KR20070009710A - 반송파-제로 및 반송파-피크 데이터-워드 시작 및 정지를이용하는 단일 및 다중 사인 파형 변조 및 복조 기술들 - Google Patents

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데이비드 더블유. 로어
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Abstract

선택된 위상각들(θn)에서 제1 값 및 제2 값 중 하나를 갖는 인코딩된 디지털 데이터를 실질적인 사인 파형으로부터 검출하기 위한 방법으로서, 각각의 위상각(θn)에서 시작해 범위(△θ)를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 제1 함수에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가진 파형을 발생시키는 단계로서, 상기 제1 함수는 Y=sinθ인, 단계; 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 제1 함수에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가진 파형을 발생시키는 단계; 및 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 가진 영역들 내부의 위상각들에서 제2 함수에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가진 파형을 발생시키는 단계로서, 제2 함수는 Y=sinθ와는 상이하고, 검출은 데이터 워드들을 프레이밍하기 위한 동기 펄스들을 실질적인 사인 파형의 극소들 및 극대들로부터 유도하는 단계를 포함하는, 단계를 구비한다.
반송파, 워드 시작 및 정지, 사인파 변조 및 복조 기술, 인코딩, 디코딩

Description

반송파-제로 및 반송파-피크 데이터-워드 시작 및 정지를 이용하는 단일 및 다중 사인 파형 변조 및 복조 기술들{SINGLE AND MULTIPLE SINEWAVE MODULATION AND DEMODULATION TECHNIQUES EMPLOYING CARRIER-ZERO AND CARRIER-PEAK DATA-WORD START AND STOP}
본 발명은 지상 및 위성 모두에서의 와이어, 케이블, 및 무선 주파수 전파와 같은 매체들을 통한 정보 송신에 관한 것이다. 좀더 구체적으로, 본 발명은 단일 및 다중 사인 파형 변조 기술, 그 변조 기술에 따라 정보를 변조하고 복조하기 위한 장치, 및 그 변조 기술을 이용하는 통신 시스템들에 관한 것이다.
디지털 데이터는 흔히, AC 신호의 3가지 특성들: 진폭, 주파수 및 위상 중 하나 이상을 이용하는 것에 의해, 한 지점에서 다른 지점으로 전달된다.
진폭 특성을 이용하는 변조 방법들 중 일부가 OOK(On-Off Keying) 및 일반적인 진폭 변조(AM;amplitude modulation)이다. OOK에서, 데이터 비트는 반송파의 존재 또는 부재로써 표현된다. AM에서, 데이터 비트들은 반송파의 상대적 진폭 차이에 의해 또는 반송파의 진폭 변조에 디지털 데이터를 표현하는 상이한 주파수 톤들(tones)을 이용하는 것에 의해 표현된다.
주파수 특성을 사용하는 통상적 변조 방법들은 FSK(Frequency Shift Keying) 및 FM(frequency modulation)이다. FSK에서, 디지털 데이터의 2진 상태들은 2개의 소정의 고정 주파수들 사이에서의 비약적인 주파수 변화들로써 표현된다. FM에서, 데이터 비트들은 반송파의 상대적 주파수 차이에 의해 또는 반송파의 주파수 변조에 디지털 데이터를 표현하는 상이한 톤들을 사용하는 것에 의해 표현된다.
위상 변조 또한 일반적인 변조 방법이지만, 단독으로 사용될 경우에는, FM과 구별하기 어렵다. 최근에는 좀더 복잡한 변조 방법들이 개발되어 이용되고 있다. 일례로서, 비교적 새롭고 대중적인 변조 방법이, 진폭 변조 및 위상 변조의 조합을 사용하는 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)이다. 애플리케이션에 따라 QAM의 몇가지 상이한 변형들이 존재한다.
이러한 변조 방법들 각각은 적절한 통신 애플리케이션들에서 실행 가능하고, 입증되며 사용된다. 이러한 변조 방법들 모두에 대해 공통적인 몇가지 바람직스럽지 못한 특징들은, 이들 모두가 1 비트를 송신하는데 수개의 사이클들을 요하고, 그 과정에서, 상당한 측파대들(sidebands)을 발생시킨다는 것이다. 이러한 측파대들은 반송파로부터 정보를 추출하는데 필요하고, 통신 채널에서 상당한 대역폭을 차지하여, 인접 신호들간에 상당한 간격을 요하게 된다.
본 발명에 따른 변조 기술은 하나 이상의 사인 반송파들(sinusoidal carriers)을 이용한다. 다수의 디지털 비트들을 구비하는 디지털 데이터는 사인 파형의 1/2 사이클 각각내에서 인코딩된다. n개 비트들 각각이 사이클의 소정 위상각(θn)에 배치된다. 한가지 디지털 표현(예를 들어, "0")은 위상각(θn)에서의 사인 파형 진폭(Y)에서 변화가 발생하지 않는 것으로써 표현된다. 또 한가지 디지털 표현(예를 들어, "1")은 위상각(θn)에서 사인 파형을 변경하는 것으로써 표현된다. 현재로서는, 사인 파형이, 위상각(θn)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안 진폭(Y=sinθn)을 유지하는 것에 의해 변경되는 것이 바람직스럽다. 다른 방법으로, 사인 파형은, 사인 파형의 진폭을 증가(또는 감소)시킨 다음 위상각(θn)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안 진폭(Y=sinθ(n+△θ))를 유지하는 것에 의해 변경될 수도 있다.
현재로서는, 하나 걸러 비트가 반전되는 것(즉, "1"은 "0"으로 반전되고 "0"은 "1"로 반전되는 것)이 바람직스럽지만, 반드시 그래야 하는 것은 아니다. 비트들의 수(n) 및 위상각(θn) 중 하나 또는 양자 모두가 적응적으로 변경될 수 있거나 다수 목적들을 위해 선택적으로 변경될 수 있다.
복수개의 사인 반송파들이 이용되는 실시예들에서, 사인 반송파들은, 반송파들 모두가 주기적으로 동시에 0이 되는 위상 관계(sinθ=0)에서 발생될 수 있도록, 주파수 관련될 수 있다. 이러한 영도 위상 일치(zero-degree phase coincidence)는, 데이터 통신의 상이한 태양들을 동기화하기 위한 프레이밍 이벤트(framing event)로서 사용될 수도 있다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 반송파-피크 및 반송파-제로 검출이 데이터 시작 및 정지 비트들 대신에 이용될 수 있고, 그에 따라, 오버헤드를 감소시킬 수 있으며 실제 데이터 레이트를 증가시킬 수 있다. 데이터-워드 시작 및 정지 비트들 대신에, 반송파 피크들이나 반송파 제로 교차점들이 검출되어 데이터 워드들을 프레이밍하는데 사용될 수도 있다. 이 기술의 사용은 매 데이터 워드당 2개의 비-데이터 오버헤드 비트들(non-data overhead bits)의 사용을 제거한다.
본 발명에 따른 복조 기술은 변조 반송파를 검출하고, 그것을 점검하여 반송파의 사인 함수가 각각의 위상각(θn)에 수반되는 구간(△θ)에서 변경되었는지의 여부를 판정하는 것에 의해, 디지털 데이터를 검색한다. 예를 들어, 반송파가 위상각(θn)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안 진폭(Y=sinθn)을 유지하는 것에 의해 변조되었다면, 반송파는 점검되어, 위상각(θn)에 수반되는 구간(△θ) 동안 Y=sinθn인지 아니면 진폭이 각각의 위상각(θn)에 수반되는 구간(△θ) 동안 함수(Y=sinθ)를 따르는지의 여부가 판정된다. 그러한 점검은, 예를 들어, 검출된 사인 반송파를 반송파와 동일한 주파수 및 위상을 가진 기준 사인 신호와 믹싱하여 기준 사인 신호와 변조 반송파간의 위상 차이들을 검출하는 것에 의해 또는 변조 반송파에 대해 고속 퓨리에 변환(FFT : fast-fourier-transform) 분석을 수행하는 것에 의해, 실현될 수도 있다. 그 다음, 디지털 데이터는 버퍼링되거나 프로세싱되어, 디지털 데이터 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 이용될 수도 있다.
본 발명에 따른 예시적 변조 장치는 디지털 방식으로 변조 반송파를 발생시키는데 이용될 수도 있다. 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 카운터가, 사인-함수 룩업 테이블(sine-function lookup table)을 통해 D/A(digital-to-analog) 컨버터를 구동시키는데 사용되어 D/A 컨버터로부터 사인 출력 전압을 발생시킬 수도 있다. D/A 컨버터의 출력을 △θ의 구간 동안 Y=sinθ 값으로 유지하는 것이 바람직스럽다면, θn을 표현하는 시점들에서의 카운터 출력이 사인-함수 룩업 테이블로 래치(latch)될 수도 있다. 구간(θn)의 끝에서, 래치는 해제되고, 카운터의 그 당시 전류 카운트 출력(then-current-count output)이 룩업 테이블에 제시된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 비트 레이트는 변경 가능하다.
본 발명에 따른 예시적 일 복조 장치가 변조 반송파로부터 디지털 정보를 추출하는데 이용될 수 있다. 변조 반송파는 변조 반송파와 동일한 주파수 및 위상을 가진 기준 사인 신호를 발생시키는데 사용된다. 변조 반송파 및 기준 사인 신호는 2중 평형 믹서(double-balanced mixer)에서 믹싱된다. 디지털 회로는, 변조 반송파와 기준 사인 신호간의 위상 변화를 지시하는 신호를 위해, 구간(△θ)을 포함하는 구간(△θ) 직후의 시간창(time window) 동안 믹서의 출력을 점검한다. 감지된 신호들은 복조기의 디지털 출력 스트림이 된다.
또 하나의 예시적 복조 장치는, 광학 기술들을 사용해, 변조 반송파로부터 디지털 정보를 추출한다. 이 기술들은, LED의 휘도가, 인코딩된 비트의 존재 동안에 좀더 높을 것이라는 사실을 이용한다.
본 발명에 따른 일 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 전화선 또는 다른 와이어 페어(wire-pair) 통신선의 한쪽 끝에 삽입한다. 바람직스럽게도, 보호 대역량(guard-band amount)만큼 주파수 분리된, 복수개의 그러한 변조 반송파들이 라인에 주입된다. 복조기는 전화선 또는 다른 와이어 페어 통신선의 다른쪽 끝에 연결된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기가 라인의 각 끝에 배치될 수 있고, 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기가 통신에 사용될 비트 레이트를 결정할 수도 있다.
본 발명에 따른 다른 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 전력 분배선에 삽입한다. 바람직스럽게도, 보호 대역량만큼 주파수 분리된, 복수개의 그러한 변조 반송파들이 라인에 주입된다. 복조기는, 예를 들어, 통상적인 복식 콘센트(duplex outlet)에서, 가정 또는 사업장과 같은 소비자 위치에서의 전력 분배선에 연결된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기가 통신에 사용될 비트 레이트를 결정할 수도 있다. 본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 통신 시스템은, 소비자 위치에서의 어플라이언스들과 조명 회로들을 선택적으로 스위칭하는 것에 의해, 고부하 요구의 주기들 동안 전력 유틸리티에 의해 부하들을 조정하는데 사용될 수도 있다.
본 발명에 따른 다른 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 동축 케이블의 통신선 한쪽 끝에 삽입한다. 변조 반송파들은 동축 케이블 라인에 삽입되기 전에 주파수 상향 변환될 수도 있다. 바람직스럽게도, 보호 대역량만큼 주파수 분리된, 복수개의 그러한 변조 반송파들이 라인에 삽입된다. 복조기는 동축 케이블의 통신선 다른쪽 끝에 연결된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기가 라인의 각 끝에 배치될 수 있고 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기가 통신에 사용될 비트 레이트를 결정할 수도 있다.
본 발명에 따른 또 다른 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 발생시키고 하나 이상의 변조 반송파로써 RF(radio-frequency) 반송파를 추가 변조하여 무선 RF 신호를 형성한다. 변조 반송파들은 RF 변조되기 전에 주파수 상향 변환될 수도 있다. 바람직스럽게도, 보호 대역량만큼 주파수 분리된, 복수개의 그러한 변조 반송파들이 RF 변조된다. 그 다음, RF 변조 신호는 송신된다. 그 다음, 송신된 RF 변조 신호는 지상의 RF 수신기에 의해 검출된다. 복조기가 지상의 RF 수신기에 연결된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기가 통신에 사용될 비트 레이트를 결정할 수도 있다.
본 발명에 따른 다른 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 발생시키고 하나 이상의 변조 반송파로써 RF 반송파를 추가 변조하여 무선 RF 신호를 형성한다. 변조 반송파들은 RF 변조되기 전에 주파수 상향 변환될 수도 있다. 바람직스럽게도, 보호 대역량만큼 주파수 분리된, 복수개의 그러한 변조 반송파들이 RF 변조된다. 그 다음, RF 변조 신호는 주회 궤도(earth-orbiting) 또는 다른 인공 위성이나 우주선으로 송신된다. 복조기는 주회 궤도 또는 다른 인공 위성이나 우주선의 RF 수신기에 연결된다. 그 다음, 주회 궤도 또는 다른 인공 위성이나 우주선은 RF 신호를 다른 RF 수신기로 재송신하거나 국지적 용도를 위해 그것을 복조할 수도 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기가 통신에 사용될 비트 레이트를 결정할 수도 있다.
도 1A는 본 발명의 기술들에 따라 변조된 예시적인 단일 사인 반송파에 대한 하나의 1/2 사이클을 예시하는 도면이다.
도 1B는 본 발명의 기술들에 따라 변조된 사인 반송파의 단일 사이클, 그 반송파로부터 검출되는 예시적 데이터, 그리고 사인 반송파의 피크 검출 및 제로 교차점 검출 중 하나의 선택으로부터 유도되는 워드-시작 및 워드-정지 동기 펄스들을 나타내는 전압 대 시간의 그래프이다.
도 2는 본 발명의 기술들에 따라 변조될 수 있는 복수개의 사인 반송파들을 예시하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 기술들에 따른 변조된 사인 반송파를 발생시키기 위한 예시적 변조기 회로의 블록도이다.
도 4A 및 도 4B는, 각각, 본 발명에 따른 통신 시스템들에서 사용될 수 있는 주파수 상향 변환기 및 하향 변환기의 블록도들이다.
도 5A는, 본 발명의 기술들에 따라 그들의 출력들이 다같이 믹싱되는, 각각이 변조 사인 반송파를 발생시키기 위한 복수개의 예시적 변조기 회로들의 블록도이다.
도 5B는, 본 발명의 기술들에 따라 그들의 출력들이 다같이 믹싱되는, 각각이 변조 사인 반송파를 발생시키기 위한 복수개의 예시적 변조기 회로들을 포함하는 시스템의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 기술들에 따라 변조된 사인 반송파로부터 정보를 추출하기 위한 예시적 복조기 회로의 블록도이다.
도 7은, 본 발명의 기술들에 따라 그들의 출력들이 출력 데이터 스트림으로 조합되는, 각각이 변조 사인 반송파를 복조하기 위한 복수개의 예시적 복조기 회로들의 블록도이다.
도 8은 본 발명에 따라 사용될 수 있는 광 복조기 회로의 블록도이다.
도 9A는, 본 발명에 따른 적어도 하나의 변조 반송파를 와이어 페어 통신선의 한쪽 끝에 삽입하기 위한, 전화선의 각 끝에 위치하는, 변조기 및 양방향 통신을 수행하기 위해 전화선 또는 다른 와이어 페어 통신선의 각 끝에 연결되어 있는 복조기를 포함하는, 전화선과 같은, 와이어 페어 통신선상에서 동작하는 본 발명에 따른 통신 시스템을 예시하는 블록도이다.
도 9B는, 전력 분배선에 연결되어 본 발명에 따른 적어도 하나의 변조 반송파를 전력 분배선의 한쪽 끝에 삽입하는 변조기 및 양방향 통신을 수행하기 위해 전력 분배선의 각 끝에 연결되어 있는 복조기를 포함하는, 전력 분배선상에서 동작하는 본 발명에 따른 통신 시스템을 예시하는 블록도이다.
도 10은, 변조기를 이용해 본 발명에 따른 적어도 하나의 변조 반송파를 동축 케이블 통신선의 각 끝에 삽입하고 동축 케이블의 각 끝에 복조기가 연결되어 있는, 본 발명에 따른 동축 케이블 통신선용 통신 시스템을 예시하는 블록도이다.
도 11은, 각 끝에서 변조기를 이용해 본 발명에 따른 적어도 하나의 변조 반송파를 발생시키고 적어도 하나의 변조 반송파로써 RF(radio-frequency) 반송파를 추가 변조하여 무선 RF 신호를 형성하며 지상 RF 수신기가 복조기에 연결되어 있는, 본 발명에 따른 또 다른 통신 시스템을 예시하는 블록도이다.
도 12는, 각 끝에서 변조기를 이용해 본 발명에 따른 적어도 하나의 변조 반송파를 발생시키고 적어도 하나의 변조 반송파로써 RF 반송파를 추가 변조하여 주회 궤도 또는 다른 인공 위성이나 우주선으로 송신되는 무선 RF 신호를 형성하며 주회 궤도 또는 다른 인공 위성이나 우주선의 RF 수신기에 복조기가 연결되어 있는, 본 발명에 따른 또 다른 통신 시스템을 예시하는 블록도이다.
도 13은, 디지털 신호 프로세싱 기술들이 본 발명에 따른 통신 시스템에서 도 2에 도시된 바와 같은 적어도 하나의 변조된 사인 반송파를 발생시키는데 사용될 수 있는 방법을 예시하는 블록도이다.
도 14는, 디지털 신호 프로세싱 기술들이 본 발명에 따른 통신 시스템에서 적어도 하나의 변조된 사인 반송파를 복조하는데 사용될 수 있는 방법을 예시하는 블록도이다.
도 15는, 본 발명에 따른 통신 시스템이 기존의 모뎀 프로토콜과 함께 사용될 수 있는 방법을 예시하는 블록도이다.
도 16은 다중-주파수 사인파 수신기의 예시적 실시예를 도시하는 블록도이다.
당업자들은, 본 발명의 다음 설명이 예시일 뿐이며 전혀 한정적인 것이 아니라는 것을 알 수 있을 것이다. 그러한 당업자들은 본 발명의 다른 실시예들도 쉽게 알 수 있을 것이다.
먼저 도 1A를 참조하면, 도 1A는 본 발명의 기술들에 따라 변조된 일례의 단일 사인 반송파(10)를 예시하는 도면이다. 도 1A에는 사인파 중 양의 1/2 사이클(positive half cycle)이 도시되어 있다. 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 도 1A의 x-축은 사인 반송파(10)의 0°에서 180°까지의 위상각이고 도 1A의 y-축은 90°위상각에서 1의 피크값으로 정규화되어 있는 사인 반송파(10)의 순간 진폭이다. 당업자들이라면, 도 1A의 점검으로부터, 180°에서 360°에 이르는 사인 반송파(10)의 제2의 1/2 사이클에 대해 인코딩이 수행되는 방법을 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따르면, n개의 디지털 비트들이 사인 파형의 1/2 사이클 각각내에서 인코딩된다. n개 비트들 각각은 사이클의 소정 위상각(θn)에 배치된다. 하나의 디지털 표현(예를 들어, "0")은 위상각(θn)에서의 사인 파형 진폭(Y)에서 변화가 발생하지 않는 것으로써 표현된다. 다른 디지털 표현(예를 들어, "1")은 위상각(θn)에서 사인 파형을 변경하는 것으로써 표현된다. 현재로서는, 사인 파형이, 위상각(θn)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안 진폭(Y=sinθn)을 유지하는 것에 의해 변경되는 것이 바람직스럽다. 현재로서는, 하나 걸러 비트가 반전되는 것(즉, "1"은 "0"으로 반전되고 "0"는 "1"로 반전되는 것)이 바람직스럽다. 당업자들이라 면, 위상각(θn)에 수반되는 구간(△θ) 동안 전압을 일정하게 유지하는 것이 아닌 사인 반송파 변경들도 본 발명의 교수들에 따라 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 사인 파형은 사인 파형의 진폭을 증가(또는 감소)시킨 다음 위상각(θn)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안 진폭(Y=sinθ(n+△θ))를 유지하는 것에 의해 변경될 수도 있다. 본 발명에 따르면, 이러한 2가지 기술들의 조합들이 이용될 수도 있다.
도 1A에서, n은 단지 본 발명의 설명을 용이하게 하기 위한 목적을 위해 4로 선택되었다. 본 발명이 사인 반송파(10)의 1/2 사이클마다 4개의 디지털 비트들을 인코딩하는 것으로 한정되지는 않으며, 당업자들이라면, 사인 반송파(10)의 매 2/1 사이클당 다른 비트 갯수들이 인코딩될 수도 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 반송파(10)상의 인코딩 비트들의 위치들은, 각각, 위상각들(θ1, θ2, θ3, 및 θ4)에 도시되어 있다. 이러한 비트 위치들은 도 1A에 대칭적으로 위치하는 것으로 도시되어 있다. 그러한 위치 지정이, 신호의 복조를 수행하는데 편리하기는 하지만, 본 발명에 따라 반드시 그래야 하는 것은 아니다.
도 1A의 목적들을 위해, "0" 데이터 값은 사인 파형의 진폭(Y)에서 변화가 발생하지 않는 것으로써 표현되고 "1"은 사인 파형의 진폭(Y)을 변경하는 것으로써 표현된다. 도 1A의 일례에서는, 하나 걸러 비트가 반전되는 (즉, "1"은 "0"으로 반전되고 "0"은 "1"로 반전되는) 변조 기술이 사용된다. 따라서, 비트들(2 및 4)은 도 1A에서 반전되는 것으로 도시되어 있다. 현재로서는 (하나 걸러 비트를 반 전하는) 이 변조 기술이 바람직스럽지만, 당업자들이라면, 본 발명을 실시하기 위해 반드시 그래야 하는 것은 아니라는 것을 알 수 있을 것이다.
도 1A는 4-비트 시퀀스(1000)의 인코딩을 예시하는데, 이 경우, 비트들(2 및 4)이 반전되어, 인코딩 시퀀스는 사인 반송파(10)의 제1의 1/2 사이클에서 인코딩된 1101로서 표시된다. 따라서, 위상각(θ1)에서 시작해 위상각(θ1)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안, sinθ 함수는 불연속이 되고 Y 값은 Y=sinθ1 값에서 일정하게 유지된다. 구간(△θ)의 끝에서, Y 값은 Y=sin[θ1+△θ]로 도약한다. 마찬가지로, 위상각(θ2)에서 시작해 위상각(θ2)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안, sinθ 함수는 불연속이 되고 Y 값은 Y=sinθ2 값에서 일정하게 유지되는데, 반전된 "0"("1")가 인코딩되고 있기 때문이다. 구간(△θ)의 끝에서, Y 값은 Y=sin[θ2+△θ]로 증가한다. 위상각(θ3) 직후의 각도 구간(△θ)에서는 sinθ 함수의 중단이 없는데, 그 위치에서는 0이 인코딩되고 있기 때문이다. 마지막으로, 위상각(θ4)에서 시작해 위상각(θ4)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안, 함수의 Y 값은 Y=sinθ4 값에서 일정하게 유지되는데, 반전된 "0"("1")이 인코딩되고 있기 때문이다. 구간(△θ)의 끝에서, Y 값은 Y=sin[θ2+△θ]로 떨어진다.
제1 및 제4 인코딩 비트들의 점검으로부터, 당업자들이라면, 위상각들(θ1 및 θ4)에서의 인코딩 비트들의 파형 부분들이 비대칭이라는 것을 알 수 있을 것이다. 90°미만의 위상각들에서는, Y 값의 상승이 지연되고 90°초과의 위상각들에서는, Y 값의 하강이 지연된다. 그러나, 양자의 경우들 모두에서, Y 값의 급격한 변화(△Y)는, Y가 일정하게 유지되었던 구간(△θ)의 끝에서 발생한다. 이것이, 신호를 복조하여 디지털 정보를 추출하는 검출기에 의해 감지될 급격한 변화(abrupt change)이다. 앞서 지적된 바와 같이, 당업자들이라면, 90°초과의 위상각들에서는, 급격한 변화가 구간(△θ)의 시작에서 발생하게 될 수 있다는 것 또는 진폭에서의 급격한 변화가 90°미만의 위상각들에서는 구간의 시작에서 발생하고 90°초과의 위상각들에서는 구간의 끝에서 발생하게 될 수도 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
90°주위에 대칭적으로 배치된 사인 반송파(10)의 중심부는 도 1A에서 대각선 해칭(hatching)에 의해 식별된다. 실용적인 관점에서, θ가 양방향들로부터 90°에 접근함에 따라 dsinθ/dθ(즉, cosθ)가 0에 접근하기 때문에, Y 값에서의 급격한 변화(△Y)를 검출하기 어렵거나 검출하는 것이 불가능할, 90°주위에 대칭적으로 배치된 위상각들의 소정 범위가 존재한다. △Y1과 △Y2를 비교하고 후자의 진폭 변화가 좀더 작다는 것에 주목하는 것으로써, 이를 알 수 있다. 따라서, 현재로서는, 비트 위치들을 위상각(θ = 90°) 부근에 배치하는 것을 방지하는 것이 바람직스럽다. 이러한 예외 영역의 사이즈는, 이용되는 검출 방식, 이용되는 송신 매체, 및 송신 매체에서의 주변 잡음 레벨과 같은, 하지만 이에 한정되는 것은 아 닌, 팩터들에 의존할 것이다.
당업자들이라면, 본 발명의 개념들로부터 벗어나지 않으면서, 도 1A를 참조하여 개시된 변조 기술의 변경들이 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 발명의 이 태양은, 일정한 위상각 구간(△θ)을 사용해 전압 값 Y의 급격한 변화 값에서 결과적인 급격한 변화를 발생시키는 것과 관련하여 개시되었다. 위상각 구간(△θ)의 크기가 전압 값의 변화(△Y)를 희망하는 각도 위치(angular position)에 의존할 것이라는 결과와 함께 전압 값에서의 급격한 일정 변화(△Y;abrupt constant change)를 사용하는 것도 예상된다. 또한, 도 1A의 일례에서는 구간(△θ) 동안의 변화가 Y=sinθn의 값에서 일정하게 유지되지만, 다른 함수들이 이용될 수도 있다.
이제 도 1B를 참조하면, 본 발명의 기술들에 따라 변조되는 사인 반송파의 단일 사이클 및 그러한 반송파로부터 검출되는 예시적 데이터의 전압 대 시간 그래프가 제시된다. 제1 트레이스(trace)(12)에는, 사인 반송파의 단일 사이클이 매 360°사이클마다 8개 비트들로써 변조되는 것으로 도시되어 있다. 예시를 위해, 비트들 모두는 "1"이다. 0 비트는 그것이 무엇이든 비트-위치 위상각에서의 사인 함수로부터 벗어남이 없는 영역으로서 도시되었을 것이다.
도 1B의 제2 트레이스(14)에는, 본 발명의 기술들을 사용해 그러한 반송파로부터 검출될 전압 표현이 도시되어 있다. 약 90°부근의 대칭 영역에는 인코딩 데이터가 존재하지 않는다는 것에 주의한다.
도 1B의 제3 트레이스(16)에는, 피크 검출기의 출력에서 발생될 동기 비트들의 표현이 도시되어 있다. 제4 트레이스(18)는 제로 교차점 검출기의 출력에서 발생될 동기 비트들의 표현이 도시되어 있다. 현재로서는, 제로 교차점 검출기의 동기 비트들을 사용하는 것보다는 피크-검출기의 동기 비트들을 사용해 워드들을 프레이밍하는 것이 바람직스럽다. 90°및 270°위상각들에서의 파 극소들 및 극대들에 인접한 데이터 예외 영역들이 데이터-워드 프레이밍 오류들에 대한 좀더 양호한 보장을 제공하는 것으로 생각되는데, 제2, 제3, 및 제4 트레이스들을 함께 살펴보는 것으로부터 알 수 있는 바와 같이, 데이터 비트들과 제로 교차점 동기 비트들의 시간 간격이 0°및 180°위상각들에서의 사인파 제로 교차점들 주위에서 가장 밀접하기 때문이다. 데이터 비트들과 극소 및 극대 동기 비트들간의 간격은 90°및 270°위상각들에서의 양과 음 피크들에서 훨씬 크다.
피크 검출 및 제로 검출 기술들은 널리 공지되어 있고, 본 발명의 복조 기술들에 따른 워드-프레이밍 시작 및 정지 비트들을 발생시키는데 적용될 수도 있다. 예를 들어, 제로 교차점 검출은 공지의 전압 비교기 회로들을 사용하는 것에 의해 실현될 수도 있고, 피크 검출은 공지의 미분기 회로들을 사용해 실현될 수도 있다. 앞서 언급된 바와 같이, 피크-검출 회로들의 타이밍 오류들은 제로 교차점 검출 회로에서의 그러한 오류들보다 좀더 양호하게 묵인된다. PLL(phase-locked loop) 기술들도 피크 및 제로 교차점 동기 비트들을 발생시키는데 사용될 수 있다. 제로 교차점 검출의 구현이 피크 검출의 구현보다 좀더 용이하므로, 입력되는 사인 반송파는, 원래의 사인파로부터 정확하게 90°위상 시프트된 코사인 파형을 유도하기 위해, 미분될 수 있다. 획득되는 코사인파가 제로-검출 회로로 공급될 수 있다. 당업자들이라면 알 수 있는 바와 같이, 코사인파의 제로 교차점들은 원래 사인파의 극소 및 극대 피크들에 대응된다.
당업자들이라면, 본 발명에 따른 워드-시작 및 워드-정지 비트들의 발생은, 데이터 스트림에 시작-비트들 및 중단-비트들을 삽입해야 하는 필요성을 제거하는 것에 의해, 데이터 처리율을 상당히 증가시킬 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 일례로서, 시작 비트 및 정지 비트로써 프레이밍된 8-비트 데이터 워드는 10개 비트들을 구비한다. 시작 비트 및 정지 비트를 제거하는 것에 의해, 8개 데이터 비트들만이 송신되면 되므로, 20%의 비트-처리율 오버헤드 절감을 실현한다. 16-비트 워드들을 사용하는 시스템에서는, 18개 비트들 대신 16개 비트들만이 송신되면 되므로, 대체로 9%의 비트-처리율 오버헤드 절감을 실현한다.
이제 도 2를 참조하면, 도면은, 복수개의 사인 반송파들이 본 발명의 기술들에 따라 동일한 통신 채널의 상이한 디지털 데이터로써 변조될 수 있는 본 발명의 다른 태양을 예시한다. 도 2의 예시적 일례에서는, 반송파들 모두가 프레임 각각의 시작에서 0의 위상각을 갖는 7개 사인 반송파들의 부분들이 40ms "프레임"내에 도시되어 있다는 것을 알 수 있다. 당업자들이라면, 이것은, 수학적으로 관련된 주파수의 반송파 주파수들을 선택하는 것에 의해 용이하게 실현될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 도 2의 예시적 일례에서는, 400 Hz에서 시작해 25 Hz만큼 간격이 분리된 반송파 주파수들(즉, 250 Hz, 275 Hz, 300 Hz, 325 Hz, 350 Hz, 375 Hz, 및 400 Hz)이 선택되었다. 도 2에 예시된 특정 일례에 도시된 바와 같이, 매 사이클마다 16개 비트들을 사용하는 것은 1,456 비트들/프레임 또는 36,400 비트들/사이클의 데이터 레이트를 초래한다.
도 2로부터 알 수 있는 바와 같이, 반송파들은, 제1 반송파의 완전한 10개 사이클들, 제2 반송파의 완전한 11개 사이클들, 제3 반송파의 완전한 12개 사이클들, 제4 반송파의 완전한 13개 사이클들, 제5 반송파의 완전한 14개 사이클들, 제6 반송파의 완전한 15개 반송파들, 및 제7 반송파의 완전한 16개 사이클들이 프레임내에 포함되도록, 수학적으로 관련되어 있다. 반송파들 모두가 프레임 각각의 시작에서 0의 위상각을 갖는 그러한 프레이밍(framing)이 다수 반송파들을 사용해 본 발명을 실시하는데 필요한 것은 아니지만, 본 발명에 따른 통신 시스템에서의 데이터 복구 및 다른 동기화 활동들을 위해 바람직스럽게 이용될 수 있다. 예를 들어, 도 2에 예시된 프레임 시작에서의 위상 동기(phasing)는 동기화 목적들 등을 위해 사용될 수 있다.
본 발명의 이러한 다수-반송파 태양은, 소정 통신 채널에서 이용 가능할 수 있는 총 대역폭을 확장하는데 이용될 수 있다. 예를 들어, 여기에 개시되어 있는 바와 같이, 통상적인 트위스트 페어(twisted-pair) 전화선의 대역폭은 약 3 KHz이다. 본 발명에 따르면, 복수개 사인 반송파들은 이 주파수 범위내에서 약 50-100 Hz만큼 각각 주파수 분리되어 동일한 전화선을 통해 송신될 수 있다. 이는, 본 발명이 이용되는 임의 통신 채널에서의 가용 대역폭을 크게 증가시키는데 사용될 수 있다. 당업자들이라면, 이러한 개시로부터, 다른 주파수 분리들이 다른 주파수들에서 사용 가능할 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 약 100 MHz의 주파수에서, 복수개의 사인 반송파들은 서로 약 500 KHz만큼 간격이 분리될 수도 있다. 당업자들이라면, 본 발명에 따라 실현되는 임의의 소정 시스템에서, 요구되는 반송파 간격은 단지 검출 동안 인접한 반송파 주파수들로부터의 간섭을 방지하는데 필요할 뿐이고, 이용되는 주파수 범위 뿐만 아니라 이용되는 검출 기술들에도 의존할 것이라는 것을 이해할 수 있을 것이다.
본 발명의 다른 태양에 따르면, 2 이상의 반송파 주파수들의 조합들을 선택하는 것에 의해 안전한 통신이 실현될 수도 있다. 그러한 시스템에서의 허가된 송신들은 반송파 주파수들의 선택된 조합에 대한 존재를 검출하도록 구성된 수신기들에 의해 식별될 수도 있다. 본 발명의 일 태양에 따르면, 통신 시스템들은 적응적일 수 있고, 제어 채널을 통해 송신되는 정보 또는 수신기에 의해 검출되는 주파수 시프트들을 사용해, 잡음 방지 또는 극소화, 보안 목적들, 통신의 다중 모드들 인에이블하기, 선택된 수신기들을 위한 메시지들 식별하기, 이벤트들 식별하기 등과 같은, 목적들을 위해 하나 이상 반송파들의 주파수를 시프트할 수 있다. 본 발명의 이 태양이 구현될 수 있는 목적들은 광범위하게 달라질 것이며 대부분 설계 선택의 문제이다.
이제 도 3을 참조하면, 블록도는, 본 발명의 기술들에 따른, 변조된 사인 반송파를 발생시키기 위한 예시적 변조기 회로를 도시한다. 도 3의 변조기는 단지 일례일 뿐이고, 당업자들이라면, 프로그램된 마이크로프로세서 및 DSP(digital signal processing) 기술들, 상태 머신들 등과 같은, 다른 방식들이 이러한 펑크션을 수행하는데 사용될 수도 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
D/A 컨버터를 구동하는 사인-함수 룩업 테이블을 사용하는 것에 의해 사인 전압을 발생시키는 것이 공지되어 있다. 0°에서 360°의 위상각들은 다수의 이산 값들(discrete values)로 양자화된다. 다중-비트 카운터는 일정한 클록 레이트에서 이러한 이산 값들을 통해 계속 카운팅한다. 다중-비트 카운터의 출력은, 각각의 양자화된 위상각들을 위해 디지털 인코딩된 사인-함수 값을 제공하는 사인-함수 룩업 테이블을 어드레싱한다. D/A 컨버터는 룩업 테이블의 입력에서 이산적 위상각의 사인(sine)에 비례하는 전압을 출력한다.
2개 변수들은 위상각 해상도(phase-angle resolution) 및 A/D 컨버터의 해상도이다. 도 3의 예시적 변조기 회로에서는, 0°에서 360°의 위상각 범위가, θ = 0.703125°의 개개 증분을 형성하는, 9개 비트들 또는 512의 한 부분으로 분해되는 것으로 도시되어 있다. 당업자들이라면, 사인 반송파의 1/2 사이클에서 인코딩될 수 있는 비트들의 수가 좀더 낮은 해상도들을 위해 제한될 수도 있겠지만, 다른 해상도들이 이용될 수도 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, θ의 9-비트 해상도를 사용한다면, 1/2 사이클 각각은 256개의 이산 각도들로 분해된다. 이러한 각도 해상도를 사용해 64개 비트들의 실질적인 제한이 실현될 수 있다고 생각된다.
마찬가지로, D/A 컨버터의 해상도는, 스텝 사이즈가 충분히 작아 그로부터 발생되는 비변조 사인 반송파에서 비교적 적은 왜곡량을 제공하도록, 선택되어야 한다. 현재적으로, D/A 컨버터의 해상도는 약 10개 비트들인 것이 바람직스럽다. 당업자들이라면, D/A 컨버터의 해상도가 FFT의 복조 기술들을 사용하기 위한 능력 에 영향을 미칠 것이라는 것을 알 수 있을 것인데, 예상되는 최소 △Y가 D/A 스텝 사이즈보다는 훨씬 큰 것이 바람직스럽기 때문이다.
도 3에는 이산적 로직 소자들(discrete logic elements)이 도시되어 있다. 당업자들이라면, 이들 소자들이 바이폴라 기술, CMOS 기술 등과 같은 상이한 기술들을 사용해 조립될 수 있다는 것과 회로들이 설계되는 동작 주파수들에 의해 지시되는 레이트 요구 사항들에 따라 TTL, ECL 등과 같은 로직 패밀리들이 선택될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 더 나아가, 그러한 당업자들이라면, 이들 소자들이 하나의 집적 회로로 집적될 수 있거나, 이들 소자들이 FPGA(field programmable gate array)와 같은 프로그램 가능한 집적 회로로 프로그램될 수 있거나, 수행되는 로직 함수들이 상태 머신으로 실현될 수 있다는 것도 이해할 수 있을 것이다.
도 3에서, 클록 발생기(20)는 9-비트의 2진 카운터(22)를 구동하는 것으로 도시되어 있다. 카운터로부터 출력되는 9-비트 카운트는 지연 소자(24)를 통해 래치(26)에 제공된다. 래치(26)는, 그것의 클록 입력이 로우(low)인 동안에는 투명하고 그것의 클력 입력이 하이(high)가 될 때 그것의 입력에 등장하는 9-비트 값을 그것의 출력에서 래치하도록 구성되어 있다. 래치(26)의 출력은 사인 룩업 테이블(28)을 구동하는데 사용된다. 사인 룩업 테이블(28)의 출력은 D/A 컨버터(30)를 구동한다. D/A 컨버터(30)가 도 3에서는 10개 비트들의 해상도를 갖는 것으로 도시되어 있지만, 이 설명서로부터, 당업자들이라면, 상이한 해상도들이 이용될 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 도 1A의 변조된 사인 반송파가 D/A 컨버터(30)의 출력에 등장한다. 당업자들이라면, 도 3의 9-비트 카운터 일례에서, 클 록 발생기(20)의 주파수가 소정 사인 반송파 주파수의 512배이도록 선택된다는 것을 알 수 있을 것이다.
합해진 주기들이 △θ에 대응되는 소정 시구간과 동일한, 다수의 클록 펄스들 동안 입력을 일시적으로 사인 룩업 테이블(28)로 고정하는 것에 의해, 사인 반송파에 변조가 적용될 수 있다. 경험있는 디지털 설계자들이라면, 이를 실현하는 다수 방법들이 존재한다는 것을 알 수 있을 것이다.
이러한 변조 기술을 수행하기 위한 상당히 호환적인 방법의 예시적 일례가 비휘발성 메모리(32)를 사용하는 도 3에 도시되어 있다. 비휘발성 메모리(32)는, 마스크 ROM, PROM, EPROM, EEPROM, 플래시 메모리 등과 같은, 임의 종류의 비휘발성 메모리일 수 있다.
카운터(22)로부터 출력되는 9-비트 카운트가 비휘발성 메모리(32)의 9개 LSB들(least significant bits)에도 제공되는데, 9개 LSB들은, 사인 반송파가 분해되는 이산적 위상각 각각에 대응되는 일 위치를 가진다. 도 3의 회로에서, 범위들([θ1 + △θ], [θ2 + △θ], [θ3 + △θ], 및 [θ4 + △θ])의 위상각들에 대응되는 비휘발성 메모리(32)에서의 메모리 위치들은 "1"의 값을 포함하고, 이러한 범위들을 벗어나는 위상각들에 대응되는 비휘발성 메모리(32)에서의 메모리 위치들은 "0"의 값을 포함한다.
인코딩될 데이터가 데이터 입력 레지스터(34)로 송신된다. 데이터 입력 레지스터(34)는 병렬-입 직렬-출 레지스터(parallel-in serial-out register)이다. 데이터 입력 레지스터(34)에는 데이터의 n개 비트들이 로드되는데, n은 사인 반송파의 1/2 사이클로 인코딩될 수 있는 비트 위치들의 수이다. 데이터 입력 레지스터(34)는 비휘발성 메모리(32)의 데이터 출력에 의해 하강-에지 클로킹된다. 제1 클록 펄스 이전에, 제1 데이터 비트가 데이터 입력 레지스터(34)의 직렬 출력에 등장한다. 9-비트 카운터(22)의 출력이, 인코딩될 제1 데이터 비트의 위상각 위치에 대응되는 값에 도달할 때, 비휘발성 메모리(32)의 출력은 앞서 설명된 바와 같이 "1"의 값을 제시한다. 데이터 입력 레지스터(34)의 직렬 출력에 등장하는 제1 데이터 비트 값 또한 "1"의 값이라면, AND 게이트(36)의 출력은 참("1"의 값)이 된다. 이는, D/A 컨버터(30)의 출력을 일정한 상태로 유지되게 하면서, 래치(26)의 출력에서 9-비트 카운터(22)의 카운트를 래치한다. 도 3의 점검으로부터, 당업자들이라면, 지연 소자(24)가 카운터(22)의 출력 경로에 개재되어, 래치(26)에 새로운 카운트가 도달하기 전에, 비휘발성 메모리(32)의 출력 및 AND 게이트(36)의 출력이 안정되게 할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
이 시간 동안, 9-비트 카운터(22)는 카운트를 계속하고 그것의 출력은 비휘발성 메모리(32)의 내용들을 순차적으로 어드레싱한다. 비휘발성 메모리(32)의 출력이 AND 게이트(36)에 "1"의 값을 제시하기만 한다면, 래치(26)의 출력은 래치 상태를 유지한다. 비휘발성 메모리(32)의 출력이 "0"의 값으로 떨어질 때, AND 게이트(36)는 래치(26)를 해제하고, 9-비트 카운터(22)의 현재 출력 카운트는, D/A 컨버터(30)의 출력이 9-비트 카운터(22)의 현재 출력 카운트에 의해 표현되는 θ의 현재 값을 위한 Y=sinθ의 값으로 즉각적으로 상승(또는 하강)하게 하면서, 룩업 테이블(28)에 제시된다.
앞서 지적된 바와 같이, 합해진 주기들이 △θ에 대응되는 소정 시구간과 동일한 다수의 클록 펄스들 동안 입력을 일시적으로 사인 룩업 테이블(28)로 고정하는 것에 의해, 사인 반송파를 변조하기 위한 다수 방법들이 존재한다. 비휘발성 메모리(32)를 사용하는 도 3에 도시된 방식을 이용하는 것의 한가지 이점은, 위상각들(θ1, θ2, θ3, 및 θ4)에서의 데이터 비트들의 위치들 및 구간들(△θ)이 단순히 비휘발성 메모리(32)의 내용들을 프로그램하는 것에 의해 집합적으로 또는 개별적으로 조정될 수 있다는 것이다. 예를 들어, 여기에서 앞서 설명된 바와 같이, 구간들의 길이들(△θ)은, "1"의 값 비트들을 표현하는 사실상 동일한 △Y 변화들을 발생시키기 위해, 개별적으로 조정될 수 있다.
도 3에 도시되어 있는 바와 같이, 비휘발성 메모리(32)를 이용하는 것에 의해 획득되는 다른 이점은, 변조의 비트 레이트가 선택적으로 변경될 수도 있다는 것이다. 비휘발성 메모리(32)는, 비트-레이트 제어기(42)에 의해 제어되는 좀더 높은 순서 비트의 어드레스 입력들(38 및 40)을 포함하는 것으로 도시되어 있다. 이 일례는 비휘발성 메모리(32)의 4개의 별도 세그먼트들을 어드레싱할 수 있게 한다. 각각의 세그먼트는 비트-인코딩 위상각들의 상이한 수들, △θ를 위한 상이한 구간들, 또는 양자의 파라미터들에 대한 상이한 조합들을 표현하는 데이터로써 프로그램될 수 있다.
당업자들이라면 알 수 있는 바와 같이, 비트 레이트 제어기(42)는, 본 발명 의 변조기가 이용되는 통신 채널내의 조건들을 변경하는 것에 응답하여, 비트 레이트 및/또는 변조를 위한 구간들(△θ)을 적응적으로 및 동적으로 변경하도록 구성될 수도 있다. 비한정적 일례로서, 이 기술은, 현재의 다이얼-업 모뎀들에서 수행되는 바와 같이, 트위스트 페어 전화선들을 통한 접속 속도를 결정하는데 사용될 수도 있다. 마찬가지로, 이 기술은, 임의 통신 채널에서 본 발명의 변조 기술에 대한 비트 레이트를 변경하는데 이용될 수도 있는데, 이는, 통신 채널에서, 잡음 등과 같은, 동적으로 변하는 조건들을 보상하는데 이용된다.
이 또한 당업자들이라면 알 수 있는 바와 같이, 비트 레이트 및/또는 △θ 변조를 위한 위상각 위치들 중 하나 이상은 비트 레이트 제어기(42) 및 다른 목적들을 위해 다른 메모리 위치들에 액세스하기 위한 추가 어드레스 라인들을 사용해 스위칭될 수 있다. 그러한 목적들로는 동기화 프레임들을 식별하기, IP 또는 다른 패킷 프로토콜 시스템들에서 사용하기 위한 패킷 헤더들 식별하기, 또는 다른 이벤트들이나 조건들 식별하기를 들 수 있다. 이런 식으로, 수신 반송파들에서 "위치를 벗어난(out-of-position)" 비트들의 검출에는, 이벤트들 식별하기, 추가 데이터 제공하기, 안티-프라이버시(anti-privacy) 목적들을 위해 다중-반송파 시스템들에서 엔터테인먼트 컨텐츠의 비트 위치들 교환하기 등과 같은 의미들이 부여될 수 있다. 이러한 의미들은, 이러한 동작이 발생하는 "프레임"에서의 위치에 따라 변경될 수도 있다.
비트 레이트 제어기(42)의 특징은 대체로, 변조기가 배치되어 있는 시스템의 특징 및 아키텍처와 비트 레이트 또는 비트 위상각 위치들을 변경하는데 사용될 조 건들에 의존할 것이다. 일례로서, 비트 레이트 제어기(42)는 상태 머신, 마이크로컨트롤러 또는 마이크로프로세서로서 구성될 수도 있다. 상태 머신의 구성 및/또는 마이크로컨트롤러나 마이크로프로세서의 프로그래밍은, 당연히, 수행 중인 정확한 프로세스에 의존하고, 그것이 당업자에게는 일상적인 작업이다.
그러나, 일반적인 일례로서, 비트 레이트 제어기는 조건, 요청, 인터럽트, 이벤트 등의 존재를 감지하고, 조건, 요청, 인터럽트, 이벤트 등에 대한 특정 응답을 실시하기 위해, 소정 비트 수를 발생시키기 위한 그리고/또는 사인 반송파의 소정 위상각들에서 하나 이상의 비트 위치들을 설정하기 위한 데이터를 포함하는 메모리(32)의 위치로 어드레스를 어서트(assert)하도록 조건이 설정될 수도 있다. 추가 데이터가 인코딩 중이라면, 사인 반송파에서의 비트 위치들에 대한 하나의 위상각 설정은 제1 디지털 상태(예를 들어, "0")를 표현할 수 있고 사인 반송파에서의 비트 위치들에 대한 제2 위상각 설정은 제2 디지털 상태(예를 들어, "1")를 표현할 수 있다.
본 발명의 변조된 사인파들을 복조하기 위한 수신기는 하나 이상의 반송파들에서 하나 이상의 "위치를 벗어난" 비트들을 검출하고, 검출 및 조건에 할당된 의미들에 기초해, 상이한 동작들을 수행하도록 조건이 설정될 수도 있다. 본 발명에 따른 이 기술을 이용하는 것의 한가지 이점은, 펑크션에서의 이러한 증가가 통신 채널의 대역폭을 열화시키지 않는 상태에서 획득될 수 있다는 것을 의미하는, 검출된 데이터를 여전히 이용하는 동안에 이것이 실현될 수 있다는 것이다. 예를 들어, "위치를 벗어난" 인코딩 비트들을 제시하는 반송파는, 시스템이 채널의 반송파 수를 증가 또는 감소시키려 한다는 것을 알리는데 사용될 수 있다. 당업자들이라면, 본 발명의 이러한 추가적 예지 능력을 위한 용도들이 사실상 무제한적이며, 이들이, 이용되는 시스템의 특정 구성 및 최종 용도로 적응 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
D/A 컨버터(30)의 출력은 버퍼링될 수 있고 그리고/또는 여기에 개시되어 있는 다른 변조기들로부터의 D/A 컨버터들의 출력들과 믹싱될 수 있고, 그렇지 않다면, 예를 들어, 다양한 통신 채널들에 삽입하기 위한 신호들을 준비하는데 필요한 추가 변조 또는 주파수 변환에 의해, 추가적으로 조건이 설정될 수도 있다. 본 발명의 이 태양은, 이제부터 설명될 도 4A 및 도 4B에 예시되어 있다.
도 4A는 본 발명에 따른 통신 시스템들에서 송신을 위한 변조 반송파들을 준비하는데 사용될 수 있는 주파수 상향 변환기의 블록도이다. 국부 발진기(40)는 평형 RF 믹서(42)의 일 입력을 구동한다. 변조된 사인 반송파 세트가 평형 RF 믹서(42)의 다른 입력에 제시된다. 평형 RF 믹서(42)의 출력은 대역 통과 필터(44)를 통과한다. 상향 변환기로서 사용하기 위한 도 4A의 정렬은 RF 업계에 널리 공지되어 있다.
도 4B는 본 발명에 따른 통신 시스템들에서 수신된 변조 반송파 신호들을 하향 변환하는데 사용될 수 있는 주파수 하향 변환기의 블록도이다. 도 4A에서와 같이, 국부 발진기(40)가 평형 RF 믹서(42)의 일 입력을 구동한다. 수신된 RF 입력은 대역 통과 필터(46)를 통해 평형 RF 믹서(42)의 다른 입력에 제시된다. 평형 RF 믹서(42)의 출력은 여기에서 설명되는 유형의 검출기로 전달된다. 하향 변환기 로서 사용하기 위한 도 4B의 정렬 또한 RF 업계에 널리 공지되어 있다.
본 발명의 맥락에서의 상향 변환기들 및 하향 변환기들의 용도에 대한 일례로서, 1 MHz 범위의 주파수들에서의 반송파들은 동축 케이블 통신 채널들을 통한 송신을 위해 100 MHz 범위로 주파수 변환될 수 있고, 100 MHz 범위는 지상의 점 대 점 링크들 또는 위성 링크들과 같은 마이크로파-링크 통신 채널들을 통한 송신을 위해 기가헤르츠(GHz) 범위로 주파수 변환될 수 있다. 그러한 신호 조절 및 주파수 변환을 위한 기술들은 업계에 널리 공지되어 있다.
본 발명의 다른 태양은, 출력들이 본 발명의 기술들에 따라 다같이 믹싱되는, 각각이 변조된 사인 반송파를 발생시키기 위한 복수개의 예시적인 변조기 회로들의 블록도인 도 5A에 예시되어 있다. 변조기 회로들(50-1, 50-2, 50-3, 및 50-4)은 모두가 도 3에 예시된 바와 같이 구성될 수 있거나 다르게 구성될 수도 있다. 변조기 각각의 변조된 사인 반송파 출력은 믹싱 회로(52)로 공급된다. 믹싱 회로(52)는 업계에 공지되어 있는 바와 같이 간단한 합산 증폭기로서 구성될 수 있거나 다르게 구성될 수도 있다.
믹싱 회로(52)의 출력은 변조기 회로들(50-1, 50-2, 50-3, 및 50-4)로부터의 변조된 개개 사인 반송파들 모두를 포함하는 복합 파형(composite waveform)이다. 믹싱 회로(52) 출력에서의 복합 파형은, 예를 들어, 다양한 통신 채널들에 삽입하기 위한 신호들을 준비하는데 필요한 추가 변조 또는 주파수 변환에 의해, 추가적으로 조절될 수도 있다. 그러한 신호 조절 및 변환을 위한 기술들은 업계에 널리 공지되어 있다.
이제 도 5B를 참조하면, 블록도는, 출력들이 본 발명의 기술들에 따라 다같이 믹싱되는, 각각이 변조된 사인 반송파를 발생시키기 위한 복수개의 예시적인 변조기 회로들을 포함하는 시스템(60)을 나타낸다. 여기에서 설명되는 다중-주파수의 기본적인 위상 시프트 데이터 송신기는 반송파(들)의 기본적인 위상 시프트들을 사용해 디지털 데이터를 전달하는 방법의 다수 구현들 중 하나이다.
제어기(62)는 시스템의 감독 및 제어를 제공한다. 데이터 버퍼(64)는 그것의 소스로부터 입력되는 데이터를 저장한다. 입력 데이터는 외부 소스로부터 클로킹된다. 그것은 직렬 또는 병렬 포맷일 수 있다. 제어기(62)의 감독하에서 데이터 버퍼(64)는 상술된 바와 같은 기본적인 위상 변화의 (비트가 1이라면) 어서션(assertion)을 위한 또는 (비트가 0라면) 디어서션(de-assertion)을 위한 아주 적절한 시간에 특정 데이터 비트를 출력한다.
복수개의 시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6)은, 명칭이 의미하는 바와 같이, 클로킹될 때, 각각, 대응되는 복수개의 사인 파형 룩업 테이블들(LUT들;68-1 내지 68-6)을 구동하기 위한 어드레스 출력들을 시퀀싱하는 각각의 상태 머신들이다. 당업자들이라면, 본 발명의 실제 구현에 사용되는 그러한 시퀀서 상태 머신들의 수는 임의적이고 6개는 단지 예시적 일례로서 도시된 것이라는 것을 알 수 있을 것이다. 상태 머신들(66-1 내지 66-6) 각각은 본 발명의 원리들에 따른 사인 반송파들을 발생시키는데 사용되고, 예를 들어, 도 3과 관련하여 설명된 프로세스 또는 도 1A 및 도 1B의 변조된 사인 반송파를 발생시키는 등가 프로세스를 수행하도록 구성될 수도 있다.
사인파 LUT들(68-1 내지 68-6)은, ROM(Read Only Memory)과 유사한, 사전에 프로그램된 고정 메모리들(fixed preprogrammed memories)이다. 이 메모리들은, 각각의 입력 어드레스의 위치에 대해, 데이터 레지스터가 파(wave) 위치의 특정 위상 또는 각도에서 사인파의 진폭에 대한 특정 디지털 값을 유지하도록, 각각 프로그램된다. 어드레스들이 순차적으로 자극(stimulate)되는 일반적인 구현들에서, 데이터 출력은 사인파의 디지털 표현을 출력한다. 피크 진폭은 고정되어 있고 사인파의 주파수는 어드레스들이 시퀀싱되는 레이트(rate) 및 완전한 파를 구성하는 어드레스 스텝(step)들의 수에 직접적으로 대응된다.
시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6)은 각각 3개의 입력들, 즉, 클록, 데이터 및 리셋을 가진다. 클록은, 시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6)로 하여금, 어드레스들을 시퀀싱하여 LUT들(68-1 내지 68-6)로부터 사인파 신호를 발생하게 한다. 데이터 비트가 사인파의 적절한 위상 위치에 존재할 경우, 시퀀서는 그의 연관된 LUT가 그의 출력을 지연시켜 그의 출력에서 기본 위상 변화가 발생하게 할 것이다. 리셋은, 어서트(assert)될 때, 각각의 시퀀서 상태 머신을 공지 상태로 복귀시킨다.
LUT들(68-1 내지 68-6)은 각각 본질적으로 ROM(Read Only Memory)과 유사한, 사전에 프로그램된 고정 메모리이다. 이 메모리는, 각각의 입력 어드레스 위치에 대해, 데이터 레지스터가 파 위치의 특정 위상 또는 각도에서의 사인파의 진폭에 대한 특정 디지털 값을 보유하도록 프로그램된다. 어드레스들이 순차적으로 자극되는 일반적인 구현들에서, 데이터 출력은 사인파의 디지털 표현을 출력한다. 피 크 진폭은 고정되어 있고 사인파의 주파수는 어드레스들이 시퀀싱되는 속도 및 완전한 파를 구성하는 어드레스 스텝들의 수에 직접적으로 대응된다.
시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6)에 데이터를 분배하기 위해, 데이터 버퍼(64)로부터 데이터를 분배하는데 이용될 수 있는 다수 방식들이 존재한다. 앞서 언급한 바와 같이, 시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6) 각각을 위한 데이터 레이트는 상이할 것이다.
데이터를 분배하기 위한 예시적 일 방법은, 각각의 비트를 차례로, 후속 비트를 인코딩할 예정인 시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6) 중 하나로 분배하는 것이다. 이 방법을 여기에서는 "스트리밍(streaming)"이라고 할 수 있고, 데이터가 간단한 직렬 데이터 스트림의 형태이므로, 수신기에서 데이터의 재조립을 요하지 않는다는 이점을 가진다. 이 타이밍은, 일단 시스템 설계가 특정되고 반송파들의 수 및 주파수들이 판정되고 나면, 간단한 수학의 문제로서 유도될 수 있다. 데이터를 공지 시퀀스에 따라 데이터 분배기로부터 시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6) 중 적합한 하나로 게이팅(gating)하는 것에 대한 상세는 관례적인 디지털 회로 설계의 문제이다. 다시 도 2를 일례로서 참고하고 4 비트가 각각의 사인파 반송파 각각의 1/2 사이클로 인코딩될 것으로 가정하면, 위상각들(θ1, θ2, θ3, 및 θ4)의 각도 위치 각각을 위한 시간상의 절대 위치가 단일 프레임의 사인파 반송파 각각을 위해 쉽게 계산될 수 있다. 이러한 각각의 시간들 및 그것과 연관된 사인파 반송파들 중 하나가 컨트롤러(62)에 의해 후속 데이터 비트를 시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6) 중 적절한 하나로 분배하는데 사용될 수 있다.
데이터를 분배하는 예시적인 다른 방법은, 각각의 프레임을 위해, 시퀀서 상태 머신들(66-1 내지 66-6) 중 각각 하나에, 시퀀서가 현재 프레임에서 인코딩할 비트 수와 동일한 비트 수를 가진 데이터 블록을 할당하는 것이다. 일단 시스템 설계가 특정되고 반송파들의 수 및 주파수들이 판정되고 나면, 이 정보는 공지된다. 도 2의 예에서, 표 1은 각각의 반송파를 위해 매 프레임마다 사용될 비트 수를 나타낸다.
주파수 프레임당 사이클들 프레임당 비트들
250 Hz 10 160
275 Hz 11 176
300 Hz 12 192
325 Hz 13 208
350 Hz 14 224
375 Hz 15 240
400 Hz 16 256
당업자들이라면 알 수 있는 바와 같이, 인코딩 단에서의 데이터 분배 복잡도에 따라, 이러한 데이터 분배 방식은, 데이터 분배기가, 블록들이 해제되도록 준비되기 전에, 반송파 각각의 데이터 블록들이 채워지기를 기다려야 하기 때문에, 수신 단에서 그것이 지나치게 빠른 데이터 레이트를 수용하는 것이 가능하지 않을 수도 있다는 점에서 제한될 수 있다.
LUT들(68-1 내지 68-6)의 출력들이, 각각, D/A 컨버터들(70-1 내지 70-6)에 제시된다. D/A 컨버터들(70-1 내지 70-6)은 선형적으로 그리고 연속적으로 LUT들(68-1 내지 68-6)로부터의 8-비트 병렬 디지털 바이트를 합산 증폭기(72)의 입력으로 변환한다. 합산 증폭기(72)는, 연산 증폭기를 사용해 수개의 개별 아날로그 신호들을 선형적으로 다같이 가산하여 하나의 복합 신호를 발생시키는 회로의 통상적인 구성이다.
본 발명에 따른 복조 기술은 변조된 반송파를 검출하고 그것을 점검하여 반송파의 사인 함수가 각각의 위상각(θn)에 수반되는 구간(△θ)에서 변경되었는지의 여부를 판정한다. 예를 들어, 반송파가 위상각(θn)에 수반되는 짧은 구간(△θ) 동안 진폭(Y=sinθn)을 유지하는 것에 의해 변조되었다면, 변조된 반송파를 점검하여, 위상각(θn)에 수반되는 구간(△θ) 동안 Y=sinθn인지 또는 진폭이 각각의 위상각(θn)에 수반되는 구간(△θ) 동안 함수(Y=sinθ)를 따르는지를 판정한다. 그러한 점검은, 예를 들어, 검출된 사인파 반송파를 반송파와 동일한 주파수 및 위상을 가진 기준 사인 신호와 믹싱(mixing)하여 기준 사인 신호와 변조 반송파간의 위상차들을 검출하는 것에 의해 또는 변조 반송파에 대해 FFT(fast fourier transform) 분석을 수행하는 것에 의해, 실현될 수도 있다. 그러한 복조기는 반송파들 중 하나 이상에 배치되어 있는 "위치를 벗어난(out-of-position)" 비트들을 검출하기 위한 회로도 포함할 수 있다.
도 6은, 본 발명의 기술들에 따라 변조된 사인 반송파로부터 정보를 추출하기 위한 예시적 복조기 회로의 블록도이다. 먼저, 입력되는 변조된 사인 반송파가 신호 입력 조절 블록(80)에 제시된다. 신호 입력 조절 블록(80)내의 회로의 특징은 통신 채널에서 사용되는 송신 매체에 의존할 것이다. 예를 들어, 송신 매체가 전화망에서 마주치게 될 트위스트 페어 케이블(twisted pair cable)이라면, 신호 입력 조절 블록(80)은 차분선 수신기(differential line receiver)로부터 형성될 수 있다. 송신 매체가 무선(radio) 또는 위성 통신 시스템에서 마주치게 될 무선 또는 마이크로파 송신기라면, 신호 입력 조절 블록(80)은, 사용되는 RF 시스템에 적용 가능하다면, 안테나들, RF 증폭기들, 하향 변환기들 및 RF 검출기들을 포함하는, 보통의 RF 및 IF 전단(front end) 회로로 이루어질 수도 있다.
신호 입력 조절 블록(80)의 출력이 협대역 통과 필터(narrow bandpass filter)(82)에 제시된다. 협대역 통과 필터(82)는 적어도 약 100의 Q를 가져야 한다. 협대역 통과 필터(82)의 중심 주파수는 변조된 사인 반송파의 주파수이도록 선택된다. 협대역 통과 필터(82)로부터의 신호는 증폭기(84)에서 증폭되고 이중 평형 믹서(double-balanced mixer)(86)의 한쪽에 제시된다. 이중 평형 믹서(86)의 다른 쪽에는 NCO(numerically-controlled oscillator)(88)의 출력이 공급된다. NCO(88)의 주파수 및 위상은 대역 통과 필터(82)의 통과 대역 내의 변조된 사인파들 중 하나의 주파수 및 위상으로 설정된다.
통신 채널내에서 복수개의 변조 반송파들을 이용하는 본 발명에 따른 통신 시스템에서, 반송파들 각각을 별도로 복조하여 인코딩 데이터를 추출하기 위한 준비가 수행된다. 이제 도 7을 참조하면, 블록도는 복수개의 예시적 평형 믹서들(92, 94, 96, 98, 100, 및 102)을 구동하는 입력 라인(90)을 나타낸다. 도 7에는 6개의 평형 믹서들이 도시되어 있지만, 당업자들이라면, 도 5A의 변조기 회로에 의해 몇개의 상이한 주파수 변조 사인파들이 발생되었는지에 따라, 임의 수의 평형 믹서들이 사용될 수 있다는 것을 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
평형 믹서들(92, 94, 96, 98, 100, 및 102)은 NCO 다중-사인파 발생기(104)의 출력들로부터도 구동된다. 각각의 출력은, 디지털 인코딩된 정보가 추출될 사인파-변조 반송파들의 주파수들 중 하나에서의 사인 파형이다. 평형 믹서들(92, 94, 96, 98, 100, 및 102)의 출력들은 공지 기술들에 따른 데이터 컨벌루터(data convoluter)(106)에서 직렬 또는 병렬의 출력 데이터 스트림으로 조합된다.
데이터 컨벌루터(106)는 개개의 변조 사인파들로부터의 디지털 데이터를 재조립한다. 개개의 변조 사인파들은 상이한 주파수들을 갖기 때문에, 각각으로부터의 데이터의 n 비트가 상이한 레이트로 도달한다. 예를 들어, 3 KHz 미만의 전화선 대역폭을 사용하는 시스템에서, 반송파 주파수들은 1 KHz, 1.2 KHz, 1.4 KHz,…, 3 KHz일 수 있다. 1 KHz 반송파의 데이터는 1㎳ 당 n 비트의 레이트로 도달한다. 3 KHz 반송파의 데이터는 그 레이트의 3배로 도달한다. 상이한 반송파들로부터의 데이터의 재조립은 IP 패킷 네트워크에서 패킷 데이터를 재조립하는 것과 크게 다르지 않다. 다양한 공지 기술들이 이용될 수 있다. 당업자들이라면, 재조립 프로세스의 세부 사항들이, 데이터가 다중-반송파 시스템에서 수개 반송파들 사이에서 분할된 방식에 따라 달라질 것이라는 것을 이해할 수 있을 것이다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 하나의 반송파가 통신의 하나 이상의 태양들을 위해 필요한 제어 정보, 또는 제어 정보와 데이터의 조합을 전달하는데 이용될 수 있다. 통신 채널에서 요구되는 제어 정보의 양에 따라, 제어 정보는 최저 데이터 레이트(즉, 전술한 예에서의 1 KHz 반송파) 또는 최고 데이터 레이트(즉, 전술한 예에서의 3 KHz 반송파)를 가진 반송파에서, 또는 다른 반송파들 중 하나에서 인코딩될 수 있다.
이제 도 8을 참조하면, 본 발명의 원리들에 따라 변조된 사인 반송파를 복조하기 위한 대안적인 회로 및 방법이 도시되어 있다. 이 복조기는, 일루미네이트된 도트(illuminated dot)가 수신된 변조 사인파의 레벨을 표현하는 이동 도트 LED 디스플레이(moving dot LED display)를 구동하는 것에 의해 동작한다. (도 1A의 위상각(θ4)에서 도시된 바와 같이) 1 비트로 변조된 반송파 부분들에서의 전압 레벨은 좀더 긴 주기 동안 일정하게 유지되지만, (도 1A의 위상각(θ4)에서 도시된 바와 같이) 사인 반송파의 변조되지 않은 부분들 및 0 비트로 변조된 반송파 부분들에 대한 전압은 비교적 빠르게 변하기 때문에, 도 1A의 위상각(θ4)에서 시작하는 전압 레벨에 대응되는 LED는 좀더 긴 시간 동안 좀더 밝을 것이다. 휘도에서의 이 차이가 감지되고 디코딩된다. 이것이 기본 표준(B.S.)이다. 어떤 것도 이런 역할을 하지 않을 것이다.
도 8의 복조기 회로는 변조된 사인파들 중 하나를 로직 및 LED 드라이버 회로(110)에 입력한다. 본 발명의 일 실시예에서, 로직 및 LED 드라이버 회로(110)는 캘리포니아주 산타 클라라(Santa Clara)의 National Semiconductor Corporation으로부터 입수 가능한 LM3914 집적 회로와 같은 도트 바(dot bar) 디스플레이 집적 회로일 수 있다. LM3914는, 아날로그 전압 레벨들을 감지하고 복수개 LED들을 구동하기 위한 출력들을 가짐으로써 선형 아날로그 디스플레이를 제공하는 모놀리식 집적 회로(monolithic integrated circuit)이다. 디스플레이는 이동 도트 디스플레이로서 구성될 수 있다. 로직 및 LED 드라이버 회로(110)의 출력들은 5개의 광분리기(optoisolator) 회로들(112-1 내지 112-5)을 구동하는 것으로 도시되어 있다. 각각의 광분리기 회로는 포토트랜지스터에 광학적으로 연결되어 있는 LED를 포함한다. LED는 양 전위(positive potential)에 연결되어 있는 애노드와 로직 및 LED 드라이버 회로(110)의 출력들 중 하나에 연결되어 있는 캐소드를 가진다. 도 8에서, 포토트랜지스터들의 이미터들은 접지되는 것으로 도시되어 있고 컬렉터들은 함께 연결되고 레지스터(114)를 통해 양의 전압 전위에 연결되는 것으로 도시되어 있지만, 당업자들이라면, 다른 회로 구성들이 이용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
"0" 비트와 "1" 비트간의 차이는, 도통 중인 포토트랜지스터들 중 하나에 의해 인출(draw)되는 좀더 높은 전류로 인한 "1" 비트를 위한 레지스터(114)의 아래쪽에서의 좀더 낮은 전압이다. 어떤 비트가 감지 중인지를 판정하기 위한 전압 레벨의 타이밍은 특정 시스템에서 이용 가능한 전압, 위상, 및 프레임 정보로부터 쉽게 유도된다.
당업자들이라면, 도 8의 구성이 광범위한 주파수 범위에 걸쳐 동작할 것이라는 것을 알 수 있을 것이고, 응답 시간들이 의도된 용도의 주파수를 위해 적합하다는 것을 보장하기 위해 좀더 높은 주파수들에서 사용하기 위해 의도되는 이러한 회로에 대해 컴포넌트들의 선택에 신중을 기해야 한다는 것을 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 일 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 전화선 또는 다른 트위스트 페어 통신선의 한쪽 단에 삽입한다. 바람직하게는, 보호 대역량만큼 주파수 분리된 복수개의 그러한 변조 반송파들이 라인(line)에 주입된다. 복조기가 전화선 또는 다른 트위스트 페어 통신선의 다른 쪽 단에 연결된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기는 라인의 각각의 단에 배치될 수 있고 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기와 복조기는 통신에 사용될 비트 레이트를 교섭(negotiate)할 수 있다.
이제 도 9A 및 도 9B를 참조하면, 블록도들은 통신 매체로서 와이어 선을 이용하는, 본 발명에 따른 양방향 통신 시스템(120)을 예시한다. 도 9A는, 전화선 또는 다른 와이어-페어 통신선을 통신 매체로서 사용하는, 본 발명에 따른 통신 시스템을 나타낸다. 사용자 국들(122-1 및 122-2)은, 각각, (컴퓨터와 같은) 입력 장치(124-1 및 124-2)를 포함한다. 당업자들이라면, 사용자 국들(122-1 및 122-2) 중 하나가 ISP(internet service provider)와 같은 제공자일 수도 있다는 것과 다수의 사용자 국들이, 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 하나의 ISP에 접속될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
또한, 각각의 국은, 각각, 변조기/복조기 및 I/O-신호-조절 유닛(126-1 및 126-2)을 포함한다. 변조기/복조기는 여기에서 개시된 바와 같이 구성될 수 있다. 당업자들이라면 이해할 수 있는 바와 같이, I/O-신호-조절 유닛은, 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 와이어 페어 통신선들(128)을 통해 전화 회사의 전화국(telco central office)(130)으로 송신하기 위한 변조 신호들을 준비하는 기능을 한다.
도 9B는, 전력선을 통신 매체로서 이용하는 BPL(broadband-over-power-line) 기술을 사용하는, 본 발명에 따른 통신 시스템(140)을 나타낸다. 사용자 국들(142-1 및 142-2)은, 각각, (컴퓨터와 같은) 입력 장치(144-1 및 144-2)를 포함한다. 당업자들이라면, 사용자 국들(142-1 및 142-2) 각각이 서로와 점 대 점으로 통신할 수 있거나 (도시되어 있지 않은) 다른 사용자 국들을 포함하는 LAN(local-area network) 환경의 사용자 국들 또는 서버들일 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
또한, 각각의 국은, 각각, 변조기/복조기 및 I/O-신호-조절 유닛(146-1 및 146-2)을 포함한다. 변조기/복조기는 여기에서 개시된 바와 같이 구성될 수도 있다. 당업자들이라면 이해할 수 있는 바와 같이, I/O-신호-조절 유닛은, 업계에 공지되어 있는 바와 같이, (감압 변압기(step-down transformer)들을 통해) 4.8KV 분배 변압기(150)로 공급되는 전력선들(148)을 통해 변조 신호들을 송수신하기 위해 사용자 국들을 사무실 또는 주거지의 전기 콘센트들에 연결하는 기능을 한다. 분배 변압기(150)에 의해 제공되는 분배 트리(tree)를 벗어난 위치들로부터 입력되거나 출력되는 데이터는, BPL 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 예를 들어, 광 섬유 케이블(152) 내지 I/O 연결 회로(154)를 통해 분배 변압기(150) 내부 및 외부에서 연결될 수 있다. 광 섬유 케이블(152)은, 통신 업계에 공지되어 있는 바와 같이, ISP 또는 다른 서버 엔티티에 연결될 수 있다.
본 발명에 따른 다른 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 동축 케이블 통신선의 한쪽 단에 삽입한다. 변조 반송파들은 동축 케이블선에 삽입되기 전에 주파수 상향 변환될 수도 있다. 바람직하게는, 보호 대역량만큼 주파수 분리된, 복수개의 그러한 변조 반송파들이 라인에 삽입된다. 복조기는 동축 케이블 통신선의 다른쪽 단에 연결된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 변조기 및 복조기는 라인의 각각의 단에 배치될 수 있고, 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기와 복조기는 통신에 사용될 비트 레이트를 교섭할 수 있다. 본 발명의 이 태양이 도 10에 도시되어 있다.
이제 도 10을 참조하면, 블록도는, CATV(cable television) 시스템에서 찾아볼 수 있는 것과 같은, 동축 케이블 통신선을 통신 매체로서 이용하는, 본 발명에 따른 양방향 통신 시스템(160)을 예시한다. 사용자 국들(162-1 및 162-2)은, 각각, (컴퓨터와 같은) 입력 장치(164-1 및 164-2)를 포함한다. 당업자들이라면, 사용자 국들(162-1 및 162-2) 중 하나는 ISP(internet service provider)와 같은 제공자일 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
또한, 각각의 국은, 각각, 변조기/복조기 및 I/O-신호-조절 유닛(166-1 및 166-2)을 포함한다. 변조기/복조기는 여기에서 설명되는 바와 같이 구성될 수도 있다. 당업자들이라면 이해할 수 있는 바와 같이, I/O-신호-조절 유닛은, 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 동축 케이블 통신선(168)을 통해 CATV 헤드 엔드(170)에 송신하기 위한 변조 신호들을 준비하는 기능을 한다.
본 발명에 따른 다른 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 발생시키고 RF(radio-frequency) 반송파를 하나 이상의 변조 반송파로 추가 변조하여 무선 RF 신호를 형성한다. 변조 반송파들은 RF 변조되기 전에 주파수 상향 변환될 수도 있다. 바람직하게는, 보호 대역량만큼 주파수 분리된, 복수개의 그러한 변조 반송파들이 RF 변조된다. 그 다음, RF 변조 신호는 송신된다. 그 다음, 송신된 RF-변조 신호는 지상의 RF 수신기에 의해 검출된다. 복조기가 지상의 RF 수신기에 연결된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기와 복조기가 통신에 사용될 비트 레이트를 교섭할 수 있다. 본 발명의 이 태양이 도 11에 도시되어 있다.
이제 도 11을 참조하면, 블록도는, 지상의 RF 무선 통신선을 통신 매체로서 이용하는, 본 발명에 따른 양방향 통신 시스템(180)을 예시한다. 사용자 국들(182-1 및 182-2)은, 각각, (컴퓨터와 같은) 입력 장치(184-1 및 184-2)를 포함한다. 당업자들이라면, 사용자 국들(182-1 및 182-2) 중 하나는 ISP와 같은 제공자일 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
또한, 각각의 국은, 각각, 변조기/복조기 및 I/O-신호-조절 유닛(186-1 및 186-2)을 포함한다. 변조기/복조기는 여기에서 개시된 바와 같이 구성될 수도 있다. 당업자들이라면 이해할 수 있는 바와 같이, I/O-신호-조절 유닛은, 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 무선 송수신을 위한 변조 신호들을 준비하는 기능을 한다. RF 송수신기들(188-1 및 188-2)은 사인 반송파들을 RF 변조하고 변조된 사인 반송파들을 송신하는데 뿐만 아니라 다른 국으로부터 송신되는 RF 신호들을 수신하고 복조하는데도 사용된다. 그러한 RF 장비는 RF 송수신 업계에 널리 공지되어 있다. 여기에서 사용되는 바와 같이, "RF"라는 용어는 최대 약 500 KHz 사이의 주파수 스펙트럼과 주파수 스펙트럼의 VHF 및 UHF 부분뿐만 아니라 주파수 스펙트럼의 마이크로파 부분을 포함하는 주파수 스펙트럼을 망라하는 것이다.
본 발명에 따른 또 다른 통신 시스템은 변조기를 이용해 본 발명에 따른 하나 이상의 변조 반송파를 발생시키고 RF 반송파를 하나 이상의 변조 반송파로 추가 변조하여 무선 RF 신호를 형성한다. 변조 반송파들은 RF 변조되기 전에 주파수 상향 변환될 수 있다. 바람직하게는, 보호 대역량만큼 주파수 분리된, 복수개의 그러한 변조 반송파들이 RF 변조된다. 그 다음, RF 변조 신호는 주회 궤도(earth-orbiting) 또는 다른 인공 위성이나 우주선에 송신된다. 복조기가 주회 궤도 또는 다른 인공 위성이나 우주선의 RF 수신기에 연결된다. 그 다음, 주회 궤도 또는 다른 인공 위성이나 우주선은 RF 신호를 다른 RF 수신기로 재송신할 수 있거나 국지적 용도를 위해 그것을 복조할 수도 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 통신은 양방향 통신일 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 변조기와 복조기는 통신에 사용될 비트 레이트를 교섭할 수 있다. 본 발명의 이 태양이 도 12에 도시되어 있다.
이제 도 12를 참조하면, 블록도는, 인공 위성의 무선 통신선을 통신 매체로서 이용하는, 본 발명에 따른 양방향 통신 시스템(190)을 예시한다. 사용자 국들(192-1 및 192-2)은, 각각, (컴퓨터와 같은) 입력 장치(194-1 및 194-2)를 포함한다. 당업자들이라면, 사용자 국들(192-1 및 192-2) 중 하나는 ISP와 같은 제공자일 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
또한, 각각의 국은, 각각, 변조기/복조기 및 I/O-신호-조절 유닛(196-1 및 196-2)을 포함한다. 변조기/복조기는 여기에서 개시된 바와 같이 구성될 수도 있다. 당업자들이라면 이해할 수 있는 바와 같이, I/O-신호-조절 유닛은, 업계에 공지되어 있는 바와 같이, 무선 송수신을 위한 변조 신호들을 준비하는 기능을 한다. 위성국들(198-1 및 198-2)은 사인 반송파들을 마이크로파 변조하고 변조된 사인 반송파들을 인공 위성(200)으로 송신하는데 뿐만 아니라 인공 위성(200)을 경유하여 다른 국으로부터 송신되는 마이크로파 신호들을 수신하고 복조하는데도 사용된다. 그러한 위성 장비는 마이크로파 송수신 업계에 널리 공지되어 있다.
앞서 개시된 바와 같이, 도 3 내지 도 8에 도시된 변조기 및 복조기 회로들은 단지 예시일 뿐이고 다른 변조 및 복조 솔루션들이 본 발명의 범위 내에서 고려된다. 당업자들이라면, 디지털 신호 처리 기술들이 본 발명에 따른 통신 시스템에 사용되어 도 2에 도시된 바와 같은 하나 이상의 변조 사인 반송파를 발생시키고 하나 이상의 사인 반송파를 복조할 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러한 DSP 변조기들 및 복조기들이, 각각, 도 13 및 도 14에 도시되어 있다.
FFT(Fast Fourier Transform)는 시간 도메인의 신호들을 주파수 도메인의 표현들로 변환하는 수학적 방법이다. 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)는 병렬 디지털 데이터 형태의 주파수 계수들을 취하고 그들을 시간 도메인에서의 연속적인 주기 신호로 변환하는 것에 의해 프로세스를 반전시킨다. IFFT는 본 발명에 따른 변조된 사인파 신호들을 발생시키는데 사용될 수 있고, FFT는 변조된 사인파 신호들을 본 발명에 따라 복조하는데 사용될 수 있다. 당업자들이라면 알 수 있는 바와 같이, 본 발명에 따른 변조 및 복조를 위한 FFT 및 IFFT 기술들은, 프로세싱 엔진 클록 레이트들과 A/D 및 D/A 변환 속도들이 변조 또는 복조될 최고 주파수의 변조 사인 반송파 주파수의 약 6배인 주파수들에 이르기까지 유용하다.
이제 도 13을 참조하면, 주파수 계수들이 IFFT 블록(210)에 제시된다. 공지의 DSP 기술들이 사용되어 IFFT 블록(210)을 구성한다. IFFT는 오디오 반송파 각각의 디지털 표현을, 요구되는 정확한 기본적인 위상 시프트 신호들로 변조한다. 그 다음, IFFT 블록(210)으로부터 출력되는 시간 도메인 데이터가 D/A(Digital to Analog) 컨버터(212)로 공급되어 시간 도메인 신호를 생성한다. IFFT 블록(210) 및 D/A 컨버터(212)를 위한 통상적인 해상도(resolution)는 약 8 비트보다 많다. D/A 컨버터(212)는 매 초마다 100K 이상의 변환들을 수행하기에 충분할 정도로 빨라야 한다.
D/A 컨버터의 출력은 저역 통과 필터(214)에 의해 필터링된다. 출력 신호의 필터링은, 반송파 각각의 정보 내용을 손상시키지 않고 고주파수 잡음을 제거하는 것으로 한정된다. 이를 위해, 저역 통과 필터(214)는, 예를 들어, 6-폴 버터워스 필터(6-pole butterworth filter)로서 또는 60dB/옥타브의 기울기를 가진 제로-그룹-지연 실현(zero-group-delay realization)으로서 구현될 수 있다.
이제 도 14를 참조하면, 본 발명에 따른 복조기 회로의 FFT DSP 실시예가 도시되어 있다. FFT 기술들은 업계에 널리 공지되어 있다. 복조기 회로는 A/D 컨버터(216) 및 FFT 블록(218)을 포함한다.
이제 도 15를 참조하면, 블록도는, 본 발명에 따른 통신 시스템이 기존의 모뎀 프로토콜과 함께 사용될 수 있는 방법을 예시한다. 도 15는 V.90 모뎀 프로토콜을 사용하는 그러한 시스템(220)을 도시하지만, 도 15 및 첨부된 설명서를 살펴본 당업자들이라면, 다른 모뎀 프로토콜들이 본 발명에 통합될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
전화기 하이브리드(phone hybrid)(222)는 모뎀과 물리적 전화망 사이에 인터페이스를 제공한다. 또한, 하이브리드는 모뎀의 송신측과 수신측 간 분리(isolation)를 제공하여, 임피던스들을 정합하고 국지적 송신기에 의한 수신기에서의 잡음 발생을 감소시키는 것에 의해, 동작을 향상시킨다.
스위치(224)는 하이브리드의 접속을 표준 V.90 모뎀(226)이나 도 15의 소자들 중 나머지로부터 구성되는 다중 주파수 모뎀으로 전환한다. 스위치의 상태는 마이크로컨트롤러(228)의 제어에 따른다. 마이크로컨트롤러(228)는 시스템의 전반적인 동작을 제어한다. 그것은, RAM, ROM 및 CPU를 포함하는 자국 중심의(self-contained) 마이크로-프로세싱 유닛이다. 그것은 10/100 이더넷 또는 USB(Universal Serial Bus)(230)와 V.90 모뎀(226)이나 도 15의 소자들 중 나머지로부터 구성되는 다중 주파수 모뎀 사이에 인터페이스를 제공한다. V.90 모뎀은 업계에 널리 공지되어 있는 표준 "56K" 모뎀이다. V.90 모뎀은, 상술된 유닛에 의해 제공되는 고속 링크로 전환하기 전에, 모뎀이 표준 저속에서 통신할 수 있는 능력을 제공한다.
또한, 마이크로컨트롤러(228)는 IFFT 및 FFT 블록들(232 및 234)로의 인터페이스를 명령하고 제어한다. 마이크로컨트롤러(228)는 10/100 및 USB 버스(230)로부터 데이터를 수신하고 그것을 IFFT(232)로의 적합한 출력으로 포맷하여 전화선으로 출력하기 위한 필요한 신호들을 발생시킨다. 또한, 마이크로컨트롤러(228)는 FFT 블록(234)으로부터 디지털 워드(digital word)들을 수신하고, 이 디지털 워드들은 10/100 및 USB 버스(230)로 전달하기 전에, 데이터 내용을 위해 이들 디지털 워드들을 해석한다. 마이크로컨트롤러를 위한 시스템 클록은 타이밍 발생기(236)에 의해 제공된다. 타이밍 발생기(236)는 시스템 동작을 위한 클록들 및 시스템 동기화를 제공한다.
IFFT 블록(232)은, 주파수 도메인의 신호를 표현하는 디지털 워드들을 시간 도메인의 신호로 변환하는 DSP(digital signal processing) 프로세스이다. 주파수 도메인 파라미터들을 표현하는 디지털 워드(들)는 IFFT(232)로 병렬 공급된다. IFFT(232)는 시간 도메인에서 발생될 아날로그 신호들을 표현하는 병렬 디지털 워드들의 순차적 스트림을 출력한다. IFFT(232)로부터의 그러한 데이터 스트림은 D/A 컨버터(238)로 공급되는데, D/A 컨버터(238)는 병렬 디지털 데이터의 시퀀스를, 시간에 걸쳐, IFFT(232)로 입력된 주파수 파라미터들을 표현하는 연속적인 아날로그 신호를 발생시키는 아날로그 레벨들의 시퀀스로 변환한다. IFFT 변환의 변환 클록 및 동기화는 타이밍 발생기(236)에 의해 제공된다.
16-비트 D/A 컨버터(238)는 선형적으로 그리고 연속적으로 IFFT 블록(232)의 출력으로부터의 병렬 16-비트 디지털 워드를 대표 아날로그 레벨로 변환한다. 아날로그 출력 샘플들의 연속적이고 순차적인 스트림은, 시간에 걸쳐, 스위치(224) 및 하이브리드(222)를 통해 전화선으로 공급되는 복합적인 출력 아날로그 신호를 발생시킨다. 아날로그 신호를 구성하기 위한 샘플링 레이트는 타이밍 발생기(236)에 의해 판정된다.
16-비트 A/D 블록(240)은 하이브리드(222)로부터 스위치(224)를 통해 출력되는 아날로그를, 샘플링된 아날로그 레벨 각각을 표현하는 16-비트 디지털 워드들로 선형적으로 변환한다. 16-비트 샘플들은 FFT(234)의 입력으로 병렬 공급된다. 디지털 워드들에 대한 아날로그 신호들의 샘플링 레이트는 타이밍 발생기(236)에 의해 판정된다.
FFT(234)는, 시간 도메인의 아날로그 신호들을 주파수 도메인에서의 신호에 대한 디지털 표현으로 변환하는 DSP 프로세스이다. A/D 컨버터(240)로부터의 시간 도메인 샘플들을 표현하는 디지털 워드들은 FFT(234)로 병렬 공급된다. 그 후에, FFT(234)는 샘플링된 시간 도메인 (아날로그) 신호의 주파수 성분들을 표현하는 병렬 디지털 워드(들)를 마이크로컨트롤러(228)에 출력한다. FFT 변환의 변환 클록 및 동기화는 타이밍 발생기(236)에 의해 제공된다.
시스템(220)은 V.90 모뎀을 사용해 접속을 교섭한다. 다른 국이 본 발명의 기술들을 사용해 통신할 수 있다고 지시한다면, 마이크로컨트롤러(228)는, 스위치(224)를 D/A 컨버터(238)에 접속시키고 A/D 컨버터(240)를, V.90 모뎀 대신, 하이브리드(222)에 접속시킨다.
이제 도 16을 참조하면, 블록도는 예시적인 다중-주파수 사인파 수신기(250)를 도시한다. 이 도면 및 관련 설명은 다중-주파수 시스템에서 사용되는 다수 반송파들 중 하나의 수신을 위한 것이다. 실제 시스템은, 이러한 변조 기술을 사용해 막대한 양의 데이터를 송신하기 위해, 상이한 주파수들에서 함께 동작하는 수개의 이러한 수신기들을 가질 것이다.
전치 증폭기(252)는 입력 신호를 증폭하여 대역 통과 필터(254)의 삽입 손실을 보상한다. 대역 통과 필터(254)는 신호를 필터링하여 대역을 벗어난 간섭(out-of-band interference)을 감소시킨다. 후치 증폭기(256)는 필터링된 신호를 증폭하여 대역 통과 필터(254)의 삽입 손실을 보상하고 신호 레벨을 평형 믹서(258)에 의해 필요로 되는 신호 레벨로 상승시킨다.
이중 평형 믹서(258)는 입력 신호를 국부 발진기의 출력과 혼합하여 2개의 신호들의 합과 차를 발생시킨다. 국부 발진기는, 입력 신호가 0-볼트 레벨을 교차할 때 출력을 발생시키는 제로 교차점 검출기(zero crossing detector)(260)로부터 형성될 수 있다. 제로 교차점 검출기(260)는 국부 발진기로서 동작하는 반송파 재생기(carrier regenerator)(262) 및 데이터 클록을 발생시키는 PLL(phase lock loop)(264)을 위한 기준을 발생시키는데 사용된다. 반송파 재생기는 제로 교차점 검출기의 출력을 취하고 입력 신호의 주파수 및 위상과 동일한 주파수 및 위상의 국부 발진기 출력을 생성한다. PLL(264)은 제로 교차점 검출기(260)의 출력을 사용해 비교기(268)의 출력에서 검색 데이터를 클로킹하는데 사용되는 고주파수 클록을 발생시킨다.
저역 통과 필터(266)는 믹서(258)의 출력으로부터 합산 주파수 성분을 제거함으로써, 국부 발진기에 대한 입력 신호와 기준 신호간의 절대적 위상차를 표현하는 차이 성분(difference component)을 남긴다. 비교기(268)는 믹서(258)로부터의 차이 신호를 정해진 기준과 비교하여, 입력 신호가 기준 신호보다 높을 때 출력을 발생시킨다. "1"의 데이터 비트 값이 존재한다는 것을 지시하는 출력은, 입력과 국부 발진기 사이에 위상차가 존재한다는 것을 지시한다.
마이크로컨트롤러(272)의 제어에 따르는 클록 정렬 블록(clock alignment block)(270)은 가변 지연 회로를 통해 데이터 클록을 정렬한다. 데이터 비트들이 있는 신호의 위상에서의 위치에 대한 사전 지식을 사용하여, 이 회로는 비교기로부터 출력되는 공지의 유효 데이터 비트들과 정렬되어 있지 않은 데이터 클록 펄스들을 필터링한다. 데이터는, 비교기(268)의 출력으로부터 클로킹된 데이터 비트들을 위한 수집 리포지토리(gathering repository)로서 사용되는 다단 시프트 레지스터(multi-stage shift register)(274)로 클로킹된다. 마이크로컨트롤러(272)는 수신기의 동작을 모니터링하고 제어하는 사전에 프로그램된 장치이다. 마이크로컨트롤러(272)는 시프트 레지스터에 저장되어 있는 수신 데이터를 다른 영역들로 전달한다.
마이크로컨트롤러(272)는 또한 "위치를 벗어난(out-of-position)" 비트들을 검출하고 그 검출을 여기에서 설명되는 시스템에 의해 사용될 수 있는 이벤트로서 보고한다.
예시적인 실시예를 참조하여 본 발명이 설명되었지만, 당업자들이라면, 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 다양한 변경들이 행해질 수 있고 등가물들로 그의 요소들이 대체될 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (80)

  1. 선택된 위상각들(θn)에서 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터 정보를 디코딩하기 위한 방법으로서, 상기 파형은 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 갖고, 상기 파형은 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 가지며, 상기 파형은 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서는 Y=sinθ와는 상이한 것에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가지며, 상기 방법은,
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형을 수신하는 단계;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터, 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형과 일정한 위상 관계를 갖는 기준 사인 파형을 발생시키는 단계;
    상기 기준 사인 파형과 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 평형 믹서(balanced mixer)에서 믹싱하는 단계;
    상기 사인 파형의 극소들 및 극대들로부터 동기 펄스들을 발생시키는 단계;
    상기 평형 믹서로부터 상기 인코딩된 디지털 데이터를 추출하는 단계; 및
    상기 동기 펄스들을 이용하여 상기 추출된 디지털 데이터를 워드들로 조립하 는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 선택된 위상각들(θn)에서 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터 정보를 디코딩하기 위한 방법으로서, 상기 파형은 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 갖고, 상기 파형은 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 가지며, 상기 파형은 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서는 Y=sinθ와는 상이한 것에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가지며, 상기 방법은,
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형을 수신하는 단계;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형을 디지털화하는 단계;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형과 일정한 위상 관계를 갖는 디지털 기준 사인 파형을 발생시키는 단계;
    상기 사인 파형의 극소들 및 극대들로부터 동기 펄스들을 발생시키는 단계;
    상기 기준 사인 파형 및 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형에 대해 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : inverse fast fourier transform) 디지털 신호 처리를 수행하여 상기 디지털 데이터를 추출하는 단계; 및
    상기 동기 펄스들을 이용하여 상기 추출된 디지털 데이터를 워드들로 조립하는 단계
    를 포함하는 방법.
  3. 통신 매체에서 통신하기 위한 통신 시스템으로서,
    제1 국; 및
    상기 통신 매체를 통해 상기 제1 국에 연결되어 있는 제2 국
    을 포함하며,
    상기 제1 국은,
    선택된 위상각들(θn)에서 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 발생시키기 위한 인코더 - 상기 파형은 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 갖고, 상기 파형은 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 가지며, 상기 파형은 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서는 Y=sinθ와는 상이한 것에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가짐 - ; 및
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 상기 매체를 통해 송신하기 위한 송신기를 포함하고,
    상기 제2 국은,
    상기 제1 국으로부터 상기 매체를 통해 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 수신하기 위한 수신기;
    상기 적어도 하나의 사인 파형의 극소들 및 극대들로부터 동기 펄스들을 발생시키기 위한 회로;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형으로부터 상기 디지털 데이터를 추출하기 위한 디코더; 및
    상기 동기 펄스들을 이용하여 상기 추출된 디지털 데이터를 워드들로 조립하기 위한 회로를 포함하는 통신 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 통신 매체는 유선 시스템인 통신 시스템.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 통신 매체는 전화기 시스템인 통신 시스템.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 통신 매체는 전력 분배 시스템인 통신 시스템.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 통신 매체는 동축 케이블인 통신 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 통신 매체는 케이블 텔레비전 시스템인 통신 시스템.
  9. 제3항에 있어서,
    상기 통신 매체는 지상 무선 채널인 통신 시스템.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 통신 매체는 무선 주파수 채널인 통신 시스템.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 통신 매체는 텔레비전 채널인 통신 시스템.
  12. 제3항에 있어서,
    상기 통신 매체는 마이크로파 링크인 통신 시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1 국은 지구국이고 상기 제2 국은 우주국인 통신 시스템.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제2 국은 우주선에 탑재되는(on board a spacecraft) 통신 시스템.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 제2 국은 인공 위성인 통신 시스템.
  16. 제3항에 있어서,
    상기 통신 매체를 통해 상기 제2 국에 연결되어 있는 제3 국을 더 포함하며,
    상기 제3 국은,
    상기 매체를 통해 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 수신하기 위한 수신기; 및
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터 상기 디지털 데이터를 추출하기 위한 디코더를 포함하고,
    상기 제2 국은 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 상기 매체를 통해 상기 제3 국에 송신하기 위한 송신기를 더 포함하는 통신 시스템.
  17. 제3항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 가변인 통신 시스템.
  18. 제3항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 상기 각각의 파형을 수신하는 수신 장치로부터의 피드백에 응답하여 통신 중에 동적으로 변경 가능한 통신 시스템.
  19. 제3항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 상기 각각의 파형을 수신하는 수신 장치와의 교섭에 응답하여 통신 중에 동적으로 변경 가능한 통신 시스템.
  20. 제3항에 있어서,
    상기 파형들 중 적어도 하나에서 상기 선택된 위상각들(θn) 중 적어도 하나의 값은 이벤트를 식별하기 위한 시구간 동안 변경되는 통신 시스템.
  21. 제3항에 있어서,
    상기 파형들 중 적어도 하나에서 상기 선택된 위상각들(θn) 중 적어도 하나의 값은 추가 데이터 비트를 인코딩하기 위한 시구간 동안 변경되는 통신 시스템.
  22. 통신 매체에서 통신하기 위한 통신 시스템으로서,
    제1 국; 및
    상기 통신 매체를 통해 상기 제1 국에 연결되어 있는 제2 국
    을 포함하며,
    상기 제1 국 및 제2 국은 각각,
    선택된 위상각들(θn)에서 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 발생시키기 위한 인코더 - 상기 파형은 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 갖고, 상기 파형은 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 가지며, 상기 파형은 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서는 Y=sinθ와는 상이한 것에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가짐 - ;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 상기 매체를 통해 송신하기 위한 송신기;
    상기 매체를 통해 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 수신하기 위한 수신기; 및
    상기 적어도 하나의 실질적인 사인 파형의 극소들 및 극대들로부터 동기 펄스들을 발생시키고, 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형으로부터 상기 디지털 데이터를 추출하며, 상기 동기 펄스들을 이용 하여 상기 추출된 디지털 데이터를 워드들로 조립하기 위한 디코더
    를 포함하는 통신 시스템.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 통신 매체는 유선 시스템인 통신 시스템.
  24. 제22항에 있어서,
    상기 통신 매체는 전화기 시스템인 통신 시스템.
  25. 제22항에 있어서,
    상기 통신 매체는 전력 분배 시스템인 통신 시스템.
  26. 제22항에 있어서,
    상기 통신 매체는 동축 케이블인 통신 시스템.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 통신 매체는 케이블 텔레비전 시스템인 통신 시스템.
  28. 제22항에 있어서,
    상기 통신 매체는 지상 무선 채널인 통신 시스템.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 통신 매체는 무선 주파수 채널인 통신 시스템.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 통신 매체는 텔레비전 채널인 통신 시스템.
  31. 제22항에 있어서,
    상기 통신 매체는 마이크로파 링크인 통신 시스템.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 제1 국은 지구국이고 상기 제2 국은 우주국인 통신 시스템.
  33. 제32항에 있어서,
    상기 제2 국은 우주선에 탑재되는 통신 시스템.
  34. 제32항에 있어서,
    상기 제2 국은 인공 위성인 통신 시스템.
  35. 제22항에 있어서,
    상기 통신 매체를 통해 상기 제2 국에 연결되어 있는 제3 국을 더 포함하며,
    상기 제3 국은,
    상기 매체를 통해 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 수신하기 위한 수신기; 및
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터 상기 디지털 데이터를 추출하기 위한 디코더를 포함하고,
    상기 제2 국은 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 상기 매체를 통해 상기 제3 국에 송신하기 위한 송신기를 더 포함하는 통신 시스템.
  36. 제22항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 가변인 통신 시스템.
  37. 제22항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 상기 각각의 파형을 수신하는 수신 장치로부터의 피드백에 응답하여 통신 중에 동적으로 변경 가능한 통신 시스템.
  38. 제22항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 상기 각각의 파형을 수신하는 수신 장치와의 교섭에 응답하여 통신 중에 동적으로 변경 가능한 통신 시스템.
  39. 제22항에 있어서,
    상기 파형들 중 적어도 하나에서 상기 선택된 위상각들(θn) 중 적어도 하나의 값은 이벤트를 식별하기 위한 시구간 동안 변경되는 통신 시스템.
  40. 제22항에 있어서,
    상기 파형들 중 적어도 하나에서 상기 선택된 위상각들(θn) 중 적어도 하나의 값은 추가 데이터 비트를 인코딩하기 위한 시구간 동안 변경되는 통신 시스템.
  41. 선택된 위상각들(θn)에서 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터 정보를 디코딩하기 위한 방법으로서, 상기 파형은 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 갖고, 상기 파형은 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 가지며, 상기 파형은 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서는 Y=sinθ와는 상이한 것에 의해 정의되는 진폭(Y) 을 가지며, 상기 방법은,
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형을 수신하는 단계;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터, 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형과 일정한 위상 관계를 갖는 기준 사인 파형을 발생시키는 단계;
    상기 기준 사인 파형과 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 평형 믹서(balanced mixer)에서 믹싱하는 단계;
    상기 사인 파형의 제로 교차점들로부터 동기 펄스들을 발생시키는 단계;
    상기 평형 믹서로부터 상기 인코딩된 디지털 데이터를 추출하는 단계; 및
    상기 동기 펄스들을 이용하여 상기 추출된 디지털 데이터를 워드들로 조립하는 단계
    를 포함하는 방법.
  42. 선택된 위상각들(θn)에서 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터 정보를 디코딩하기 위한 방법으로서, 상기 파형은 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 갖고, 상기 파형은 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 가지며, 상기 파형은 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 갖 는 영역들 내부의 위상각들에서는 Y=sinθ와는 상이한 것에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가지며, 상기 방법은,
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형을 수신하는 단계;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형을 디지털화하는 단계;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 사인 파형과 일정한 위상 관계를 갖는 디지털 기준 사인 파형을 발생시키는 단계;
    상기 사인 파형의 제로 교차점들로부터 동기 펄스들을 발생시키는 단계;
    상기 기준 사인 파형 및 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형에 대해 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : inverse fast fourier transform) 디지털 신호 처리를 수행하여 상기 디지털 데이터를 추출하는 단계; 및
    상기 동기 펄스들을 이용하여 상기 추출된 디지털 데이터를 워드들로 조립하는 단계
    를 포함하는 방법.
  43. 통신 매체에서 통신하기 위한 통신 시스템으로서,
    제1 국; 및
    상기 통신 매체를 통해 상기 제1 국에 연결되어 있는 제2 국
    을 포함하며,
    상기 제1 국은,
    선택된 위상각들(θn)에서 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 발생시키기 위한 인코더 - 상기 파형은 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 갖고, 상기 파형은 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 가지며, 상기 파형은 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서는 Y=sinθ와는 상이한 것에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가짐 - ; 및
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 상기 매체를 통해 송신하기 위한 송신기를 포함하고,
    상기 제2 국은,
    상기 제1 국으로부터 상기 매체를 통해 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 수신하기 위한 수신기;
    상기 적어도 하나의 사인 파형의 제로 교차점들로부터 동기 펄스들을 발생시키기 위한 회로;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형으로부터 상기 디지털 데이터를 추출하기 위한 디코더; 및
    상기 동기 펄스들을 이용하여 상기 추출된 디지털 데이터를 워드들로 조립하기 위한 회로를 포함하는 통신 시스템.
  44. 제43항에 있어서,
    상기 통신 매체는 유선 시스템인 통신 시스템.
  45. 제43항에 있어서,
    상기 통신 매체는 전화기 시스템인 통신 시스템.
  46. 제43항에 있어서,
    상기 통신 매체는 전력 분배 시스템인 통신 시스템.
  47. 제43항에 있어서,
    상기 통신 매체는 동축 케이블인 통신 시스템.
  48. 제47항에 있어서,
    상기 통신 매체는 케이블 텔레비전 시스템인 통신 시스템.
  49. 제43항에 있어서,
    상기 통신 매체는 지상 무선 채널인 통신 시스템.
  50. 제49항에 있어서,
    상기 통신 매체는 무선 주파수 채널인 통신 시스템.
  51. 제49항에 있어서,
    상기 통신 매체는 텔레비전 채널인 통신 시스템.
  52. 제43항에 있어서,
    상기 통신 매체는 마이크로파 링크인 통신 시스템.
  53. 제52항에 있어서,
    상기 제1 국은 지구국이고 상기 제2 국은 우주국인 통신 시스템.
  54. 제53항에 있어서,
    상기 제2 국은 우주선에 탑재되는 통신 시스템.
  55. 제53항에 있어서,
    상기 제2 국은 인공 위성인 통신 시스템.
  56. 제43항에 있어서,
    상기 통신 매체를 통해 상기 제2 국에 연결되어 있는 제3 국을 더 포함하며,
    상기 제3 국은,
    상기 매체를 통해 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 수신하기 위한 수신기; 및
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터 상기 디지털 데이터를 추출하기 위한 디코더를 포함하고,
    상기 제2 국은 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 상기 매체를 통해 상기 제3 국에 송신하기 위한 송신기를 더 포함하는 통신 시스템.
  57. 제43항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 가변인 통신 시스템.
  58. 제43항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 상기 각각의 파형을 수신하는 수신 장치로부터의 피드백에 응답하여 통신 중에 동적으로 변경 가능한 통신 시스템.
  59. 제43항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 상기 각각의 파형을 수신하는 수신 장치와의 교섭에 응답하여 통신 중에 동적으로 변경 가능한 통신 시스템.
  60. 제43항에 있어서,
    상기 파형들 중 적어도 하나에서 상기 선택된 위상각들(θn) 중 적어도 하나의 값은 이벤트를 식별하기 위한 시구간 동안 변경되는 통신 시스템.
  61. 제43항에 있어서,
    상기 파형들 중 적어도 하나에서 상기 선택된 위상각들(θn) 중 적어도 하나의 값은 추가 데이터 비트를 인코딩하기 위한 시구간 동안 변경되는 통신 시스템.
  62. 통신 매체에서 통신하기 위한 통신 시스템으로서,
    제1 국; 및
    상기 통신 매체를 통해 상기 제1 국에 연결되어 있는 제2 국
    을 포함하며,
    상기 제1 국 및 제2 국은 각각,
    선택된 위상각들(θn)에서 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 발생시키기 위한 인코더 - 상기 파형은 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △θ의 범위를 갖는 영역들 외부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 갖고, 상기 파형은 제1 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)에서 시작해 △ θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서 Y=sinθ의 진폭을 가지며, 상기 파형은 제2 값의 데이터가 인코딩될 각각의 위상각(θn)과 연관된 △θ의 범위를 갖는 영역들 내부의 위상각들에서는 Y=sinθ와는 상이한 것에 의해 정의되는 진폭(Y)을 가짐 - ;
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 상기 매체를 통해 송신하기 위한 송신기;
    상기 매체를 통해 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형을 수신하기 위한 수신기; 및
    상기 적어도 하나의 실질적인 사인 파형의 제로 교차점들로부터 동기 펄스들을 발생시키고, 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 적어도 하나의 실질적인 사인 파형으로부터 상기 디지털 데이터를 추출하며, 상기 동기 펄스들을 이용하여 상기 추출된 디지털 데이터를 워드들로 조립하기 위한 디코더
    를 포함하는 통신 시스템.
  63. 제62항에 있어서,
    상기 통신 매체는 유선 시스템인 통신 시스템.
  64. 제62항에 있어서,
    상기 통신 매체는 전화기 시스템인 통신 시스템.
  65. 제62항에 있어서,
    상기 통신 매체는 전력 분배 시스템인 통신 시스템.
  66. 제62항에 있어서,
    상기 통신 매체는 동축 케이블인 통신 시스템.
  67. 제66항에 있어서,
    상기 통신 매체는 케이블 텔레비전 시스템인 통신 시스템.
  68. 제62항에 있어서,
    상기 통신 매체는 지상 무선 채널인 통신 시스템.
  69. 제68항에 있어서,
    상기 통신 매체는 무선 주파수 채널인 통신 시스템.
  70. 제68항에 있어서,
    상기 통신 매체는 텔레비전 채널인 통신 시스템.
  71. 제62항에 있어서,
    상기 통신 매체는 마이크로파 링크인 통신 시스템.
  72. 제61항에 있어서,
    상기 제1 국은 지구국이고 상기 제2 국은 우주국인 통신 시스템.
  73. 제62항에 있어서,
    상기 제2 국은 우주선에 탑재되는 통신 시스템.
  74. 제62항에 있어서,
    상기 제2 국은 인공 위성인 통신 시스템.
  75. 제62항에 있어서,
    상기 통신 매체를 통해 상기 제2 국에 연결되어 있는 제3 국을 더 포함하며,
    상기 제3 국은,
    상기 매체를 통해 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 수신하기 위한 수신기; 및
    상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형으로부터 상기 디지털 데이터를 추출하기 위한 디코더를 포함하고,
    상기 제2 국은 상기 인코딩된 디지털 데이터를 포함하는 실질적인 사인 파형을 상기 매체를 통해 상기 제3 국에 송신하기 위한 송신기를 더 포함하는 통신 시 스템.
  76. 제62항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 가변인 통신 시스템.
  77. 제62항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 상기 각각의 파형을 수신하는 수신 장치로부터의 피드백에 응답하여 통신 중에 동적으로 변경 가능한 통신 시스템.
  78. 제62항에 있어서,
    각각의 파형마다 선택된 위상각들(θn)의 수는 상기 각각의 파형을 수신하는 수신 장치와의 교섭에 응답하여 통신 중에 동적으로 변경 가능한 통신 시스템.
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    상기 파형들 중 적어도 하나에서 상기 선택된 위상각들(θn) 중 적어도 하나의 값은 이벤트를 식별하기 위한 시구간 동안 변경되는 통신 시스템.
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