているのでこの値Y=sinθ1で一定に保持される。この間隔Δθの終了時にこのY値はY=sin[θ2+Δθ]へと立ち上がる。ゼロはこの位置で符号化されているので、位相角θ3の直後のこの角度間隔Δθにおけるsinθ関数の中断は存在しない。最後に、位相角θ4から出発してこの位相角θ4に続く短い間隔Δθにわたって、この関数のY値は、反転された1つの「0」(1つの「1」)が符号化されているので、この値Y=sinθ4において一定に保持される。この間隔Δθの終了時にこのY値はY=sin[θ2+Δθ]へと立ち下がる。
この第1および第4の符号化されたビットの検査から、位相角θ1およびθ4の符号化されたビットにおけるこれらの波形の部分は対称的でないことが当業者には確認されよう。90°より少ない位相角においては、このY値の立ち上がりは遅延させられ、90°より大きな位相角においては、このY値の立ち下がりは遅延させられる。しかし、両方の場合において、このY値の急激な変化(ΔY)は、Yが一定であったこの間隔Δθの終了時に生ずる。この変化は、この検出器によって感知されて、この信号を復調し、このデジタル情報を抽出することになる急激な変化である。以前に指摘したように、90°より大きな位相角においては、この急激な変化は、この間隔Δθの開始時に生じるようにさせられ、あるいはこの振幅の急激な変化は、90°より少ない位相角におけるこの間隔の開始時におよび90°より大きな位相角におけるこの間隔の終了時に起こる可能性があることが当業者には理解されよう。
90°の周囲に対称的に配置される正弦波搬送波10の中央部分は、図1Aにおいて、対角線のハッチングによって明らかにされている。θが両方向から90°に近づくときにdsinθ/dθ(すなわち、cosθ)はゼロに近づくので、実際問題として、このY値の急激な変化ΔYを検出することが難しくなり、または不可能になる、90°の周囲に対称に配置された一部の位相角の範囲が存在するものと思われる。これについては、ΔY1とΔY2を比較し、後者の方が、振幅変化が小さいことに注目することにより理解することができる。したがって、この位相角θ=90°の近くにこれらのビット位置を配置することを回避することが現在では好ましいことになる。この排除ゾーンのサイズは、それだけには限定されないが、使用される検出スキーム、使用される伝送媒体、この伝送媒体中の周囲のノイズレベルなどのファクタに依存することになる。
図1Aに関して開示されたこの変調技法の変形形態が、本発明の概念を逸脱することなく可能であることが、当業者には理解されよう。例えば、本発明のこの態様は、Yの電圧値における急激な変化についてのこの値の結果として生じる急激な変化を生成する一定の位相角間隔Δθの使用に関して開示されている。この位相角間隔Δθの大きさがこの電圧値の変化ΔYが望まれるこの角度位置に依存することになるという結果と共に、この電圧値の一定の急激な変化ΔYを使用することも企図されている。さらに、図1Aの例におけるこの間隔Δθ中の電圧は、この値Y=sinθnに一定に保持されるが、他の関数も使用することができる。
次に図1Bを参照すると、本発明の技法に従って変調された正弦波搬送波とこの搬送波から検出された例示のデータの1つのサイクルについての電圧対時間のグラフが提示されている。第1のトレース12には、正弦波搬送波の1サイクルが、360°サイクル当たり8ビットで変調されて示されている。例示の目的のために、これらのビットはすべて、「1」である。どのようなゼロのビットも、このビット位置位相角における正弦関数からのずれがない領域として示されているはずである。
図1Bの第2のトレース14には、本発明の技法を使用したこの搬送波から検出されるはずの電圧についての図が示されている。90°の周囲の対称的な領域には符号化されたデータが存在しないことに留意されたい。
図1Bの3番目のトレース16には、ピーク検出器の出力において生成されるはずの同期ビットの図が示されている。この4番目のトレース18は、ゼロ交差検出器の出力に生成されるはずの同期ビットの図を示している。ゼロ交差検出器の同期ビットを使用するのではなくてピーク検出器の同期ビットを使用してワードをフレーム化することが現在では好ましい。この2番目、3番目、および4番目のトレースを一緒に見ることから分かるように、これらのデータビットおよびこれらのゼロ交差同期ビットの時間間隔は、0°および180°の位相角において正弦波がゼロと交差する周囲で最も近いので、90°および270°の位相角におけるこの波形の最小値および最大値に隣接したデータ排除ゾーンは、データワードのフレーム化エラーに対する、より良好な保証をもたらすものと考えられる。これらのデータビットと最小および最大の同期ビットとの間の間隔は、90°および270°の位相角におけるこの正のピークおよび負のピークではずっと大きい。
ピーク検出技法およびゼロ検出技法についてはよく知られており、これらの技法を適用して、本発明の復調技法のこのワードをフレーム化する開始ビットおよび停止ビットを生成することができる。例えば、ゼロ交差検出は、知られている電圧コンパレータ回路を使用することにより達成することができ、ピーク検出は、知られている微分器回路を使用して達成することができる。前述のように、ピーク検出回路におけるタイミングエラーは、ゼロ交差検出回路におけるこのようなエラーよりも良く許容される。またフェーズロックループ技法を使用して、このピーク同期信号およびゼロ交差同期信号を生成することもできる。ゼロ交差検出は、ピーク検出に比べて実装することが簡単なので、この着信正弦波搬送波を微分して、この元の正弦波から厳密に90°位相がシフトしたコサイン波形を導き出すことができる。この結果生じるコサイン波をこのゼロ検出回路に供給することができる。このコサイン波のゼロ交差は、この元の正弦波の最小ピークおよび最大ピークに対応することが当業者には理解されよう。
本発明による、ワード開始ビットおよびワード停止ビットの生成では、このデータストリーム中に開始ビットおよび停止ビットを挿入する必要性をなくすることにより、このデータスループットをかなり増大させることができることが当業者には理解されよう。一実施例として、開始ビットおよび停止ビットを用いてフレーム化された8ビットのデータワードは、10ビットを含む。この開始ビットおよび停止ビットをなくすることにより、この8個のデータビットを送信する必要しかなくなり、20%のビットスループットオーバーヘッドの節約がもたらされる。16-ビットワードを使用したシステムにおいては、18ビットの代わりに16ビットを伝送する必要があり、これによりほぼ9%のビットスループットオーバーヘッドの節約がもたらされる。
次に図2を参照すると、この図は、本発明の技法に従って同じ通信チャネル中の異なるデジタルデータを用いて複数の正弦波搬送波を変調することができる、本発明の他の態様を示している。図2の例示の実施例においては、7つの正弦波搬送波の部分が、40mSの「フレーム」内に示されており、ここではこれらの搬送波のすべてが各フレームの開始時にゼロの位相角にあることが分かる。これについては、周波数において数学的に関連づけられた搬送波周波数を選択することにより簡単に達成できることが当業者には理解されよう。図2の例示の実施例においては、400Hzから出発して25Hzごとに間隔の開けられた搬送波周波数(すなわち、250Hz、275Hz、300Hz、325Hz、350Hz、375Hz、および400Hz)が選択されている。図2に例示されたこの特定の実施例に示されるように、サイクル当たりに16ビットを使用することにより、フレーム当たり1,456ビットの、またはサイクル当たりに36,400ビットのデータレートがもたらされる。
図2から分かるように、これらの搬送波は、第1の搬送波の10個の完全なサイクル、第2の搬送波の11個の完全なサイクル、第3の搬送波の12個の完全なサイクル、第4の搬送波の13個の完全なサイクル、第5の搬送波の14個の完全なサイクル、第6の搬送波の15個の完全なサイクル、第7の搬送波の16個の完全なサイクルがこのフレーム内に含まれるように数学的に関連づけられる。ここではこれらの搬送波のすべてが各フレームの開始時にゼロの位相角にあり、このようなフレーミングについては、必ずしも複数の搬送波を使用して本発明を実行する必要はないが、このようなフレーミングは、本発明による通信システムにおけるデータ回復および他の同期化アクティビティのために有利に使用することができる。例えば、図2に示されるフレーム開始位相合わせは、同期化の目的のためなどに使用することができる。
本発明のこの複数の搬送波の態様を使用して、所与の通信チャネルにおいて使用可能とすることができる全体帯域幅を拡張することができる。例えば、本明細書中で開示しているように、典型的なツイストペアの電話回線の帯域幅は、約3KHzである。本発明によれば、複数の正弦波搬送波は、それぞれこの周波数範囲内において周波数が約50〜100Hzの間隔を離すことができ、この同じ電話回線上を伝送することができる。このことを使用して、本発明が使用される任意の通信チャネルにおける使用可能な帯域幅をかなり増大させることができる。他の周波数の分離についても他の周波数において使用可能になることが、当業者にはこの開示から理解されよう。例えば約100MHzの周波数においては、複数の正弦波搬送波は、約500KHzごとに互いに間隔を開けることができる。本発明に従って実現される所与の任意のシステムにおいては、この必要とされる搬送波の間隔は、単に検出中に隣接する搬送波周波数からの干渉を回避するために必要であるにすぎず、利用される周波数範囲、ならびに使用される検出技法に依存することになることが当業者には理解されよう。
本発明の他の態様によれば、セキュリティ上安全な通信は、2つ以上の搬送波周波数の組合せを選択することにより達成することができる。このようなシステムにおける権限のある伝送については、搬送波周波数の選択された組合せの存在を検出するように構成されたレシーバによって識別することができる。本発明の一態様によれば、通信システムは、適応性があるようにすることができ、制御チャネル上を送信された情報、またはこのレシーバによって検出された周波数偏移を使用して、ノイズの回避または最小化、セキュリティの目的、複数の通信モードを可能にすること、選択されたレシーバのために意図されたメッセージを識別すること、イベントを識別することなどの目的のために1つまたは複数の搬送波の周波数をシフトすることができる。本発明のこの態様を実装することができるこれらの目的は、広範にわたって変化することになり、主として設計選択の問題である。
次に図3を参照すると、このブロック図は、本発明の技法による変調された正弦波搬送波を生成するための例示の変調器回路を示している。図3の変調器は例示的なものにすぎず、プログラムされたマイクロプロセッサおよびデジタル信号処理(DSP)技法、状態機械など、他のスキームを使用して、この機能を実施することができることが当業者には理解されよう。
D/Aコンバータを駆動するサイン関数のルックアップテーブルの使用による正弦波電圧の生成が知られている。0°から360°に至る位相角がいくつかの離散値に量子化される。マルチビットカウンタは、一定のクロックレートでこれらの離散値を連続的にカウントする。このマルチビットカウンタの出力は、量子化された位相角ごとに、デジタル符号化されたサイン関数値を提供する、このサイン関数のルックアップテーブルをアドレス指定する。このD/Aコンバータは、このルックアップテーブルの入力にこの離散的な位相角のサインに比例する電圧を出力する。
これらの2つの変数は、このA/Dコンバータの位相角分解能と分解能である。図3の例示の変調器回路においては、0°から360°の位相角範囲が、9ビット、すなわち512の一部分へと分解して示され、θ=0.703125°ごとの増分が行われる。この正弦波搬送波の半サイクル中で符号化することができるビット数は、より小さな分解能については制限される可能性があるが、他の分解能を使用することができることが、当業者には理解されよう。例えば、θの9-ビットの分解能を使用して、各半サイクルは、256個の離散的な角度へと分解することができる。64ビットの実際上の制限は、この角度の分解能を使用して実現可能にすることができるものと思われる。
同様に、このD/Aコンバータの分解能は、このステップサイズが、そこから生成される非変調の正弦波搬送波中において比較的低いひずみ量しかもたらさないようにするのに十分小さくなるように選択すべきである。このD/Aコンバータの分解能は、約10ビットであることが現在では好ましい。この企図された最小のΔYは、このD/Aステップサイズよりもかなり大きいことが望ましいので、このD/Aコンバータの分解能は、FFT復調技法を使用する機能に影響を及ぼすことになることが当業者には理解されよう。
離散的なロジック要素が図3に示されている。これらの要素は、バイポーラ技術、CMOS技術など、異なる技術を使用して製造することができ、TTL、ECLなどのロジックファミリについては、これらの回路が設計される対象の動作周波数が要求するこれらの速度要件に応じて選択することができることが、当業者には理解されよう。さらに、これらの要素は、単一の集積回路上へと一体化することができ、これらの要素は、フィールドプログラマブルゲートアレイなどのプログラマブルな集積回路中にプログラムすることができ、あるいはこれらの実施されるロジック機能は、状態機械として実現することができることが、このような当業者には理解されよう。
図3には、9-ビットの2進カウンタ22を駆動するクロック生成器20が示されている。カウンタ22からの9-ビットのカウント出力は、遅延要素24を介してラッチ26に供給される。ラッチ26は、そのクロック入力が低レベルである間は、トランスペアレントであり、そのクロック入力が高レベルになるとその入力上に現れる9-ビットの値をその出力においてラッチするように構成される。ラッチ26の出力を使用してサインルックアップテーブル28を駆動する。サインルックアップテーブル28の出力は、D/Aコンバータ30を駆動する。図3において10ビットの分解能を有するD/Aコンバータ30が図3に示されているが、異なる分解能を使用することができることがこの開示から当業者には理解されよう。図1Aの変調された正弦波搬送波は、D/Aコンバータ30の出力に現れる。図3の9-ビットのカウンタの実施例においては、クロック生成器20の周波数は所望の正弦波搬送波周波数の512倍となるように選択される。
これらの周期がΔθに対応する所望の時間間隔に共に等しいいくつかのクロックパルスについてこの入力をサインルックアップテーブル28に一時的に凍結することにより、変調をこの正弦波搬送波に対して適用することができる。これを遂行する非常に多数の方法が存在することが経験のあるデジタル設計者には理解されよう。
この変調技法を実施するための非常に柔軟な方法の例示の一実施例が、不揮発性メモリ32を使用して図3に示されている。不揮発性メモリ32は、マスクROM、PROM、EPROM、EEPROM、フラッシュメモリなど、どのような種類の不揮発性メモリであってもよい。
カウンタ22からの9-ビットのカウント出力は、不揮発性メモリ32の9ビットの最下位ビットにも供給され、次いでこの不揮発性メモリは、この正弦波搬送波が分解される各離散的位相角に対応する1つのロケーションを有する。図3の回路において、範囲[θ1+Δθ]、[θ2+Δθ]、[θ3+Δθ]、および[θ4+Δθ]中における位相角に対応する不揮発性メモリ32中のメモリロケーションは、値「1」を含み、およびこれらの範囲外の位相角に対応する不揮発性メモリ32中のメモリロケーションは、値「0」を含む。
この符号化すべきデータは、データ入力レジスタ34に転送される。データ入力レジスタ34は、パラレル入力シリアル出力のレジスタである。データ入力レジスタ34には、nビットのデータがロードされ、nは、この正弦波搬送波の半サイクル中へと符号化することができるビット位置の数である。データ入力レジスタ34は、不揮発性メモリ32のデータ出力によって立ち下がりエッジでクロックされる。この第1のクロックパルスに先立って、この第1のデータビットは、データ入力レジスタ34のシリアル出力に現れる。9-ビットカウンタ22の出力カウントが符号化すべき第1のデータビットの位相角ロケーションに対応する値に到達すると、不揮発性メモリ32の出力は、以前に開示されているように「1」の値を提示する。データ入力レジスタ34のシリアル出力に現れるこの第1のデータビットの値もまた「1」の値である場合、ANDゲート36の出力が、真(「1」の値)になる。これにより、ラッチ26の出力における9-ビットのカウンタ22のカウントがラッチされ、D/Aコンバータ30の出力が一定に留まるようにされる。遅延要素24は、カウンタ22の出力経路中に挿入されて、これにより、不揮発性メモリ32の出力およびANDゲート36の出力が、この新しいカウントがラッチ26に到達するのに先立って安定することができるようになることが図3の検査から当業者には理解されよう。
この時間中、9-ビットのカウンタ22は、カウントし続け、その出力は、逐次的に不揮発性メモリ32の内容をアドレス指定する。不揮発性メモリ32の出力がANDゲート36に対して「1」の値を提示する限り、ラッチ26の出力はラッチされたままに留まる。不揮発性メモリ32の出力が、「0」の値へと低下すると、ANDゲート36はラッチ26を開放し、9-ビットのカウンタ22の現行の出力カウントがルックアップテーブル28に提示され、9-ビットのカウンタ22の現行の出力カウントによって表されるθの現行の値についてのY=sinθの値までこのD/Aコンバータ30の出力を直ちに立ち上がる(または立ち下がる)ようにする。
以前に指摘したように、その期間が共にΔθに対応する所望の時間間隔に等しいいくつかのクロックパルスにわたってその入力をサインルックアップテーブル28に一時的に凍結することにより、この正弦波搬送波を変調する非常に多くの方法が存在する。不揮発性メモリ32を使用した、図3に示されるスキームを使用する1つの利点は、位相角θ1、θ2、θ2、およびθ4におけるデータビットの位置とその間隔Δθは、一括してまたは個別に不揮発性メモリ32の内容をプログラムすることにより、簡単に調整することができることである。例えば、本明細書中で以前に開示したように、間隔Δθの長さを個々に調整して、「1」の値のビットを表すためにほぼ等しいΔYの変化を引き起こすことができる。
不揮発性メモリ32を使用することにより得られる他の利点は、図3に示されるように、この変調のビットレートを選択的に変更することができることである。不揮発性メモリ32は、ビットレートコントローラ42によって制御されるさらに高位ビットのアドレス入力38および40を含んでいることが示されている。この実施例では、不揮発性メモリ32の4つの別々のセグメントをアドレス指定することが可能になる。各セグメントは、異なる数のビット符号化位相角、Δθについての異なる間隔、またはこれら両方のパラメータの異なる組合せを表すデータを用いてプログラムすることができる。
ビットレートコントローラ42は、本発明の変調器が使用される通信チャネル内の変化する状態に応じて適応性があるように動的にこのビットレートおよび/またはΔθ変調についての間隔を変更するように構成することができることが当業者には理解されよう。非限定的な実施例として、この技法を使用して、今日のダイアルアップモデムにおいて行われるようにツイストペア電話回線上の接続速度についてネゴシエートすることができる。同様に、この技法を使用して、この通信チャネル中におけるノイズなどの動的に変化する状態を補償するために使用されるどのような通信チャネルにおいても本発明の変調技法のビットレートを変更することができる。
このビットレートおよび/またはΔθ変調についての1つまたは複数の位相角位置は、ビットレートコントローラ42および追加のアドレス線を使用して他の目的のために他のメモリロケーションにアクセスしてスイッチングすることができることも当業者には理解されよう。このような目的は、同期フレームを識別すること、IPシステムまたは他のパケットプロトコルシステム中で使用するためのパケットヘッダを識別すること、あるいは他のイベントまたは状態を識別することを含んでいる。このようにして、受信された搬送波中の「位置不一致(out-of-position)」ビットの検出には、イベントを識別すること、追加データを提供することなどの意味が割り当てられる。これらの意味は、このアクティビティが「フレーム」中のどこで行われるかに応じて変化する可能性がある。
ビットレートコントローラ42の性質は、この変調器が配置されるシステムの性質およびアーキテクチャに依存し、およびこのビットレートまたはこのビット位相角位置を変更するために使用されることになる状態に依存することになる。一実施例としては、ビットレートコントローラ42は、状態機械、マイクロコントローラまたはマイクロプロセッサとして構成することができる。この状態機械の構成、および/またはこのマイクロコントローラまたはマイクロプロセッサのプログラミングはもちろん、実施されており、当業者にとってのルーチンタスクであるまさにそのプロセスに依存することになる。
しかし一般的な実施例として、ビットレートコントローラは、状態、要求、割込み、イベントなどの存在を感知し、所望のビット数を生成するデータを含むメモリ32中のロケーションに対してアドレスをアサートし、かつ/またはこの正弦波搬送波の所望の位相角における1つまたは複数のビット位置を設定して、この状態、要求、割込み、イベントなどに対する特定の応答を引き起こすように調整することができる。追加のデータが符号化されている場合、この正弦波搬送波中のビット位置の1つの位相角設定は、第1のデジタル状態(例えば、「0」)を表すことが可能であり、この正弦波搬送波中のビット位置の第2の位相角設定は第2のデジタル状態(例えば、「1」)を表すことが可能である。
本発明の変調された正弦波を復調するためのレシーバは、1つまたは複数の搬送波中の1つまたは複数の「位置不一致」ビットを検出し、この検出およびこの状態に割り当てられた意味に基づいて異なる動作を実施するように調整することができる。本発明によるこの技法を使用する1つの利点は、これは、この検出されたデータを利用しながら遂行することができ、関数のこの増加が、この通信チャネルの帯域幅を悪化させることなく得ることができることを意味している。例えば、「位置不一致」符号化されたビットを提示する搬送波を使用して、このシステムが、このチャネル中の搬送波数を増大させ、または減少させようとしていることを信号で伝えることができる。本発明のこの追加のインテリジェンス機能についての用途は、実質的に無制限であり、これらが使用されるシステムの特定の構成および最終用途に適応可能となることが当業者には理解されよう。
D/Aコンバータ30の出力は、バッファし、または本明細書中で開示されるような他の変調器からのD/Aコンバータの出力と混合し、あるいはこれらの両方を行うことができ、およびそうでなければさらに様々な通信チャネルに挿入するための信号を用意するために必要に応じて例えばさらに変調または周波数変換を行うことにより調整することもできる。本発明のこの態様については、図4Aおよび4Bに示され、次にこれらの図に注目する。
図4Aは、本発明による通信システム中において伝送するための変調された搬送波を準備するために使用することができる周波数アップコンバータのブロック図である。局所発振器40は、平衡RFミキサ42の一方の入力を駆動する。設定され変調された正弦波搬送波が、平衡RFミキサ42の他方の入力に提示される。平衡RFミキサ42の出力は、帯域通過フィルタ44を通過させられる。アップコンバータとして使用するための図4Aの構成については、このRF技術分野においてはよく知られている。
図4Bは、本発明による通信システム中において受信され変調された搬送波信号をダウンコンバートするために使用することができる周波数ダウンコンバータのブロック図である。図4Aのように、局所発振器40は、平衡RFミキサ42の一方の入力を駆動する。この受信されたRF入力は、平衡RFミキサ42の他方の入力に帯域通過フィルタ46を介して提示される。平衡RFミキサ42の出力は、本明細書中で開示されているタイプの検出器に渡される。ダウンコンバータとして使用するための図4Bの構成については、このRF技術分野においてはやはりよく知られている。
本発明のコンテキストにおけるアップコンバータおよびダウンコンバータの使用の一実施例として、1MHz帯の周波数における搬送波は、同軸ケーブル通信チャネル上で伝送するための100MHz帯に変換することができ、100MHz帯は、地上のポイントツーポイントリンクや人工衛星リンクなどのマイクロ波リンク通信チャネル上で伝送するためのギガヘルツ帯へと周波数変換することができる。このような信号調整および周波数変換のための技法については、当技術分野においてよく知られている。
本発明の他の態様が図5Aに示されており、この図は、それぞれが、その出力が本発明の技法に従って一緒に混合された変調済みの正弦波搬送波を生成するための複数の例示の変調器回路のブロック図である。変調器回路50-1、50-2、50-3、および50-4は、すべて図3に示されるように構成されていてもよく、またそれ以外の方法で構成されていてもよい。各変調器の変調された正弦波搬送波出力は、ミキシング回路52に供給される。ミキシング回路52は、当技術分野において知られているような加算増幅器と同様に簡単に構成されていてもよく、またそれ以外の方法で構成されていてもよい。
ミキシング回路52の出力は、変調器回路50-1、50-2、50-3、および50-4からの個々の変調済みの正弦波搬送波のすべてを含む複合波形である。ミキシング回路52の出力におけるこの複合波形は、そうでなければさらに例えば様々な通信チャネルに挿入するための信号を準備するために必要に応じてさらなる変調または周波数変換によって調整することができる。このような信号調整および変換のための技法については、当技術分野においてよく知られている。
次に図5Bを参照すると、このブロック図は、それぞれが、その出力が本発明の技法に従って一緒に混合された変調済みの正弦波搬送波を生成するための複数の例示の変調器回路を含むシステム60を示している。ここで説明されるマルチ周波数の基本的な位相シフトデータトランスミッタは、基本的な1つ(または複数)の搬送波の位相シフトを使用してデジタルデータを搬送する方法の多数の実現形態のうちの1つである。
コントローラ62は、このシステムの監視および制御を実現する。データバッファ64は、そのソースから着信するデータを記憶する。この入力データは、外側のソースからクロック入力される。この入力データは、シリアルまたはパラレルのフォーマットとすることができる。このコントローラ62の監視の下にあるデータバッファ64は、前述の基本的な位相変化のアサーション(1の場合)または非アサーション(このビットがゼロの場合)のためにちょうど適切なときに特定のデータビットを出力する。
この名前が意味するように複数のシーケンサ状態機械66-1ないし66-6は、それぞれクロックされるときにこれらのアドレス出力を介してシーケンスしてそれぞれ複数の対応する正弦波ルックアップテーブル(LUT)68-1ないし68-6を駆動する状態機械である。本発明の実際の実現形態において使用されるこのようなシーケンサ状態機械の数は、任意であり、6は、単に例示の一実施例として示されるにすぎないことが当業者には理解されよう。状態機械66-1ないし66-6のそれぞれを使用して、本発明の原理による正弦波搬送波を生成し、例えば図3を参照して開示されたプロセス、または図1Aおよび1Bの変調された正弦波搬送波を生成する等価なプロセスを実施するように構成することができる。
正弦波LUT68-1ないし68-6は、ROM(Read Only memory読取り専用メモリ)と類似した固定された事前にプログラムされたメモリである。これらのメモリはそれぞれ、入力アドレスロケーションごとに、このデータレジスタが、この波形位置の特定の位相または角度において正弦波の振幅の特定のデジタル値を保持するようにプログラムされる。一般的な実装形態においては、これらのアドレスが逐次的に刺激されるときに、これらのデータ出力は、正弦波のデジタル表現を出力する。このピーク振幅は固定されており、この正弦波の周波数は、直接にこれらのアドレスがシーケンスされるレートと、完全な波形を作り上げるアドレスステップ数に対応する。
シーケンサ状態機械66-1ないし66-6はそれぞれ、3つの入力、すなわちクロック、データおよびリセットを有する。このクロックは、シーケンサ状態機械66-1ないし66-6にこれらのアドレスをシーケンスさせて、LUT68-1ないし68-6から正弦波信号を生成させる。データビットが存在し、このシーケンサがその関連するLUTに遅延を引き起こすことになる正弦波のその適切な位相位置において、その出力は、その出力における基本的な位相変化を引き起こす。アサートされるときに、このリセットは、各シーケンサ状態機械を知られている状態へと引き戻す。
LUT68-1ないし68-6はそれぞれ、基本的に読取り専用メモリ(ROM)と類似した固定された事前にプログラムされたメモリである。このメモリは、入力アドレスロケーションごとに、このデータレジスタが、この波形位置の特定の位相または角度において正弦波の振幅の特定のデジタル値を保持するようにプログラムされる。一般的な実装形態においては、これらのアドレスが逐次的に刺激されるときに、このデータ出力は、正弦波のデジタル表現を出力する。このピーク振幅は固定されており、この正弦波の周波数は、直接にこれらのアドレスがシーケンスされるレートと、完全な波形を作り上げるアドレスステップ数に対応する。
データバッファ64からこのデータを配送してシーケンサ状態機械66-1ないし66-6にデータを配送するために使用することができる非常に多数のスキームが存在する。以前に指摘したように、シーケンサ状態機械66-1ないし66-6のそれぞれについてのデータレートは異なったものになる。
このデータを配送する例示の一方法は、次のビットを符号化しようとしているシーケンサ状態機械66-1ないし66-6のうちの1つに代わりに各ビットを配送することである。この方法については、本明細書中では「ストリーミング」と呼ぶこともあり、このデータが簡単なシリアルデータストリームの形式であるので、この方法はこのレシーバにおいてこのデータを再アセンブリする必要がないという利点を有する。システム設計が指定され、これらの搬送波の数および周波数が決定された後には、このタイミングは、簡単な数学の問題として導き出すことができる。知られているシーケンスに従って、データディストリビュータからシーケンサ状態機械66-1ないし66-6のうちの適切な1つに対してデータをゲートする詳細については、ルーチンのデジタル回路設計の問題である。一実施例として図2をもう一度参照して、4ビットが、各正弦波搬送波の各半サイクルへと符号化されることになるものと仮定すると、位相角θ1、θ2、θ2、およびθ4の各角度位置についての時間の絶対位置は、単一フレーム中の各正弦波搬送波について簡単に計算することができる。これらの時間のそれぞれ、および関連づけられるこれらの正弦波搬送波のうちの1つをコントローラ62が使用して、この次のデータビットをシーケンサ状態機械66-1ないし66-6のうちの適切な1つに配送することができる。
このデータを配送する他の例示の一方法は、フレームごとに、シーケンサ状態機械66-1ないし66-6のそれぞれ1つに対してシーケンサが現行のフレーム中で符号化することになるビット数に等しいビット数を有するデータのブロックを割り付けることである。システム設計が指定され、これらの搬送波の数および周波数が決定された後にはこの情報は知られている。図2の実施例において、テーブル1は、搬送波ごとにフレーム当たりに使用することになるビット数を示すものである。
この符号化する端末に伝送するデータの複雑さに応じて、このデータディストリビュータは、リリースするための準備ができているブロックに先立って満たすべき各搬送波のデータブロックを待つ必要があるので、このデータ配送スキームは、この受信する端末上で非常に高速なデータレートを受け入れることができない可能性がある点で制約を受けることもあることが当業者には理解されよう。
LUT68-1ないし68-6の出力は、それぞれD/Aコンバータ70-1ないし70-6に提示される。D/Aコンバータ70-1ないし70-6は、線形に連続的にLUT68-1ないし68-6から加算増幅器72の入力へと並列な8-ビットのデジタルバイトを変換する。加算増幅器72は、演算増幅器を使用していくつかの個別のアナログ信号を一緒に線形に加えて、1つの複合信号を生成する従来の回路構成である。
本発明による復調技法は、この変調された搬送波を検出し、この搬送波を検査してこの搬送波の正弦波関数が各位相角θnに続く間隔Δθにおいて変更されているかどうかを決定する。例えば、この搬送波が、この位相角θnに続く短い間隔Δθにわたってこの振幅Y=sinθnを保持することにより変調されている場合、この変調された搬送波を検査して、この位相角θnに続く間隔Δθの間にY=sinθnであるかどうかを判定し、あるいはこの振幅が、各位相角θnに続く間隔Δθの間に関数Y=sinθに従っているかどうかを判定する。このような検査は、例えばこの搬送波と同じ周波数および位相を有する基準正弦波信号とこの検出された正弦波搬送波を混合して、この基準正弦波信号とこの変調された搬送波との間の位相差を検出することにより、あるいはこの変調された搬送波上で高速フーリエ変換(FFT)解析を実施することにより遂行することができる。このような復調器はまた、この1つまたは複数の搬送波に配置された「位置不一致」ビットを検出する回路を含んでいてもよい。
図6は、本発明の技法による変調された正弦波搬送波からこの情報を抽出するための例示の復調器回路のブロック図である。最初に、この着信する変調された正弦波搬送波が、信号入力調整ブロック80に対して提示される。信号入力調整ブロック80の内部の回路の性質は、この通信チャネル中で使用される伝送媒体に依存することになる。例えば、この伝送媒体が電話ネットワークにおいて遭遇するはずなどのツイストペアケーブルである場合、信号入力調整ブロック80は、差動回線レシーバから形成されてもよい。この伝送媒体が、無線または人工衛星の通信システム中において遭遇されるような無線トランスミッタまたはマイクロ波トランスミッタである場合には、信号入力調整ブロック80は、アンテナ、RF増幅器、ダウンコンバータ、および使用されるRFシステムに適用可能ならRF検出器を含めて、通常のRFおよびIFのフロントエンド回路から構成されてもよい。
信号入力調整ブロック80の出力は、狭帯域の帯域通過フィルタ82に対して提示される。狭帯域の帯域通過フィルタ82は、少なくとも約100のQを有するべきである。狭帯域の帯域通過フィルタ82の中心周波数は、この変調された正弦波搬送波の周波数となるように選択される。狭帯域の帯域通過フィルタ82からの信号は、増幅器84中で増幅され、二重平衡ミキサ86の一方の側に提示される。二重平衡ミキサ86の他方の側には、NCO(numerically-controlled oscillator数値制御された発振器)88の出力が供給される。NCO88の周波数および位相は、帯域通過フィルタ82の通過帯域内の変調された正弦波のうちの1つの周波数および位相に設定される。
通信チャネル内で複数の変調された搬送波を使用する、本発明による通信システムにおいて、これらの搬送波のうちのそれぞれを別々に復調してその符号化されたデータを抽出するための準備が行われる。次に図7を参照すると、ブロック図は、複数の例示の平衡ミキサ92、94、96、98、100、および102を駆動する入力線90を示している。6つの平衡ミキサが図7に示されているが、図5Aの変調器回路によってどれだけ多くの異なる周波数変調された正弦波が生成されているかに応じて任意数の平衡ミキサを使用することができることが当業者には簡単に理解されよう。
平衡ミキサ92、94、96、98、100、および102はまた、NCOマルチ正弦波生成器104の出力からも駆動される。各出力は、デジタルに符号化された情報を抽出すべきこれらの正弦波変調された搬送波のこれらの周波数のうちの1つにおける正弦波である。平衡ミキサ92、94、96、98、100、および102の出力は、知られている技法によるデータコンボリュータ(data convoluter)106中のシリアルまたはパラレルな出力データストリームへと混合される。
データコンボリュータ106は、これらの個々の変調された正弦波からのデジタルデータを再アセンブリする。これらの個々の変調された正弦波は、異なる周波数に存在するので、それぞれからのnビットのデータが異なるレートで到着している。例えば、3KHzより低い電話回線帯域幅を使用したシステムにおいては、これらの搬送波周波数は1KHz、1.2KHz、1.4KHz...3KHzであってもよい。この1KHzの搬送波中のデータは、1ミリ秒当たりにnビットのレートで到着している。この3KHzの搬送波中のデータは、このレートの3倍のレートで到着している。これらの異なる搬送波からのデータの再アセンブリは、IPパケットネットワーク中におけるパケットデータを再アセンブリすることとあまり異なってはいない。知られている様々な技法を使用することができる。この再アセンブリプロセスの細部については、このデータがマルチ搬送波システム中のいくつかの搬送波の間で分割された方法の関数として変化することになることが当業者には理解されよう。
本発明の一態様によれば、1つの搬送波を使用して、この通信の1つまたは複数の態様について必要な制御情報、あるいは制御情報およびデータの組合せを搬送することができる。通信チャネル中で必要とされる制御情報の量に応じて、この制御情報は、最低のデータレート(すなわち、以上の実施例においては1KHzの搬送波)、最高のデータレート(すなわち、以上の実施例においては3KHzの搬送波)を有する搬送波中で、またはこれらの他の搬送波のうちの1つの搬送波中で符号化することができる。
次に図8を参照すると、本発明の原理に従って変調された正弦波搬送波を復調するための代替的な回路および方法が示されている。この復調器は移動ドットLEDディスプレイを駆動することによって動作し、ここでこの照明されたドットは、この受信した変調された正弦波のレベルを表す。この正弦波搬送波の非変調部分の電圧と、(図1Aの位相角θ4などに示される)ゼロビットで変調されたこの搬送波の部分は、かなり急激に変化するが、(図1Aの位相角θ4などに示される)1のビットで変調されたこの搬送波の部分における電圧レベルは、もっと長い期間にわたって一定に留まるので、図1Aの位相角θ4から開始される電圧レベルに対応するLEDは、もっと長い時間にわたってもっと明るくなる。この輝度の差が感知され符号化される。これはBSである。誰もこれを行わないであろう。
図8の復調器回路は、これらの変調された正弦波のうちの1つをロジックおよびLEDドライバ回路110へと入力する。本発明の一実施形態においては、ロジックおよびLEDドライバ回路110は、カリフォルニア州、サンタクララ市のナショナルセミコンダクタ社(National Semiconductor Corporation)から入手可能なLM3914集積回路などのドットバーディスプレイ集積回路であってもよい。このLM3914は、アナログ電圧レベルを感知し、複数のLEDを駆動するための出力を有し、それによって線形アナログディスプレイを提供するモノリシックな集積回路である。このディスプレイは、移動ドットディスプレイとして構成することができる。ロジックおよびLEDドライバ回路110の出力は、5つの光アイソレータ回路112-1ないし112-5を駆動することが示される。各光アイソレータ回路は、フォトトランジスタに光学的に結合されたLEDを含んでいる。このLEDは、正電位に結合されたそのアノードと、ロジックおよびLEDドライバ回路110のこれらの出力のうちの1つに結合されたそのカソードとを有する。このフォトトランジスタのエミッタは、図8中でアースされることが示されており、これらのコレクタは、一緒に結合されて抵抗114を介して正の電位に結合されるが、他の回路構成を使用することも可能であることが当業者には理解されよう。
「0」のビットと「1」のビットとの違いは、これらの導通しているフォトトランジスタのうちの1つのフォトトランジスタによって引き出される大きい方の電流に起因した、「1」のビットについての抵抗114の下部における低い方の電圧である。どのビットが感知されているかを決定する、この電圧レベルのタイミングについては、この特定のシステム中で使用可能な電圧、位相、およびフレーム情報から簡単に導き出される。
図8の構成は、広い周波数範囲にわたって動作することになり、さらに高い周波数での使用を意図したこのような回路のための構成要素を選択する際に注意を行って、これらの構成要素の応答時間が意図された用途の周波数について十分であるようにすべきであることが当業者には理解されよう。
本発明による1つの通信システムは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を電話回線または他の配線対通信回線の一端上に挿入している。保護周波数帯の量だけ周波数が分離されたこのような複数の変調済みの搬送波がこの回線に注入されることが好ましい。復調器が、この電話回線または他の配線対通信回線の他端に結合される。本発明の一実施形態によれば、変調器とこの復調器は、この回線の各端部に配置されてもよく、これらの通信は、双方向通信であってもよい。本発明の他の実施形態によれば、この変調器とこの復調器は、これらの通信において使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。
次に図9Aおよび9Bを参照すると、これらのブロック図は、有線回線を通信媒体として使用した、本発明による双方向の通信システム120を示している。図9Aは、電話回線または他の配線対による通信回線をこの通信媒体として使用した、本発明による通信システムを示している。ユーザ局122-1および122-2は、それぞれ(コンピュータなどの)入力デバイス124-1および124-2を含んでいる。これらのユーザ局122-1および122-2のうちの一方は、ISP(internet service providerインターネットサービスプロバイダ)などのプロバイダであってもよいこと、および多数のユーザ局が、当技術分野において知られているように1つのISPに接続されてよいことが当業者には理解されよう。
各局は、それぞれ変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット126-1および126-2も含んでいる。この変調器/復調器は、本明細書中に開示されるように構成することができる。このI/O信号調整ユニットは、当技術分野において知られているように配線対通信回線128上を電気通信会社の本社130に対して送信するためのこれらの変調された信号を用意する役割を果たすことが当業者には理解されよう。
図9Bは、電力線をこの通信媒体として使用したBPL(broadband-over-power-line電力線上の広帯域)技術を使用した、本発明による通信システム140を示している。ユーザ局142-1および142-2は、それぞれ(コンピュータなどの)入力デバイス144-1および144-2を含んでいる。これらのユーザ局142-1および142-2のそれぞれは、互いにポイントツーポイントで通信を行うこともでき、また他のユーザ局(図示せず)を含むLAN(local-area networkローカルエリアネットワーク)環境中におけるユーザ局またはサーバであってもよいことが当業者には理解されよう。
各局は、それぞれ変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット146-1および146-2も含んでいる。この変調器/復調器は、本明細書中に開示されるように構成することができる。このI/O信号調整ユニットは、当技術分野において知られているように4.8KVの配電変圧器150に(ステップダウン変圧器を介して)供給される電力線148上でこれらの変調された信号を送信し受信する会社または住宅における電気コンセントにこれらのユーザ局を結合する役割を果たすことが当業者には理解されよう。配電変圧器150によってサービスが行われる配電ツリーの外側の位置に発信され、この配電ツリーの外側の位置から着信するデータは、このBPL技術分野において知られているように例えば光ファイバケーブル152上をI/O結合回路154を介して配電変圧器150に入力されるように、また配電変圧器150から出力されるように結合することができる。光ファイバケーブル152は、この通信技術分野において知られているようにISPまたは他のサーバエンティティに結合することができる。
本発明による他の通信システムでは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波が同軸ケーブル通信回線の一端に挿入される。これらの変調された搬送波は、この同軸ケーブル回線に挿入するのに先立って周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯の量だけ周波数が分離された複数のこのような変調された搬送波が、この回線に挿入されることが好ましい。復調器が、この同軸ケーブル通信回線の他端に結合される。本発明の一実施形態によれば、変調器および復調器は、この回線の各端部に配置することができ、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信において使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。本発明のこの態様は、図10中に図式的に示されている。
次に図10を参照すると、このブロック図は、ケーブルテレビジョン(CATV)システム中で見出すことなどができる同軸ケーブル通信回線をこの通信媒体として使用した、本発明による双方向通信システム160を示している。ユーザ局162-1および162-2は、それぞれ(コンピュータなどの)入力デバイス164-1および164-2を含んでいる。これらのユーザ局162-1および162-2のうちの一方は、インターネットサービスプロバイダ(ISP)などのプロバイダであってもよいことが当業者には理解されよう。
各局は、それぞれ変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット166-1および166-2も含んでいる。この変調器/復調器は、本明細書中に開示されるように構成することができる。このI/O信号調整ユニットは、当技術分野において知られているように同軸ケーブル通信回線168上をCATVヘッドエンド170に対して送信するためのこれらの変調された信号を用意する役割を果たすことが当業者には理解されよう。
本発明による他の通信システムでは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を生成し、さらにこの少なくとも1つの変調された搬送波を用いて無線周波数(RF)搬送波を変調して無線RF信号を形成する。これらの変調された搬送波は、RF変調されるのに先立って周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯の量だけ周波数が分離された複数のこのような変調された搬送波が、RF変調されることが好ましい。次いでこのRF変調された信号が送信される。次いで、この送信されたRF変調された信号が地上RFレシーバによって検出される。復調器が、この地上RFレシーバに結合される。本発明の一実施形態によれば、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信において使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。本発明のこの態様は、図11中に図式的に示されている。
次に図11を参照すると、このブロック図は、地上RF無線通信回線をこの通信媒体として使用した、本発明による双方向通信システム180を示している。ユーザ局182-1および182-2は、それぞれ(コンピュータなどの)入力デバイス184-1および184-2を含んでいる。これらのユーザ局182-1および182-2のうちの一方は、インターネットサービスプロバイダ(ISP)などのプロバイダであってもよいことが当業者には理解されよう。
各局は、それぞれ変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット186-1および186-2も含んでいる。この変調器/復調器は、本明細書中に開示されるように構成することができる。このI/O信号調整ユニットは、当技術分野において知られているように無線で送信し受信するためのこれらの変調された信号を用意する役割を果たすことが当業者には理解されよう。RFトランシーバ188-1および188-2を使用して、RF変調し、この変調された正弦波搬送波を送信し、また同様に、この他の局から送信されたこれらのRF信号を受信し、変調する。このようなRF装置は、このRFの送信および受信の技術分野においては、よく知られている。本明細書中で使用されるように、この用語「RF」は、この周波数スペクトルのうちの約500KHzからVHF帯およびUHF帯を含む周波数スペクトル、ならびにこの周波数スペクトルのうちのマイクロ波帯を包含することが意図されている。
本発明によるさらに他の通信システムでは、変調器を使用して、本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を生成し、さらにこの少なくとも1つの変調された搬送波を用いて無線周波数(RF)搬送波を変調して無線RF信号を形成する。これらの変調された搬送波は、RF変調されるのに先立って周波数をアップコンバートすることができる。保護周波数帯の量だけ周波数が分離された複数のこのような変調された搬送波が、RF変調されることが好ましい。次いでこのRF変調された信号が、地球を周回する軌道上あるいは他の、人工衛星または宇宙船に送信される。復調器が、地球を周回する軌道上あるいは他の、人工衛星または宇宙船内のRFレシーバに結合される。次いでこの地球を周回する軌道上あるいは他の、人工衛星または宇宙船は、このRF信号を他のRFレシーバに再送信することもでき、またこのRF信号を局所的使用のために復調することもできる。本発明の一実施形態によれば、これらの通信は、双方向通信とすることができる。本発明の他の実施形態によれば、この変調器およびこの復調器は、これらの通信において使用すべきビットレートについてネゴシエートすることができる。本発明のこの態様は、図12中に図式的に示されている。
次に図12を参照すると、このブロック図は、人工衛星無線通信回線をこの通信媒体として使用した、本発明による双方向通信システム190を示している。ユーザ局192-1および192-2は、それぞれ(コンピュータなどの)入力デバイス194-1および194-2を含んでいる。これらのユーザ局192-1および192-2のうちの一方は、インターネットサービスプロバイダ(ISP)などのプロバイダであってもよいことが当業者には理解されよう。
各局は、それぞれ変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット196-1および196-2も含んでいる。この変調器/復調器は、本明細書中に開示されるように構成することができる。このI/O信号調整ユニットは、当技術分野において知られているように無線で送信し受信するためのこれらの変調された信号を用意する役割を果たすことが当業者には理解されよう。人工衛星局198-1および198-2を使用して、マイクロ波を変調し、この変調された正弦波搬送波を人工衛星200に対して送信し、また同様に、この他の局から人工衛星200を介して送信されたこれらのマイクロ波信号を受信し、変調する。このような人工衛星装置は、このマイクロ波の送信および受信の技術分野においては、よく知られている。
以前に開示しているように、図3ないし8に示される変調器回路および復調器回路は、単に例示的なものにすぎず、他の変調する解決方法および復調する解決方法も、本発明の範囲内に含まれることが企図されている。デジタル信号処理技法を本発明による通信システム中で使用して、図2に示されるような少なくとも1つの変調された正弦波搬送波を生成し、この少なくとも1つの正弦波搬送波を復調することができることが当業者には理解されよう。このようなDSPによる変調器および復調器が、それぞれ図13および14に示されている。
FFT(Fast Fourier Transform高速フーリエ変換)は、この時間ドメイン中の信号をこの周波数ドメイン中の表現に変換する数学的方法である。IFFT(Inverse Fast Fourier Transform逆高速フーリエ変換)は、並列なデジタルデータの形式の周波数係数を取得し、これらの係数をこの時間ドメイン中の連続的な周期的な信号に逆に変換することにより、このプロセスを逆にしたものである。このIFFTを使用して、本発明によるこれらの変調された正弦波信号を生成することができ、このFFTを使用して、本発明によるこれらの変調された正弦波信号を復調することができる。本発明による復調および変調を行うためのこれらのFFT技法およびIFFT技法は、これらの処理エンジンのクロック速度とA/DおよびD/Aの変換速度が、変調すべきまたは復調すべき最高周波数の変調された正弦波搬送波の周波数の約6倍となる周波数までは有用であることが当業者には理解されよう。
次に図13を参照すると、周波数係数が、IFFTブロック210に提示されている。知られているDSP技法を使用して、IFFTブロック210が構成される。このIFFTは、各オーディオ搬送波のデジタル表現を必要とされるこれらの厳密な基本的な位相シフトされた信号へと変調する。IFFTブロック210からのこの時間ドメインデータ出力は、次いでデジタルアナログ(D/A)コンバータ212に供給されて、時間ドメイン信号を生成する。IFFTブロック210およびD/Aコンバータ212についての典型的な分解能は、約8ビットよりも大きい。D/Aコンバータ212は、毎秒少なくとも100Kの変換を実施するのに十分に高速であるべきである。
このD/Aコンバータの出力は、低域通過フィルタ214によってフィルタがかけられる。この出力信号のフィルタリングは、各搬送波の情報内容を悪化させることなく、この高周波数ノイズを取り除くように制約される。この目的を達成するために低域通過フィルタ214は、例えば6極のバターワースフィルタとして、あるいは60dB/オクターブのロールオフを有するゼログループ遅延の実現形態として実装される。
次に図14を参照すると、本発明による復調器回路のFFT DSPによる実施形態が、開示されている。FFT技法は、当技術分野においてはよく知られている。この復調器回路は、A/Dコンバータ216とFFTブロック218を備える。
次に図15を参照すると、このブロック図は、本発明による通信システムをどのようにして既存のモデムプロトコルに関連して使用することができるかについて示している。図15は、V.90モデムプロトコルを使用したこのようなシステム220を示しているが、他のモデムプロトコルも本発明に組み込むことができることが、図15とこの付随する開示を検討する当業者には理解されよう。
電話ハイブリッド222は、このモデムとこの物理電話ネットワークとの間のインターフェースを実現する。このハイブリッドはまた、このモデムの送信側と受信側との間の分離を行って、インピーダンスをマッチングさせ、このローカルトランスミッタにより、このレシーバ中におけるノイズの寄与を低減させることにより動作性能を高めることもする。
スイッチ224は、V.90モデム226または図19のこれらの要素の残りから構成される標準的なマルチ周波数モデムのいずれかに対してこのハイブリッドの接続を迂回させる。このスイッチの状態は、マイクロコントローラ228の制御の下にある。マイクロコントローラ228は、このシステムの全般的な動作を制御する。このマイクロコントローラは、RAM、ROMおよびCPUを含む、必要なものを完備したマイクロ処理装置である。このマイクロコントローラは、10/100イーサネット（登録商標）またはUSB(Universal Serial Busユニバーサルシリアルバス)230と、V.90モデム226または図15のこれらの要素の残りから構成されるマルチ周波数モデムのいずれかとの間のインターフェースを実現する。このV.90モデムは、当技術分野においてよく知られている標準的な「56K」モデムである。このV.90モデムは、前述のユニットによって実現される高速リンク上へスイッチングするのに先立って、このモデムが標準的な低速度で通信を行う機能を実現する。
マイクロコントローラ228はまた、命令を出し、IFFTブロック232およびFFTブロック234に対するインターフェースを制御する。マイクロコントローラ228は、10/100およびUSBバス230からこのデータを受信し、IFFT232に対する適切な出力へとこのデータをフォーマットして、この電話回線に出力するためのこれらの必要な信号を生成する。マイクロコントローラ228はまた、FFTブロック234からデジタルワードを受信し、これらのデジタルワードを10/100およびUSBバス230に渡す前に、データ内容についてこれらのデジタルワードを解釈する。マイクロコントローラについてのシステムクロックは、タイミング生成器236によって供給される。タイミング生成器236は、システム動作のためのクロックおよびシステム同期を供給する。
逆高速フーリエ変換(IFFT)ブロック232は、この周波数ドメイン中の信号を表すデジタルワードをこの時間ドメイン中の信号に変換するデジタル信号処理(DSP)プロセスである。周波数ドメインパラメータを表す1つ(または複数)のデジタルワードは、IFFT232に並列に供給される。IFFT232は、この時間ドメイン中で生成すべきこれらのアナログ信号を表す並列なデジタルワードのシーケンシャルなストリームを出力する。IFFT232からのこのデータストリームは、D/Aコンバータ238に供給され、このD/Aコンバータは、IFFT232に入力されるこれらの周波数パラメータを表す連続したアナログ信号を長い間に生成するアナログレベルのシーケンスへとこの並列なデジタルデータのシーケンスを変化させる。このIFFT変換の変換クロックおよび同期は、タイミング生成器236によって供給される。
16-ビットD/Aコンバータ238は、逆高速フーリエ変換(IFFT)ブロック232の出力から代表的なアナログレベルへと、この並列な16-ビットデジタルワードを線形に連続的に変換する。この連続的なシーケンシャルストリームのアナログ出力サンプルは、スイッチ224およびハイブリッド222を介してこの電話回線に供給される複合出力アナログ信号を長い間に生成する。このアナログ信号を構築するためのサンプルレートは、タイミング生成器236によって決定される。
16ビットA/Dブロック240は、ハイブリッド222からスイッチ224を介して各サンプル化されたアナログレベルを表す16-ビットデジタルワードへとこのアナログ出力を線形に変換する。これらの16-ビットサンプルは、高速フーリエ変換(FFT)234の入力へと並列に供給される。これらのデジタルワードへのこれらのアナログ信号のサンプルレートは、タイミング生成器236によって決定される。
このフーリエ変換(FFT)234は、この時間ドメイン中のアナログ信号をこの周波数ドメイン中の信号のデジタル表現に変換するデジタル信号処理(DSP)プロセスである。A/Dコンバータ240からの時間ドメインサンプルを表すデジタルワードは、FFT234に対して並列に供給される。FFT234は、その後マイクロコントローラ228に対して、このサンプリングされた時間ドメイン(アナログ)信号の周波数成分を表す1つ(または複数)の並列なデジタルワードを出力する。このFFT変換の変換クロックおよび同期は、タイミング生成器236によって供給される。
システム220は、V.90モデムを使用して接続についてネゴシエートする。この他の局が、本発明の技法を使用して通信することができることを示す場合には、マイクロコントローラ228は、スイッチ224にV.90モデムの代わりにハイブリッド222に対してD/Aコンバータ238およびA/Dコンバータ240を接続するようにさせる。
次に図16を参照すると、ブロック図が、例示のマルチ周波数正弦波レシーバ250を示している。この図面および関連する説明は、マルチ周波数システムにおいて使用される多数の搬送波のうちの1つの搬送波の受信についてである。実際のシステムは、この変調技法を使用して膨大なデータ量を転送する異なる周波数上で一緒に機能するこれらのレシーバのうちのいくつかを有するはずである。
前置増幅器252は、この着信信号を増幅して、帯域通過フィルタ254の挿入損失について補償する。帯域通過フィルタ254は、この信号にフィルタをかけて帯域外干渉を低減させる。後置増幅器256は、このフィルタがかけられた信号を増幅して、帯域通過フィルタ254の挿入損失を補償し、平衡ミキサ258によって必要とされる信号レベルまでこの信号レベルを上昇させる。
二重平衡ミキサ258は、この着信信号を局部発振器の出力と混合し、これら2つの信号の和と差を生成する。この局部発振器は、この着信信号がこのゼロ電圧レベルを交差するときに出力を生成するゼロ交差検出器260から形成することができる。このゼロ交差検出器260を使用して、この局部発振器としての役割を果たす搬送波再生器262と、このデータクロックを生成するフェーズロックループ264のための基準を生成する。この搬送波再生器262は、このゼロ交差検出器の出力を取得し、その着信信号と同じ周波数と位相となる局部発振器出力を生成する。フェーズロックループ264は、ゼロ交差検出器260の出力を使用して、このコンパレータ268の出力におけるこの取り出されたデータをクロックするために使用される高周波数クロックを生成する。
低域通過フィルタ266は、ミキサ258の出力から和の周波数成分を取り除き、この局部発振器の入力信号と基準信号出力との間の絶対値の位相差を表すこの差分成分が残る。コンパレータ268は、このミキサ258からの差分信号と固定された基準とを比較し、この入力信号がこの基準信号よりも高いときに出力を生成する。出力は、入力と局部発振器との間の値「1」のデータビットの存在を示す位相差が存在することを指し示している。
マイクロコントローラ272の制御下のクロック位置合わせブロック270は、可変な遅延回路を介してデータクロックを位置合わせする。この信号の位相中のどこにこれらのデータビットが存在するかについての事前の知識を使用して、この回路は、このコンパレータの外に出てくる、知られている有効なデータビットと位置が合っていないデータクロックパルスにフィルタをかけて取り除く。このデータは、コンパレータ268の出力からクロック入力されるこれらのデータビットを収集するリポジトリとして使用されるマルチステージのシフトレジスタ274にクロック入力される。マイクロコントローラ272は、このレシーバの動作を監視し制御する事前にプログラムされたデバイスである。マイクロコントローラ272は、このシフトレジスタに記憶された受信データを他の区域へと転送する。
マイクロコントローラ272はまた、「位置不一致」ビットを検出し、本明細書中で開示されるようなシステムが使用することができるイベントとしてこれらのビットの検出について報告する。
本発明については例示の一実施形態に関して説明してきたが、本発明の範囲を逸脱することなく、様々な変更を行うことができ、また等価形態をその要素の代わりに使用することができることが当業者には理解されよう。
本発明の技法に従って変調される半サイクルの例示の正弦波搬送波を示す図である。 本発明の技法に従って変調される1サイクルの正弦波搬送波と、この搬送波から検出される例示のデータと、この正弦波搬送波のピークの検出およびゼロ交差の検出のいずれか一方の選択から導き出されるワード開始同期パルスおよびワード停止同期パルスを示す電圧対時間のグラフである。 本発明の技法に従って変調することができる複数の正弦波搬送波を示す図である。 本発明の技法による変調された正弦波搬送波を生成するための例示の変調器回路のブロック図である。 本発明による通信システムにおいて使用することができるアップコンバータのブロック図である。 本発明による通信システムにおいて使用することができるダウンコンバータのブロック図である。 その出力が本発明の技法に従って一緒に混合されるそれぞれ変調された正弦波搬送波を生成するための複数の例示の変調器回路のブロック図である。 それらの出力が本発明の技法に従って一緒に混合されるそれぞれ変調された正弦波搬送波を生成するための複数の例示の変調器回路を含むシステムのブロック図である。 本発明の技法による変調された正弦波搬送波からこの情報を抽出するための例示の復調器回路のブロック図である。 それらの出力が本発明の技法による出力データストリームに結合されるそれぞれ変調された正弦波搬送波を復調するための複数の例示の復調器回路のブロック図である。 本発明に従って使用することができる光学的復調器回路のブロック図である。 本発明による少なくとも1つの変調された搬送波をこの配線対通信回線の一端に挿入する、電話回線の各端部上の変調器と、双方向通信を実施するための電話回線または他の配線対通信回線の各端部に結合された復調器を含む電話回線などの配線対通信回線上で動作する本発明による通信システムを示すブロック図である。 本発明による少なくとも1つの変調された搬送波をこの配電線の一端に挿入する、この配電線に結合された変調器と、双方向通信を実施するための配電線の各端部に結合された復調器を含む配電線上で動作する本発明による通信システムを示すブロック図である。 本発明による少なくとも1つの変調された搬送波をこの同軸ケーブル通信回線の各端部に挿入する変調器とこの同軸ケーブル通信回線の各端部に結合された復調器を使用した、本発明による同軸ケーブル通信回線のための通信システムを示すブロック図である。 本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を生成し、さらにこの少なくとも1つの変調された搬送波を用いて無線周波数(RF)搬送波を変調して無線RF信号を形成する変調器と、復調器に結合された地上RFレシーバを各端部上で使用した、本発明による他の通信システムを示すブロック図である。 本発明による少なくとも1つの変調された搬送波を生成し、さらにこの少なくとも1つの変調された搬送波を用いて無線周波数(RF)搬送波を変調して地球を周回する軌道上あるいは他の、人工衛星または宇宙船に伝送される無線RF信号を形成する変調器と、この地球を周回する軌道上あるいは他の、人工衛星または宇宙船に結合された復調器を各端部上で使用した、本発明による他の通信システムを示すブロック図である。 本発明による通信システムにおいてどのようなデジタル信号処理技法を使用して、図2に示されるような少なくとも1つの変調された正弦波搬送波を生成することができるかを示すブロック図である。 本発明による通信システムにおいてどのようなデジタル信号処理技法を使用して、少なくとも1つの変調された正弦波搬送波を復調することができるかを示すブロック図である。 本発明による通信システムをどのようにして既存のモデムプロトコルに関連して使用することができるかを示すブロック図である。 マルチ周波数の正弦波レシーバの例示の実施形態を示すブロック図である。
符号の説明
10 正弦波搬送波
20 クロック生成器
22 9-ビット2進カウンタ
24 遅延要素
26 ラッチ
28 サインルックアップテーブル
30 D/Aコンバータ
32 不揮発性メモリ
34 データ入力レジスタ
36 ANDゲート
38 さらに高位ビットのアドレス入力
40 さらに高位ビットのアドレス入力
40 局部発振器
42 ビットレートコントローラ
42 平衡RFミキサ
44 帯域通過フィルタ
46 帯域通過フィルタ
50-1〜50-4 変調器回路
52 ミキシング回路
60 システム
62 コントローラ
64 データバッファ
66-1〜66-6 状態機械
68-1〜68-6 正弦波ルックアップテーブル
70-1〜70-6 D/Aコンバータ
72 加算増幅器
80 信号入力調整ブロック
82 狭帯域通過フィルタ
84 増幅器
86 二重平衡ミキサ
88 数値制御発振器(NCO)
90 入力線
92、94、96、98、100、102 平衡ミキサ
104 NCOマルチ正弦波生成器
106 データコンボリュータ
110 ロジックおよびLEDドライバ回路
112-1〜112-5 光アイソレータ回路
114 抵抗
120 双方向通信システム
122-1、122-2 ユーザ局
124-1、124-2 入力デバイス
126-1、126-2 変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット
128 配線対通信回線
130 電気通信会社の本社
140 通信システム
142-1、142-2 ユーザ局
144-1、144-2 入力デバイス
146-1、146-2 変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット
148 電力線
150 4.8KV配電変圧器
152 光ファイバケーブル
154 I/O結合回路
160 双方向通信システム
162-1、162-2 ユーザ局
164-1、164-2 入力デバイス
166-1、166-2 変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット
168 同軸ケーブル通信回線
170 CATVヘッドエンド
180 双方向通信システム
182-1、182-2 ユーザ局
184-1、184-2 入力デバイス
186-1、186-2 変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット
188-1、188-2 RFトランシーバ
190 双方向通信システム
192-1、192-2 ユーザ局
194-1、194-2 入力デバイス
196-1、196-2 変調器/復調器およびI/O信号調整ユニット
198-1、198-2、200 人工衛星
220 システム
222 電話ハイブリッド
224 スイッチ
226 V.90モデム
228 マイクロコントローラ
230 10/100イーサネット（登録商標）またはユニバーサルシリアルバス(USB)
232 IFFTブロック
234 FFTブロック
236 タイミング生成器
238 16-ビットD/Aコンバータ
240 16-ビットA/Dコンバータ

Claims (48)

  1. 選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形から情報を復号化するための方法であって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有し、前記方法が、
    符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形を受信すること、
    符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形から、符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形と一定の位相関係を有する基準の正弦波の波形を生成すること、
    前記基準の正弦波の波形と符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形とを平衡ミキサ中で混合すること、
    前記平衡ミキサから前記符号化されたデジタルデータを抽出すること、
    前記正弦波の波形と前記基準の正弦波の波形のうちの一方のゼロ交差を検出すること、および
    前記検出されたゼロ交差から同期信号を生成すること
    を含む方法。
  2. 各波形の選択された位相角θnの数が、可変である、請求項1に記載の方法。
  3. 各波形の選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項1に記載の方法。
  4. 各波形の選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項1に記載の方法。
  5. 前記波形の少なくとも1つの前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項1に記載の方法。
  6. 前記波形の少なくとも1つの前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項1に記載の方法。
  7. 選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形から情報を復号化するための方法であって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有し、前記方法が、
    符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形を受信すること、
    符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形から、符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形と一定の位相関係を有する基準の正弦波の波形を生成すること、
    前記基準の正弦波の波形と符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形とを平衡ミキサ中で混合すること、
    前記平衡ミキサから前記符号化されたデジタルデータを抽出すること、
    前記正弦波の波形と前記基準の正弦波の波形のうちの一方のピークを検出すること、および
    前記検出されたピークから同期信号を生成すること
    を含む方法。
  8. 各波形の選択された位相角θnの数が、可変である、請求項7に記載の方法。
  9. 各波形の選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項7に記載の方法。
  10. 各波形の選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項7に記載の方法。
  11. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項7に記載の方法。
  12. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項7に記載の方法。
  13. 選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形から情報を復号化するための方法であって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有し、前記方法が、
    符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形を受信すること、
    符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形をデジタル化すること、
    符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形と一定の位相関係を有するデジタル基準の正弦波の波形を生成すること、
    前記基準の正弦波の波形と符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形とに対して逆高速フーリエ変換デジタル信号処理を実施すること、
    前記正弦波の波形と前記基準の正弦波の波形のうちの一方のゼロ交差を検出すること、および
    前記検出されたゼロ交差から同期信号を生成すること
    を含む方法。
  14. 各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項13に記載の方法。
  15. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項13に記載の方法。
  16. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項13に記載の方法。
  17. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項13に記載の方法。
  18. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項13に記載の方法。
  19. 選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む実質的に正弦波の波形から情報を復号化するための方法であって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有し、前記方法が、
    符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形を受信すること、
    符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形をデジタル化すること、
    符号化されたデジタルデータを含む前記正弦波の波形と一定の位相関係を有するデジタルの基準の正弦波の波形を生成すること、
    前記基準の正弦波の波形と符号化されたデジタルデータを含む前記実質的に正弦波の波形とに対して逆高速フーリエ変換デジタル信号処理を実施すること、
    前記正弦波の波形と前記基準の正弦波の波形のうちの一方のピークを検出すること、および
    前記検出されたピークから同期信号を生成すること
    を含む方法。
  20. 各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項19に記載の方法。
  21. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項19に記載の方法。
  22. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項19に記載の方法。
  23. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項19に記載の方法。
  24. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項19に記載の方法。
  25. 通信媒体中で通信を行うための通信システムであって、
    選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を生成するためのエンコーダであって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有するエンコーダ、および
    前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を送信するためのトランスミッタ
    を含む第1の局と、
    前記通信媒体を介して前記第1の局に結合され、
    前記正弦波の波形と前記基準の正弦波の波形のうちの一方のゼロ交差を検出し、前記検出されたゼロ交差から同期信号を生成するための回路を含み、前記媒体を介して前記第1の局から符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバ、および
    前記デジタルデータをフレーム化するための前記同期信号を使用して、符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形から前記デジタルデータを抽出するためのデコーダ
    を含む第2の局と
    を備える通信システム。
  26. 各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項25に記載の通信システム。
  27. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項25に記載の通信システム。
  28. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項25に記載の通信システム。
  29. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項25に記載の通信システム。
  30. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項25に記載の通信システム。
  31. 通信媒体中で通信を行うための通信システムであって、
    選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を生成するためのエンコーダであって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有するエンコーダ、および
    前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を送信するためのトランスミッタ
    を含む第1の局と、
    前記通信媒体を介して前記第1の局に結合され、
    前記正弦波の波形と前記基準の正弦波の波形のうちの一方のピークを検出し、前記検出されたピークから同期信号を生成するための回路を含み、前記媒体を介して前記第1の局から符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバ、および
    前記デジタルデータをフレーム化するための前記同期信号を使用して、符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形から前記デジタルデータを抽出するためのデコーダ
    を含む第2の局と
    を備える通信システム。
  32. 各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項31に記載の通信システム。
  33. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項31に記載の通信システム。
  34. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項31に記載の通信システム。
  35. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項31に記載の通信システム。
  36. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項31に記載の通信システム。
  37. 通信媒体中で通信を行うための通信システムであって、
    第1の局と、
    前記通信媒体を介して前記第1の局に結合された第2の局と
    を備え、
    前記第1の局および第2の局が、それぞれ
    選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を生成するためのエンコーダであって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、前記第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有するエンコーダと、
    前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を送信するためのトランスミッタと、
    前記正弦波の波形と前記基準の正弦波の波形のうちの一方のゼロ交差を検出し、前記検出されたゼロ交差から同期信号を生成するための回路を含み、前記媒体を介して前記第1の局から符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバと、
    前記デジタルデータをフレーム化するための前記同期信号を使用して、符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形から前記デジタルデータを抽出するためのデコーダと
    を含む通信システム。
  38. 各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項37に記載の通信システム。
  39. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項37に記載の通信システム。
  40. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項37に記載の通信システム。
  41. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項37に記載の通信システム。
  42. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項37に記載の通信システム。
  43. 通信媒体中で通信を行うための通信システムであって、
    第1の局と、
    前記通信媒体を介して前記第1の局に結合された第2の局と
    を備え、
    前記第1および第2の局がそれぞれ
    選択された位相角θnにおいて符号化されたデジタルデータを含む少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を生成するためのエンコーダであって、前記波形が、各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する領域の外側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第1の値のデータを符号化すべき各位相角θnから開始されるΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角において振幅Y=sinθを有し、前記波形が、第2の値のデータを符号化すべき各位相角θnに関連するΔθの範囲を有する前記領域の内側に位置する位相角においてY=sinθとは異なるように定義される振幅Yを有するエンコーダと、
    前記媒体を介して符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を送信するためのトランスミッタと
    前記正弦波の波形と前記基準の正弦波の波形のうちの一方のピークを検出し、前記検出されたピークから同期信号を生成するための回路を含み、前記媒体を介して前記第1の局から符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形を受信するためのレシーバと、
    前記デジタルデータをフレーム化するための前記同期信号を使用して、符号化されたデジタルデータを含む前記少なくとも1つの実質的に正弦波の波形から前記デジタルデータを抽出するためのデコーダと
    を含む通信システム。
  44. 各波形についての選択された位相角θnの数が、可変である、請求項43に記載の通信システム。
  45. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置からのフィードバックに応じて通信中に動的に可変である、請求項43に記載の通信システム。
  46. 各波形についての選択された位相角θnの数が、前記各波形を受信する受信装置とのネゴシエーションに応じて通信中に動的に可変である、請求項43に記載の通信システム。
  47. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、イベントを識別する時間間隔の間に変更される、請求項43に記載の通信システム。
  48. 前記波形のうちの少なくとも1つにおける前記選択された位相角θnのうちの少なくとも1つの値が、追加のデータビットを符号化する時間間隔の間に変更される、請求項43に記載の通信システム。
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