MXPA06011899A - Tecnicas de modulacion y desmodulacion de una sola y de varias ondas sinusoidales. - Google Patents

Abstract

Se describe un metodo para detectar datos digitales codificados a partir de una forma de onda sustancialmente sinusoidal (10), los datos digitales codificados tienen uno de un primer valor y un segundo valor a angulos de fase ?n seleccionados, el cual comprende generar la forma de onda que tiene una amplitud ? definida por una primera funcion a angulos de fase que estan fuera de regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada angulo de fase ?n, la primera funcion siendo Y = sin?; generar la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por la primera funcion a angulos de fase que estan dentro de las regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada angulo de fase ?n en donde los datos del primer valor seran codificados, y generar la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por una segunda funcion a angulos de fase que estan dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociada con cada angulo de fase ?n en donde van a ser codificados datos del segundo valor, la segunda funcion siendo diferente de Y = sin?, la deteccion incluye derivar pulsos sincronizados (16) de minimos y maximos de la forma de onda sustancialmente sinusoidal (10) para encuadrar palabras de datos.

Description

TÉCNICAS DE MODULACIÓN Y DESMODULACION DE UNA SOLA Y DE VARIAS ONDAS SINUSOIDALES Campo de la invención La presente invención se refiere a la transmisión de información a través de medios tales como propagación de frecuencias de alambre, cable y radio, tanto terrestre como por satélite. Más particularmente, la presente invención se refiere a una técnica de modulación de una sola y de varias ondas sinusoidales, a un aparatos para modular y desmodular información de acuerdo con la técnica de modulación, y a sistemas de comunicaciones que emplean la técnica de modulación. Antecedentes de la invención Los datos digitales comúnmente se transfieren de punto a punto al explotar una o más de las tres propiedades características de una señal de CA: Amplitud, Frecuencia y Fase. Algunos de los métodos de modulación que usan la propiedad de amplitud son OOK (Tecleo Eneendido-Apagado) y AM (modulación de amplitud) común. En OOK un bit de datos es representado por la presencia o ausencia de un portador (amplitud completa o amplitud cero) . En AM los bits de datos son representados por una diferencia en la amplitud relativa del portador o al usar diferentes tonos de frecuencia que REF.: 176149 representan los datos digitales para modular por amplitud un portador . Los métodos de modulación típicos que usan la propiedad de frecuencia son- FSK (Tecleo por Desplazamiento de Frecuencia) y FM (modulación de frecuencia) . Con FSK los estados binarios de datos digitales son representados con cambios de frecuencia abruptos entre dos frecuencias fijas predeterminadas. En FM los bits de datos son representados por una diferencia en la frecuencia relativa del portador o al usar diferentes tonos que representan los datos digitales para modular por frecuencia un portador. La modulación de fase también es un método de modulación común pero cuando se usa solo es difícil de distinguir de la FM. Recientemente métodos de modulación más sofisticados han surgido y han sido explotados. Como un ejemplo un método de modulación relativamente nuevo y popular está QAM (Modulación de Amplitud por Cuadratura) , el cual usa una combinación de modulación de amplitud y fase. Existen muchas variaciones diferentes de QAM dependiendo de la aplicación. Cada uno de estos métodos de modulación es. viable, probado y usado en aplicaciones de comunicación adecuadas . Pocas características indeseables comunes a todos estos medios de modulación es que todos requieren de varios ciclos para transmitir un bit y al hacer esto generan bandas laterales significativas. Estas bandas laterales son necesarias para extraer la información del portador y captar un ancho de banda significativo en el canal de comunicaciones, requiriendo de una separación significativa entre señales adyacentes . Breve descripción de la invención Una técnica de modulación de acuerdo con la presente invención emplea uno o más portadores sinusoidales . Los datos digitales que comprenden un número de bits digitales son codificados dentro de cada mitad del ciclo sinusoidal. Cada uno individual de n bits es localizado a un ángulo de fase predeterminado del ciclo ?n. Una representación digital (por ejemplo un "cero") es representada por ningún cambio que ocurre en la amplitud Y de la forma de onda sinusoidal en el ángulo de fase ?n . La otra representación digital (por ejemplo un "uno") es representada al alterar la forma de onda sinusoidal al ángulo de fase ?n. Como se prefiere actualmente, la forma de onda sinusoidal es alterada al mantener la amplitud Y - sin?n durante un intervalo corto ?? después del ángulo de fase ?n. Como alternativa, la forma de onda sinusoidal puede ser alterada al incrementar (o reducir) la amplitud de la forma de onda sinusoidal y luego manteniendo la amplitud Y = sin?(n+??) para el intervalo corto ?? después del ángulo de fase ?n. Como se prefiere actualmente, pero no necesariamente, cada otro bit es invertido (es decir, un "uno" es invertido a un "cero" y un "cero" es invertido a un "uno") . Cualquiera o ambos del número de bits n y el ángulo de fase ?n de los ángulos de fase pueden alterarse en forma adaptiva o pueden alterarse en forma selectiva para un número de propósitos . En modalidades en las que una pluralidad de portadores sinusoidales son empleados, los portadores sinusoidales pueden estar relacionados en frecuencia de tal manera que puedan ser generados teniendo una relación de fase caracterizada por todos los portadores estando simultáneamente a cero grados (sin? = 0) periódicamente. Esta coincidencia de fase de cero grados puede usarse como un evento de encuadre para sincronizar aspectos diferentes de las comunicaciones de datos. De acuerdo con un aspecto de la presente invención, la detección de portador pico y portador cero puede emplearse en lugar de bits de inicio y fin de datos, reduciendo de esta manera el sobregasto e incrementando la velocidad de datos real . Ya sea picos de ondas portadoras o cruces de cero de ondas portadoras pueden ser detectados y. usados para encuadrar palabras de datos en lugar de bits de inicio y fin de palabras de datos . El uso de esta técnica elimina el uso de dos bits de sobregasto que no sean datos por palabra de datos. Una técnica de desmodulación de acuerdo con la presente invención detecta el portador modulado y retira los datos digitales al examinarlos para determinar si la función sinusoidal del portador ha sido alterada a un intervalo ?? después de cada ángulo de fase ?n . Por ejemplo, si el portador ha sido modulado al mantener la amplitud Y = sin?n durante un intervalo corto ?? después del ángulo de fase ?n? el portador modulado es examinado para determinar si Y = sin?n durante el intervalo ?? luego del ángulo de fase ?n o si la amplitud' ha sido después de la función Y = sin? durante el intervalo ?? después de cada ángulo de fase ?n . Este examen puede lograrse, por ejemplo, al mezclar el portador sinusoidal detectado con una señal sinusoidal de referencia que tenga la misma frecuencia y fase que el portador para detectar diferencias de fase entre la señal sinusoidal de referencia y el portador modulado, o al llevar a cabo análisis de transformación de Fourier rápida (FFT) en el portador modulado. Los datos digitales pueden ser después guardados en memoria volátil o de otra manera procesados y utilizados como se conoce en la técnica de los datos digitales . Un aparato de modulación ejemplar de acuerdo con la presente invención puede emplearse para generar digitalmente el portador modulado. Puede usarse un contador para excitar un convertidor digital a análogo (D/A) a través de una tabla de consulta de funciones sinusoidales como se conoce en la técnica para generar un voltaje de salida sinusoidal .a partir del convertidor D/A. La salida del contador en los puntos de tiempo que representan ?n puede ser enganchada en la tabla de consulta de funciones sinusoidales si se desea mantener la salida del convertidor D/A en el valor Y = sin? durante el intervalo ??. Al final del intervalo ??, el enganche se libera y la salida de conteo de corriente posterior del contador se presenta a la tabla de consulta. De acuerdo con una modalidad de la invención, la velocidad de bits es adaptable. Un aparato de desmodulación ejemplar de acuerdo con la presente invención puede emplearse para extraer la información digital del portador modulado. El portador modulado se usa para generar una señal sinusoidal de referencia que tiene la misma frecuencia y fase que el portador modulado. El portador modulado y la señal sinusoidal de referencia se mezclan en un mezclador de doble balance. Circuitos digitales examinan la salida del mezclador durante una ventana de tiempo que incluye y justo después del intervalo ?? para una señal que indique un cambio de fase entre el portador modulado y la señal sinusoidal de referencia. Las señales detectadas se convierten en la corriente de salida digital del desmodulador. Otro aparato de desmodulación ejemplar usa técnicas ópticas para extraer información digital del portador modulado. Estas técnicas explotan el hecho de que la luminosidad de un LED será más alto durante la presencia de un bit codificado. Un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención emplea un modulador para insertar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención sobre un extremo de una línea telefónica u otra línea de comunicaciones de pares de cables. De preferencia, una pluralidad de esos portadores modulados, separados en frecuencia por una cantidad de banda de guarda, se inyectan en la línea. Un desmodulador es acoplado al otro extremo de la línea telefónica u otra línea de comunicaciones de pares de cables . De acuerdo con una modalidad de la invención, un modulador y el desmodulador pueden localizarse en cada extremo de la línea y las comunicaciones pueden ser comunicaciones bidireccionales . De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y desmodulador pueden negociar una velocidad de bits que se usará en las comunicaciones . Otro sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención emplea un modulador para insertar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención sobre una línea de distribución de energía. De preferencia, una pluralidad de estos portadores modulados, separados en frecuencia por una cantidad de banda de guarda, son inyectados en la línea. Un desmodulador es acoplado a la línea de distribución de energía en una ubicación de cliente tal como una casa o negocio en, por ejemplo, una salida dúplex convencional. De acuerdo con una modalidad de la invención, las comunicaciones pueden ser comunicaciones bidireccionales. De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y el desmodulador pueden negociar una velocidad de bits que se usan en las comunicaciones. De acuerdo con otra modalidad más de la invención el sistema de comunicaciones puede usarse por una empresa generadora de electricidad para regular cargas durante periodos de alta demanda de carga al conmutar selectivamente aparatos y circuitos de iluminación en la ubicación del cliente. . Otro sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención emplea un modulador para insertar por lo menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención sobre un extremo de una línea de comunicaciones por cable coaxial. Los portadores modulados pueden ser convertidos ascendentemente en frecuencia antes de ser insertados sobre, la línea de cable coaxial. De preferencia, una pluralidad de estos portadores modulados, separados en frecuencia por una cantidad de banda de guarda, son insertados en la línea. Un desmodulador es acoplado al otro extremo de la línea de comunicaciones por cable coaxial . De acuerdo con una modalidad de la invención, un modulador y desmodulador pueden localizarse en cada extremo de la línea y las comunicaciones pueden ser comunicaciones bidireccionales . De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y el desmodulador pueden negociar una velocidad de bits que se usará en las comunicaciones . Otro sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención emplea un modulador para generar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención y para modular más un portador de radiofrecuencia (RF) con el por lo menos un portador modulado para formar una señal RF inalámbrica. Los portadores modulados pueden ser convertidos ascendentemente en frecuencia antes de ser modulados por RF . De preferencia, una pluralidad de estos portadores modulados, separados en frecuencia por una cantidad de banda de guarda, son modulados por RF. La señal modulada por RF es luego transmitida. La señal modulada por RF transmitida es después detectada por un receptor de RF terrestre. Un desmodulador es acoplado al receptor de RF terrestre. De acuerdo con una modalidad de la invención, las comunicaciones pueden ser comunicaciones bidireccionales . De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y el desmodulador- pueden negociar una velocidad de bits que se usará en las comunicaciones . Otro sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente ' invención emplea un modulador para generar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención y para modular más un portador de radiofrecuencia (RF) con el por lo menos un portador modulado para formar una señal de RF inalámbrica. Los portadores modulados pueden ser convertidos ascendentemente en frecuencia antes de ser modulados por RF. De preferencia, una pluralidad de estos portadores modulados, separados en frecuencia por una cantidad de banda de guarda, son modulados por RF . La señal modulada por RF es luego transmitida a un satélite que órbita la tierra u otro satélite o nave espacial . Un desmodulador es acoplado al receptor RF en el satélite que órbita la tierra u otro satélite o nave espacial . El satélite o nave espacial que órbita la tierra u otro pueden retransmitir después la señal RF a otro receptor RF o pueden desmodularla para uso local. De acuerdo con una modalidad de la invención, las comunicaciones- pueden ser comunicaciones bidireccionales. De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y el desmodulador pueden negociar una velocidad de bits que se usará en las comunicaciones . Breve descripción de las figuras La figura ÍA es un diagrama que ilustra un medio ciclo de un portador sinusoidal individual ejemplar modulado de acuerdo con las técnicas de la presente invención. La figura IB es una gráfica de voltaje vs . tiempo que muestra un solo ciclo de un portador de onda sinusoidal modulado de acuerdo con las técnicas de la presente invención, datos ejemplares detectados de ese portador, y pulsos sincronizados de inicio de palabra y fin de palabra derivados de una elección ya sea de detección de picos y detección de cruce de ceros del portador de ondas sinusoidales. La figura 2 es un diagrama que ilustra una pluralidad de portadores sinusoidales que pueden ser modulados de acuerdo con las técnicas de la presente invención. La figura 3 es un diagrama de bloques de un circuito modulador ilustrativo para generar un portador sinusoidal modulado de acuerdo con las técnicas de la presente invención. La figura 4A y la figura 4B son, respectivamente, diagramas de bloques de un convertidor ascendente y convertidor descendente de frecuencia que pueden usarse en sistemas de comunicaciones de acuerdo con la presente invención. La figura 5A es un diagrama de bloques de una pluralidad de circuitos moduladores ilustrativos, cada uno para generar un portador sinusoidal modulado, cuyas salidas se mezclan de acuerdo con las técnicas de la presente invención. La figura 5B es un diagrama de bloques de un sistema que incluye una pluralidad de circuitos moduladores ilustrativos, cada uno para generar un portador sinusoidal modulado, cuyas salidas se mezclan juntas de acuerdo con las técnicas de la presente invención. La figura 6 es un diagrama de bloques de un circuito desmodulador ilustrativo para extraer la información de un portador sinusoidal modulado de acuerdo con las técnicas de la presente invención. La figura 7 es un diagrama de bloques de una pluralidad de circuitos desmoduladores ilustrativos, cada uno para desmodular un portador sinusoidal modulado, cuyas salidas están combinadas en una corriente de datos de salida de acuerdo con las técnicas de la presente invención. La figura 8 es un diagrama de bloques de un circuito desmodulador óptico que puede usarse de acuerdo con la presente invención. La figura 9A es un diagrama de bloques que ilustra un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención que opera sobre una línea de comunicaciones de pares de alambres tal como una línea telefónica que incluye un modulador en cada extremo de una línea telefónica para insertar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención sobre un extremo de la línea de comunicaciones de pares de alambres y un desmodulador acoplado a cada extremo de la línea telefónica u otra línea de comunicaciones de pares de alambres para llevar a cabo comunicaciones bidireccionales . La figura 9B es un diagrama de bloques que ilustra un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención que opera sobre una línea de distribución de energía eléctrica que incluye un modulador acoplado a cada extremo de la línea de distribución de energía eléctrica para insertar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención sobre un extremo de la línea de distribución de energía eléctrica y un desmodulador acoplado a cada extremo de la línea de distribución de energía eléctrica para llevar a cabo comunicaciones bidireccionales . La figura 10 es un diagrama de bloques que ilustra un 'sistema de comunicaciones para una línea de comunicaciones por cable coaxial de acuerdo con la presente invención que emplea un modulador para insertar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención sobre cada extremo de la línea de comunicaciones por cable coaxial y un desmodulador acoplado a cada extremo de la línea de comunicaciones por cable coaxial. La figura 11 es un diagrama de bloques que ilustra otro sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención que emplea en cada extremo un modulador para generar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención y para modular más un portador de radiofrecuencia (RF) con el por lo menos un portador modulado para formar una señal de RF inalámbrica y un receptor de RF acoplado a un desmodulador. La figura 12 es un diagrama de bloques que ilustra otro sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención que emplea en cada extremo un modulador para generar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención y para modular más un portador de radiofrecuencia (RF) con el por lo menos un portador modulado para formar una señal de RF inalámbrica transmitida a un satélite o nave espacial que orbite la tierra u otro, y un desmodulador acoplado al receptor de RF en el satélite o nave espacial que órbita la tierra u otro. La figura 13 es un diagrama de bloques que ilustra cómo técnicas de procesamiento de señales digitales pueden usarse en un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención para producir al menos un portador sinusoidal modulado como el mostrado en la figura 2. La figura 14 es un diagrama de bloques que ilustra cómo técnicas de procesamiento de señales digitales pueden usarse en un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención para desmodular al menos un portador sinusoidal modulado. La figura 15 es un diagrama de bloques que ilustra cómo un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención puede usarse en conjunto con un protocolo de módem existente. La figura 16 es un diagrama de bloques que muestra una modalidad ilustrativa de un receptor de ondas sinusoidales de frecuencia .

Descripción detallada de la invención Los expertos en la técnica se darán cuenta de que la siguiente descripción de la presente invención sólo es ilustrativa y de ninguna manera limitativa. Otras modalidades de la invención serán sugeridas fácilmente para estas personas capacitadas . En referencia primero a la figura 1A, es un diagrama que ilustra un portador sinusoidal individual 10 ejemplar modulado de acuerdo con las técnicas de la presente invención. Un medio ciclo positivo de una onda sinusoidal se muestra en la figura 1A. El eje x de la figura lA es el ángulo de fase del portador sinusoidal 10 de 0° a 180° y el eje y de la figura 1A es la amplitud instantánea del portador sinusoidal 10 normalizada a un valor pico de 1 a un ángulo de fase de 90° como se conoce en la técnica. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán a partir de un examen de la figura 1 cómo se lleva a cabo la codificación del segundo medio ciclo del portador sinusoidal 10 de 180° a 360°. De acuerdo con la presente invención n bits digitales son codificados en cada mitad del ciclo sinusoidal. Cada uno individual de n bits se localiza en un ángulo de fase predeterminado del ciclo ?n. Una representación digital (por ejemplo un "cero") es representada por ningún cambio que ocurre en la amplitud Y de la forma de onda sinusoidal al ángulo de fase ?n . La otra representación digital (por ejemplo un "uno") es representada al alterar la forma de onda sinusoidal al ángulo de fase ?n . Como se prefiere actualmente, la forma de onda sinusoidal es alterada al mantener la amplitud Y = sin?n durante un corto intervalo ?? después del ángulo de fase ?n . Como se prefiere actualmente, cada otro bit es invertido (es decir, un "uno" es invertido a un "cero" y un "cero" es invertido a un "uno"). Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que alteraciones del portador sinusoidal que no sean mantener el voltaje constante durante el intervalo ?? después del ángulo de fase ?n son posibles de acuerdo con las enseñanzas de la presente invención. Por ejemplo, la forma de onda sinusoidal puede ser alterada al incrementar (o reducir) la amplitud de la forma de onda sinusoidal y luego manteniendo la amplitud Y = sin?(n+??> para el corto intervalo ?? después del ángulo de fase ?n. Pueden emplearse combinaciones de estas dos técnicas de acuerdo con la presente invención. En la figura 1A, n se selecciona para que sea 4 únicamente con el propósito de facilitar la ilustración de la presente invención. La presente invención no está limitada a codificar 4 bits digitales por medio ciclo de portador sinusoidal 10 y las personas de capacidad ordinaria en la técnica observarán que otros números de bits pueden ser codificados por medio ciclo de portador sinusoidal 10. Las ubicaciones de los bits codificados en el portador 10 se muestran a los ángulos de fase 0?, ?2, ?2, y T4, respectivamente. , Estas posiciones de bit se muestran en la figura lA localizadas simétricamente. Esta colocación, aunque conveniente para llevar a cabo la desmodulación de la señal, no es necesaria de acuerdo con la presente invención. Para los propósitos de la figura 1A, un valor de datos "cero" es representado por ningún cambio que ocurre en la amplitud Y de la forma de onda sinusoidal y un "uno" es representado al alterar la amplitud Y de la forma de onda sinusoidal. En el ejemplo de la figura 1A, se usa una técnica de modulación en la que cualquier otro bit es invertido (es decir, un "uno" es invertido a un "cero" y un "cero" es invertido a un "uno") . Por lo tanto, los bits 2 y 4 se muestran invertidos en la figura 1A. Aunque esta técnica de modulación (invertir cualquier otro bit) se prefiere actualmente, las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que esto no es necesario para llevar a la práctica la presente invención. La figura lA ilustra codificación de la secuencia de cuatro bits 1000, en la cual los 2 y 4 son invertidos de tal forma- que la secuencia codificada se muestra como 1101 codificada en el primer medio ciclo del portador sinusoidal 10. De esta manera, iniciando al ángulo de fase 0? y durante un intervalo corto ?? luego del ángulo de fase ?l f la función sin? se vuelve discontinua y el valor Y se mantiene constante al valor Y = sin?x . Al final del intervalo ??, el valor Y salta a Y = sin [?? + ??] . En forma similar, iniciando al ángulo de fase ?2 y durante un intervalo corto ?? después del ángulo de fase ?2, la función sin? se vuelve discontinua y el valor Y de la función se mantiene constante en el valor Y = sin?x , ya que un "0) (un "1") invertido está siendo codificado. Al final del intervalo ??, el valor Y se eleva a Y = sin [?2 + ??] . No hay interrupción de la función sin? en el intervalo de ángulo ?? inmediatamente después del ángulo de fase ?3, toda vez que se está codificando un cero en esa ubicación. Finalmente, iniciando en el ángulo de fase ?4 y durante un corto intervalo ?? después del ángulo de fase ? , el valor Y se mantiene constante en el valor Y = sin?4, toda vez que un "0" (un "1") invertido se está codificando. Al final del intervalo ?? el valor Y cae a Y = sin [?2 + ??] . A partir dé un examen del primer y cuarto bits codificados, las personas de capacidad ordinaria en la técnica observarán que las porciones de la forma de onda en bits codificados a ángulos de fase 0? y ?4 no son simétricas. A ángulos de fase de menos de 90° la elevación del valor Y se retrasa y a ángulos de fase de más de 90° la caída del valor Y se retrasa. Sin embargo, en ambos casos, el cambio abrupto en el valor Y (?Y) ocurre en el intervalo ?? durante el cual Y ha sido constante. Este es el cambio abrupto que será detectado por el detector para desmodular la señal y extraer la información digital. Como se indicó previamente, las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que a ángulos de fase de más de 90° el cambio abrupto se puede causar que ocurra al inicio del intervalo ?? o que el cambio abrupto en amplitud puede ser en el inicio del intervalo a los ángulos de fase de menos de 90° y al final del intervalo a ángulos de fase de más de 90°. Una porción central del portador sinusoidal 10 localizada simétricamente alrededor de 90° es identificada en la figura ÍA por rayas diagonales. Se cree que, como un asunto práctico, existe cierta gama de ángulos de fase localizados simétricamente alrededor de 90° para los cuales el cambio abrupto ?Y en el valor de Y será difícil o imposible de detectar toda vez que dsin?/d? (es decir, cos?) se acerca a cero al igual que 0 se acerca a 90° desde ambas direcciones.

Esto se puede ver al comparar ?Yl y ?Y2 y al notar que éste último es un cambio de amplitud más pequeño . Por lo tanto se prefiere actualmente evitar localizar las posiciones de bit cerca del ángulo de fase 0 = 90°. El tamaño de esta zona de exclusión dependerá de factores tales como, pero no limitados a, el esquema de detección empleado, el medio de transmisión empleado y el nivel de ruido ambiental en el medio de transmisión. Las personas capacitadas en la técnica apreciarán que variaciones de la técnica de modulación descrita con referencia a la figura ÍA son posibles sin alejarse de los conceptos de la presente invención. Por ejemplo, este aspecto de la invención ha sido descrito con respecto al uso de un intervalo de ángulo de fase constante ?? para producir un cambio abrupto resultante en el valor de abrupto en el valor de voltaje de Y. También se contempla usar un cambio abrupto constante en el valor de voltaje ?Y con el resultado de que la magnitud del intervalo de ángulo de fase ?? dependerá de la posición angular a la cual se desee el cambio en el valor de voltaje ?Y. Además, el voltaje durante el intervalo ?? en el ejemplo de la figura ÍA se mantiene constante en el valor Y = sin?n, pero otras funciones pueden emplearse. En referencia ahora a la figura IB, se presenta una gráfica de voltaje vs . tiempo de un solo ciclo de un portador de ondas sinusoidales modulado de acuerdo con las técnicas de la presente invención y de datos ejemplares detectados a partir de ese portador. En el primer trazo 12, un solo ciclo de un portador de ondas sinusoidales de muestra modulado con ocho bits por ciclo de 360°. Por propósitos de ilustración, todos los bits son "uno" . Cualquier bito cero hubiera sido mostrado como una región de no desviación a partir de la función sinusoidal al ángulo de fase de la posición de bits . En el segundo trazo 14 de la figura IB, se muestra una representación del voltaje que pudiera ser detectado de- ese portador usando las técnicas de la presente invención. Se indica la ausencia de datos codificados en la región simétrica alrededor de 90°. En el tercer trazo de 16 de la figura IB, se muestra una representación de los bits sincronizados que pudieran ser generados en la salida de un detector de picos. El cuarto trazo 18 muestra una representación de los bits sincronizados que pudieran ser generados en la salida de un detector de cruce de cero. Se prefiere actualmente encuadrar palabras usando bits sincronizados de detector de picos en lugar de usar bits sincronizados de detector de cruce de cero. Se cree que las zonas de exclusión de datos adyacentes a los mínimos y máximos de datos a ángulos de fase de 90° y 270° proporcionan un mejor aseguramiento contra errores de encuadre de palabras de datos toda vez que, como se observa al ver el segundo, tercero y cuarto trazos juntos, la separación de tiempo de los bits de datos y los bits sincronizados de cruce de cero es más cercana alrededor de los cruces de cero de ondas sinusoidales a ángulos de fase de 0° y 180°. La separación entre los bits de datos y los bits sincronizados mínimos y máximos es mucho más grande en los picos positivos y negativos a ángulos de fase de 90° y 270°. Las técnicas de detección de picos y detección de ceros se conocen bien y pueden aplicarse para generar los bits de inicio y fin de encuadre de palabras de las técnicas de desmodulación de la presente invención. por ejemplo, la detección de cruce de cero puede lograrse al usar circuitos comparadores de voltaje conocidos, y la detección de picos puede lograrse usando circuitos diferenciadores conocidos. Como se mencionó anteriormente, los errores de temporización o sincronización en circuitos de detección de picos son mejor tolerados que los errores en circuitos de detección de cruce de cero. También se pueden usar técnicas de bucle de enganche de fases para generar las señales sincronizadas pico y de cruce de cero . Ya que la detección de cruce de cero es más fácil de implementar que la detección de picos, el portador de ondas sinusoidales de llegada puede ser diferenciado para derivar una forma de onda de coseno que sea desplazada en fase exactamente 90° a partir de la onda sinusoidal original. La onda cosinusoidal resultante puede ser alimentada al circuito de detección de cero . Como se apreciará por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, los cruces de cero de la onda cosinusoidal corresponden a los picos mínimos y máximos de la onda sinusoidal original . Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que la generación de bits de inicio de palabra y fin de palabra de acuerdo con la presente invención pueden incrementar significativamente la emisión de datos al eliminar la necesidad de insertar bits de inicio y bits de fin en la corriente de datos. Como un ejemplo, una palabra de datos de ocho bits encuadrada con un bit de inicio y un bit de fin comprende diez bits. Al eliminar el bit de inicio y el bit de fin, sólo los ocho bits de datos tienen que ser transmitidos, dando como resultado ahorros en sobregasto por emisión de bits del 20%. En un sistema que usa palabras de dieciséis bits, dieciséis bits en lugar de dieciocho bits tienen que ser transmitidos, dando como resultado ahorros en sobregasto por emisión de bits de casi 9%. En referencia ahora a la figura 2 , un diagrama ilustra otro aspecto de la presente invención en el cual una pluralidad de portadores sinusoidales pueden ser desmodulados con datos de señal diferentes en el mismo canal de comunicaciones de acuerdo con las técnicas de la presente invención. En el ejemplo ilustrativo de la figura 2, se puede observar que porciones de siete portadores sinusoidales se muestran dentro de un "cuadro" de 40 mS en donde todos los portadores están a un ángulo de fase de cero y en el inicio de cada cuadro. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica entenderán que esto se puede lograr fácilmente al seleccionar frecuencias portadoras que estén matemáticamente relacionadas en frecuencia. En el ejemplo ilustrativo de la figura 2, se han seleccionado frecuencias portadoras que inician a 400 Hz y separadas por 25 Hz (es decir, 250 Hz, 275 Hz, 300 Hz, 325 Hz, 350 Hz, 375 Hz y 400 Hz) . Como se muestra en el ejemplo particular ilustrado en la figura 2, el uso de 16 bits por ciclo da como resultado una velocidad de datos de 1,456 bits por cuadro o 36,400 bits por ciclo. Como se puede observar de la figura 2, los portadores están matemáticamente relacionados de tal manera que diez ciclos completos de un primer portador, once ciclos completos de un segundo portador, doce ciclos completos de un tercer portador, trece ciclos completos de un cuarto portador, catorce ciclos completos de un quinto portador, quince ciclos completos de un sexto portador y dieciséis ciclos completos de un séptimo portador estén contenidos dentro del cuadro. Este encuadre, en el que todos los portadores están a un ángulo de fase de cero al inicio de cada cuadro, no es necesario para llevar a la práctica la presente invención usando varios portadores, pero puede emplearse adecuadamente para la recuperación de datos y otras actividades de sincronización en un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención. Por ejemplo, el faseo de inicio de cuadro ilustrado en la figura 2 puede usarse para propósitos de sincronización, etc. Este aspecto de varios portadores de la presente invención puede emplearse para expandir el ancho de banda total que pudiera estar disponible en un canal de comunicaciones dado. Por ejemplo, como se describirá en la presente, el ancho de banda de una línea telefónica de pares trenzados típica es de aproximadamente 3 KHz . De acuerdo con la presente invención, una pluralidad de portadores sinusoidales pueden ser separados cada uno aproximadamente 50- 100 Hz aparte en frecuencia dentro de esta escala dé frecuencia y transmitirse sobre la misma línea telefónica. Esto se puede usar para incrementar significativamente el ancho de banda utilizable en cualquier canal de comunicación en el cual se emplee la presente invención. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica reconocerán de esta descripción que otras separaciones de frecuencia serán utilizables a otras frecuencias. Por ejemplo, a una frecuencia de aproximadamente 100 MHz, una pluralidad de portadores sinusoidales pueden ser separados aparte unos de otros por aproximadamente 500 KHz. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica entenderán que, en cualquier sistema dado logrado de acuerdo con la presente invención, la separación de portadores requerida es simplemente aquella necesaria para evitar interferencia de frecuencias portadoras adyacentes durante la detección y dependerá de la escala de frecuencias utilizada, así como de las técnicas de detección que se empleen. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, pueden lograrse comunicaciones seguras al seleccionar combinaciones de dos o más frecuencias portadoras .

Las transmisiones autorizadas en este sistema pueden identificarse por receptores configurados para detectar la presencia de la combinación seleccionada de frecuencias portadoras . De acuerdo con un aspecto de la presente invención, los sistemas de comunicaciones pueden adaptarse y pueden usar información enviada sobre un canal de control o desplazamientos de frecuencia detectados por el receptor para desplazar la frecuencia de uno o más portadores para propósitos tales como evitar ruido o minimización dé ruido, propósitos de seguridad,- habilitar varios modos de comunicaciones, identificar mensajes destinados a receptores seleccionados, identificar eventos, etc. Los propósitos para los cuales este aspecto de la invención pueden implementarse variarán ampliamente y son en gran parte un asunto de elección de diseño. En referencia ahora a la figura 3 , un diagrama de bloques ilustra un circuito modulador ilustrativo para generar un portador sinusoidal modulado de acuerdo con las técnicas de la presente invención. El modulador de la figura 3 sólo es ilustrativo, y las personas de capacidad ordinaria en la técnica reconocerán que otros esquemas, tales como un microprocesador programado y técnicas de procesamiento de señales digitales (DSP) , máquinas de estado, etc, pueden emplearse para llevar a cabo esta función. Se conoce la generación de un voltaje sinusoidal mediante el uso de una tabla de consulta de funciones sinusoidales que excita un convertidor D/A. Los ángulos de fase de 0° a 360° son cuantificados a un número de valores individuales. Un contador de varios bits cuenta continuamente a través de estos valores individuales a una velocidad de reloj constante. La salida del contador de varios bits dirige la tabla de consulta de funciones sinusoidales que proporciona el valor de función sinusoidal codificado digital para cada ángulo de fase cuantificado. El convertidor D/A envía un voltaje proporcional al seno del ángulo de fase individual en la entrada de la tabla de consulta. Las dos variables son la resolución de ángulo de fase y la resolución del convertidor A/D. En el circuito modulador ilustrativo de l figura 3, la escala de ángulos de fase de 0° a 360° se muestra resuelta a 9 bits, o una parte en 512, haciendo cada incremento de 0 = 0.703125°. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que pueden emplearse otras resoluciones, aunque el número de bits que pueden ser codificados en un medio ciclo del portador sinusoidal puede ser limitado .para resoluciones más pequeñas. Por ejemplo, usando una resolución de 9 bits de 0, cada medio ciclo es resuelto a 256 ángulos individuales. Se cree que un límite práctico de 64 bits puede lograrse usando esta resolución angular. De manera similar, la resolución del convertidor .D/A debe seleccionarse de tal forma que el tamaño de etapas sea lo suficientemente pequeño como para proporcionar una cantidad de distorsión relativamente baja en un portador sinusoidal no modulado generado de la misma. Se prefiere actualmente que la resolución del convertidor D/A sea aproximadamente 10 bits. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que la resolución del convertidor D/A afectará la capacidad para usar técnicas de desmodulación FFT, toda vez que es deseable que el ?Y más ' pequeño contemplado sea significativamente más grande que el tamaño de la etapa D/A. Elementos lógicos individuales se ilustran en la figura 3. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que estos elementos pueden fabricarse usando tecnologías diferentes tales como tecnología bipolar, tecnología CMOS, etc., y que las familias lógicas tales como TTL, ECL, etc., se pueden seleccionar dependiendo de los requerimientos de velocidad dictados por las frecuencias operativas para las cuales estén diseñados los circuitos. Además, las personas expertas entenderán que estos elementos pueden integrarse sobre un solo circuito integrado, o que estos elementos pueden programarse en un circuito integrado programable tal como una disposición de entradas programables por campo o que las funciones lógicas llevadas a cabo pueden lograrse como una máquina de estado. En la figura 3, el generador de reloj 20 se muestra excitando el contador binario de 9 bits 22. La salida del contador de 9 bits proveniente del contador 22 se proporciona a través del elemento de retraso 24 al enganchador 26. El enganchador 26 está configurado para ser transparente mientras su entrada de reloj es baja y para enganchar en su salida el valor de 9 bits que aparezca en su entrada cuando su entrada de reloj se vuelva alta. La salida del enganchador 26 se usa para excitar la tabla de consulta de senos 28. La salida de la tabla de consulta de senos 28 excita al convertidor D/A.30. ?l convertidor D/A 30 se muestra en la figura 3 teniendo una resolución de 10 bits en la figura 3, ' pero de esta descripción, las personas de capacidad ordinaria en la técnica entenderán que pueden emplearse diferentes resoluciones. El portador sinusoidal modulado de la figura 1A aparece en la salida del convertidor D/A 30. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que, en el ejemplo del contador de 9 bits de la figura 3 , la frecuencia del generador de reloj 20 se selecciona para que sea 512 veces la frecuencia del portador sinusoidal deseado. La modulación puede aplicarse al portador sinusoidal al congelar temporalmente la entrada a la tabla de consulta de senos 28 para un número de pulsos de reloj cuyos periodos juntos equivalgan al intervalo de tiempo deseado que corresponda a ??. Los diseñadores digitales experimentados apreciarán que existen numerosas formas con las cuales lograr esto. Un ejemplo ilustrativo de un método extremadamente flexible para llevar a cabo esta técnica de modulación se muestra en la figura 3 que usa una memoria no volátil 32. La memoria no volátil 32 puede ser cualquier clase de memoria no volátil, tal como una ROM de máscara, PROM, EPROM, EEPROM, memoria intermedia, etc. La salida del contador de 9 bits proveniente del contador 22 también se proporciona a los nueve bits menos significativos de la memoria no volátil 32, la cual tiene después una ubicación que corresponde a cada ángulo de fase individual en el cual el portador sinusoidal es resuelto. En el circuito de la figura 3, las ubicaciones de memoria en la memoria no volátil 32 que corresponden a ángulos de fase en las escalas de [0? + ??] , [?2 + ??] , [?3 + ??] y [?4 + ??] contienen el valor "1" y las ubicaciones de memoria en la memoria no volátil 32 que corresponden a ángulos de fase fuera de estas escalas contienen el valor "0". Los datos que serán codificados son transferidos al registro de entrada de datos 34. El registro de entrada de datos 34 es un registro de entrada paralela y salida en serie. El registro de entrada de datos 34 es cargado con n bits de datos, n siendo el número de posiciones de bit que pueden ser codificadas en un medio ciclo del portador sinusoidal. El registro de entrada de datos 34 es regulado con un reloj por la salida de datos de la memoria no volátil 32. Antes del primer pulso del reloj , el primer bit de datos aparece en la salida serial del registro de entrada de datos 34. Cuando el conteo de salida del contador de 9 bits 22 alcanza el valor que corresponde a la ubicación del ángulo de fase del primer bit de datos que será codificado, la salida de la memoria no volátil 32 presenta un valor de "1" como el descrito anteriormente. Si el valor del primer bit de datos que aparece en la salida en serie del registro de entrada de datos 34 también es un valor de "1", la salida de la compuerta AND 36 se vuelve verdadera (un valor de "1"). Esto engancha el conteo del contador de 9 bits 22 en la salida del enganchador 26, causando que la salida del convertidor D/A permanezca constante. A partir de un examen de la figura 3, las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que el elemento de retraso 24 está interpuesto entre la trayectoria de salida del contador 22 para permitir que la salida de la memoria no volátil 32 y la salida de la compuerta AND 36 se establezcan antes de que el nuevo conteo alcance el enganchador 26. Durante este tiempo, el contador de 9 bits 22 continúa contando y su salida dirige secuencialmente los contenidos de la memoria no volátil 32. Siempre y cuando la salida de la memoria no volátil 32 presente un valor de "1" a la compuerta ADN 36, la salida del enganchador 26 permanece enganchada. Cuando la salida de memoria no volátil 32 cae a un valor de "0", la compuerta AND 36 libera al enganchador 26 y el conteo de salida de corriente del contador de 9 bits 22 se presenta a la tabla de consulta 28, causando que la salida del convertidor D/A 30 se eleve inmediatamente (o caiga) hasta el valor de Y = sin? para el valor actual de 0 representado por el conteo de salida de corriente del contador de 9 bits 22. Como se indicó previamente, existen numerosas formas en las cuales se puede modular al portador sinusoidal al congelar temporalmente la entrada a la tabla de consulta sinusoidal 28 para un número de pulsos de reloj cuyos periodos juntos sean iguales al intervalo de tiempo deseado que corresponda a ??. Una ventaja de emplear el esquema mostrado en la figura. 3 usando la memoria no volátil 32. es que las posiciones de los bits de datos a los ángulos de fase 0?, ?2, 02, ? , y los intervalos ?? pueden ajustarse en forma colectiva o individual simplemente al programar los contenidos de la memoria no volátil 32.- Por ejemplo, como se describió anteriormente en la presente, las longitudes de intervalos ??, pueden ajustarse individualmente para causar de esta manera cambios ?Y sustancialmente iguales para representar bits de valor "1".

Otra ventaja obtenida al emplear la memoria no volátil 32, como la mostrada en la figura 3, es que la velocidad de bits de la modulación puede alterarse selectivamente. La memoria no volátil 32 se muestra incluyendo entradas de dirección de más alto orden de bits 38 y 40, controladas por el controlador de velocidad de bits 42. Este ejemplo muestra la resolución de cuatro segmentos separados de memoria no volátil 32. Cada segmento puede ser programado con datos que representen diferentes números de ángulos de fase de codificación de bits, diferentes intervalos para ??, o diferentes combinaciones de ambos parámetros . Como se apreciará por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, el controlador de velocidad de bits 42 puede configurarse para alterar en forma adaptiva y dinámica la velocidad de bits y/o los intervalos para la modulación de ?? en respuesta a condiciones cambiantes dentro del canal de comunicación en el cual se emplee el modulador de la presente invención. Como un ejemplo no limitativo, esta técnica podría usarse para negociar la velocidad de conexión sobre líneas telefónicas de pares trenzados como se hace en los módems de marcado actuales. De manera similar, esta técnica puede emplearse para alterar la velocidad de bits de la técnica de modulación de la presente invención en cualquier canal de comunicaciones en el cual se emplee para numerosos propósitos tales como compensar condiciones de cambio dinámico, tales como ruido, etc., en el canal de comunicaciones . Como también se apreciará por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, la velocidad de bits y/o una o más de las posiciones de ángulo^ de fase para la modulación ?? pueden ser cambiadas usando el controlador de velocidad de bits 42 y líneas de dirección adicionales para tener acceso a otras ubicaciones de memoria para otros propósitos. Estos propósitos incluyen identificar cuadros de sincronización, identificar encabezados de paquete para usarse en IP, u otros sistemas de protocolos de paquetes, o identificar otros eventos o condiciones. De esta manera, a la detección- de bits "fuera de posición" en portadores recibidos puede asignársele significados tales como eventos de identificación, proporcionar datos adicionales, intercambiar posiciones de bits de contenido de entretenimiento en sistemas de varios portadores para propósitos anti-piratería, etc. Estos significados pueden cambiar dependiendo de si esta actividad ocurre en un "cuadro" . La naturaleza del controlador de velocidad de bits 42 dependerá en gran parte de la naturaleza y arquitectura del sistema en el cual el modulador esté colocado y de las condiciones que se usarán para alterar la velocidad de bits o las posiciones de ángulo de fase de bits. Como un ejemplo, el controlador de velocidad de bits 42 puede ser configurado como una máquina de estado, un microcontrolador o un microprocesador. La configuración de la máquina de estado y/o programación del microcontrolador o microprocesador por supuesto, dependerán del proceso exacto que se esté llevando a cabo y es una tarea de rutina para una persona de capacidad ordinaria en la técnica. Sin embargo, como un ejemplo general, el controlador de velocidad de bits puede acondicionarse para detectar la presencia de una condición, solicitar, interrumpir, llevar a cabo o similar, y establecer una dirección a una ubicación en la memoria 32 que contenga los datos para producir el número de bits deseado y/o establecer una o más posiciones de bits a ángulos de fase deseados del portador sinusoidal para llevar a cabo la respuesta específica a la condición, solicitud, interrupción, evento o similar. Si se están codificando datos adicionales, un ajuste de ángulo de fase de las posiciones de bits en el portador sinusoidal puede representar un primer estado digital (por ejemplo,- un "cero") y un segundo ajuste de ángulo de fase de las posiciones de bit en el portador sinusoidal puede representar un segundo estado digital (por ejemplo, un "uno"). Un receptor para desmodular las ondas sinusoidales moduladas de la presente invención puede ser acondicionado para detectar uno o más bits "fuera de posición" en uno o más portadores y llevar a cabo diferentes acciones con base en la detección y los significados asignados a la condición. Una ventaja en emplear esta técnica de acuerdo con la presente invención es que esto se puede lograr mientras se utilizan aún los datos detectados, significando que este incremento en la función puede obtenerse sin degradar el ancho de banda del canal de comunicaciones. Por ejemplo, un canal que presente bits codificados "fuera de posición" puede usarse para indicar que el sistema está a punto de incrementar o reducir el número de portadores en el canal . Las personas de capacidad ordinaria en la técnica entenderán que los usos para esta capacidad de inteligencia adicional de la presente invención son virtualmente ilimitados y son adaptables a la configuración y uso final particulares del sistema en el cual se empleen. La salida del convertidor D/A 30 puede ser regulada, y/o mezclada con salidas de convertidores D/A provenientes de otros moduladores como los descritos en la presente, y de otra manera puede acondicionarse más, por ejemplo, mediante modulación adicional o conversión de frecuencia según sea necesario para preparar señales para su inserción en varios canales de comunicación. Este aspecto de la present.e invención se ilustra en las figuras 4A y 4B, a las cuales' se atrae ahora la atención. La figura 4A es un diagrama de bloques de un convertidor ascendente de frecuencia que puede usarse para preparar portadores modulados para la transmisión en sistemas de comunicación de acuerdo con la presente invención. El oscilador local 40 excita una entrada del mezclador RF balanceado 42. Un conjunto de portadores de onda sinusoidal modulados se presenta a la otra entrada del mezclador RF balanceado 42. La salida del mezclador RF balanceado 42 se pasa a través de un filtro de paso de banda 44. La disposición de la figura 4A para usarse como un convertidor ascendente se conoce bien en la técnica RF. La figura 4B es un diagrama de bloques de un convertidor descendente de frecuencia que se puede usar para convertir en forma descendente señales portadoras moduladas recibidas en sistemas de comunicaciones de acuerdo con la presente invención. Al igual que en la figura 4A, el oscilador local 40 excita una entrada del mezclador RF balanceado 42. La entrada RF es recibida y presentada a otra entrada del mezclador RF balanceado 42 a través del filtro de paso de banda 46. La salida del mezclador RF balanceado 42 es pasada a un detector del tipo descrito en la presente. La disposición de la figura 4B para usarse como un convertidor descendente también se conoce bien en la técnica de radiofrecuencia. Como un ejemplo del uso de convertidores ascendentes y convertidores descendentes en el contexto de la presente invención, los portadores a frecuencias en la escala de 1 MHz pueden ser convertidos en frecuencia a la escala de 100 MHz para su transmisión sobre canales de comunicación por cable coaxial, y a la escala de 100 MHz pueden convertirse en frecuencia a la escala de gigahertz para la transmisión sobre canales de comunicación de enlace por microondas tales como enlaces de punto a punto terrestres o enlaces satelitales . Las técnicas para este acondicionamiento de señal y conversión de frecuencias se conoce bien en la técnica. Otro aspecto de la invención se ilustra en la figura 5A, la cual es un diagrama de bloques de una pluralidad de circuitos moduladores ilustrativos, cada uno para generar un portador sinusoidal modulado, cuyas salidas son mezcladas juntas de acuerdo con las técnicas de la presente invención.

Los circuitos moduladores 50-1, 50-2, 50-3 y 50-4, pueden configurarse todos como se ilustra en la figura 3 o pueden configurarse de otra manera. La salida del portador sinusoidal modulado de cada modulador se alimenta al circuito mezclador 52. El circuito mezclador 52 puede configurarse simplemente como un amplificador de suma como se conoce en la técnica puede configurarse de otra manera. La salida del circuito mezclador 52 es una forma de onda compuesta que contiene todos los portadores sinusoidales modulados individuales provenientes de los circuitos moduladores 50-1, 50-2, 50-3 y 50-4. La forma de onda compuesta en la salida del circuito mezclador 52 puede acondicionarse más de otra manera, por r ejemplo, mediante modulación o conversión de frecuencia adicional según sea necesario para- preparar las señales para su inserción en varios canales de comunicación. Las técnicas para este acondicionamiento y conversión de señales se conocen bien en la técnica. En referencia ahora a la figura 5B, un diagrama de bloques muestra un sistema 60 que incluye una pluralidad de circuitos moduladores ilustrativos, cada uno para generar un portador sinusoidal modulado, cuyas salidas se mezclan juntas de acuerdo con las técnicas de la presente invención. El transmisor de datos de desplazamiento de fases elemental de varias frecuencias descrito en la presente es uno de los muchos objetivos de un método para usar en los desplazamientos de -fase elementales de un portador para transportar datos digitales. Un controlador 62 proporciona la supervisión y control del sistema. La memoria de datos 64 almacena los datos que provienen desde su origen. Los datos ingresados son sincronizados provenientes de la fuente externa. Pueden estar en serie o en paralelo. La memoria de datos 64 bajo la supervisión del controlador 62 envía un bit de datos específico justo en el momento correcto para la evaluación (si es un uno) o des-evaluación (si el bit es un cero) de un cambio de fase elemental como se describió arriba. Una pluralidad de máquinas de estado secuenciadoras 66-1 a 66-6 como el nombre lo indica, son cada una máquinas de estado que, cuando son sincronizadas, secuencian a través de las salidas de dirección para excitar una pluralidad de tablas de consulta de ondas sinusoidales (LUTs) 68-1 a 68-6 correspondientes, respectivamente. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que el número de estas máquinas de estado secuenciadoras usadas en una modalidad real de la presente invención es arbitrario y sólo se muestran seis como un ejemplo ilustrativo. Cada una de las máquinas de estado 66-1 a 66-6 se usan para generar los portadores de onda sinusoidales de acuerdo con los principios de la presente invención y pueden configurarse, por ejemplo, para llevar a cabo el proceso descrito con respecto a la figura 3 o un proceso equivalente que genere al portador de onda sinusoidales modulado de las figuras lA y IB. Las LUTs de ondas sinusoidales 68-1 a 68-6 son memorias programadas fijas similares a una Memoria de Sólo Lectura (ROM) . Estas memorias son programadas cada una de tal manera que por cada ubicación de dirección de entrada el registro de datos contenga un valor digital específico de la amplitud de una onda sinusoidal a una fase o ángulo específico de la ubicación de la onda. En implementaciones comunes ya que las direcciones son estimuladas secuencialmente la salida de datos envía una representación digital de una onda sinusoidal. La amplitud pico es fijada y 'la frecuencia de las ondas sinusoidales corresponde directamente a la velocidad de las direcciones que son secuenciadas en número de etapas de dirección que constituyen una onda completa. Las máquinas de estado secuenciadoras 66-1 a 66-6 tienen cada una tres entradas: reloj, datos y reinicio. El reloj causa que las máquinas de estado secuenciadoras 66-1 a 66-6 secuencien a través de las direcciones para producir una señal de ondas sinusoidales de las LUTs 68-1 a 68-6. Cuando un bit de datos está presente y a la ubicación de fase correcta de la onda sinusoidal el secuenciador causará que su LUT asociada retrase su salida y cause un cambio de fase elemental en su salida. El reinicio, cuando es evaluado, lleva a cada máquina de estado secuenciadora de regreso a un estado conocido . Las LUTs 68-1 a 68-6 son cada una esencialmente una memoria preprogramada fija similar a una Memoria de Sólo Lectura (ROM) . Esta memoria se programa de tal manera que por cada entrada la ubicación de dirección el registro de datos contenga un valor digital específico de la amplitud de una onda sinusoidal a una fase o ángulo específico de la ubicación de la onda. En implementaciones comunes ya que las direcciones son estimuladas secuencialmente la salida de datos envía una representación digital de una onda sinusoidal. La amplitud pico es fijada y la frecuencia de ondas sinusoidales corresponde directamente a la velocidad de las direcciones son secuenciadas y el número de etapas de dirección que constituyen una onda completa. ?xisten numerosos esquemas que pueden emplearse para distribuir los datos de la memoria de datos 64 para distribuir los datos a- una máquina de estado secuenciadora 66-1 a 66-6. Como se indicó anteriormente, la velocidad de datos para cada máquina de estado secuenciadora 66-1 a 66-6 será diferente. Una forma ejemplar de distribuir los datos es distribuir cada bit en turno a una de las máquinas de estado secuenciadoras 66-1 a 66-6 que vaya a codificar el siguiente bit. Este método puede ser referido en la presente como "progresión" y tiene la ventaja de que no requiere el reensamble de los datos en el receptor toda vez que los datos están en forma de una corriente de datos en serie simple. Esta sincronización puede derivarse como un asunto de matemáticas simples toda vez que se especifica un diseño de sistema y se determina el número de frecuencias de los portadores . Los detalles de la entrada de los datos a las máquinas de estado secuenciadoras 66-1 a 66-6 adecuadas provenientes de un distribuidor de datos de acuerdo con una secuencia conocida son un aspecto de diseño de circuitos digitales de rutina. Nuevamente con referencia a la figura 2 como un ejemplo, y suponiendo que 4 bits serán codificados en cada medio ciclo de cada portador de ondas sinusoidales, la posición absoluta en tiempo para cada posición angular de ángulos de fase ?x, ?2, ?2 y T4 se puede calcular fácilmente para cada portador de ondas sinusoidales en un solo cuadro. Cada uno de estos tiempos, y uno de los portadores de onda sinusoidales con el cual esté asociado, pueden usarse por el controlador 62 para distribuir el siguiente bit de datos a la máquina de estado secuenciadora 66-1 a 66-6 adecuada. Otra forma ejemplar para distribuir los datos es, para cada cuadro, asignar a cada una de las máquinas de estado secuenciadoras 66-1 a 66-6 un bloque de datos que tenga un número de bits igual al número de bits que el secuenciador codificará en el cuadro actual. Esta información se conoce una ' vez que un diseño de sistemas se especifica y el número y frecuencias de los portadores se determina. En el ejemplo de la figura 2 , la tabla 1 muestra el número de bits que se usarán por cuadro para cada portador.

Como se apreciará por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, dependiendo de la complejidad de la distribución de datos en el extremo de codificación, este esquema de distribución de datos podría ser restringido toda vez que no podría ser posible recibir velocidades de datos extremadamente rápidas en el extremo receptor debido a que el distribuidor de datos tiene que esperar a que los bloques de datos de cada portador sean llenados antes de que los bloques estén listos para su liberación. Las salidas de las LUTs 68-1 a 68-6 se presentan a los convertidores D/A 70-1 a 70-6, respectivamente. Los convertidores D/A 70-1 a 70-6 convierten en forma lineal y - continua los bytes digitales de 8 bits paralelos a partir de los LUTs 68-1 a 68-6 a la entrada - del amplificador de suma 72. El amplificador de suma 72 es una configuración convencional de un circuito que usa un amplificador operativo para agregar linealmente varias señales análogas individuales juntas y - producir una señal compuesta. Una técnica de desmodulación de acuerdo con la presente invención detecta el portador modulado y lo examina para determinar si la función sinusoidal del portador ha sido alterada a un intervalo ?? después de cada ángulo de fase ?n. Por ejemplo, si el portador ha sido modulado al mantener la amplitud Y = sin?n durante un intervalo corto ?? después del ángulo de fase ?n, el portador modulado es examinado para determinar si Y = sin?n durante el intervalo ?? después del ángulo de fase ?n o si la amplitud ha sido después de la función Y = sin? durante el intervalo ?? luego de cada ángulo de fase ?n. Este examen puede lograrse, por ejemplo, al mezclar el portador sinusoidal detectado con una señal sinusoidal de referencia que tenga la misma frecuencia y fase que el portador para detectar diferencias de fase entre la señal sinusoidal de referencia y el portador modulado, o al llevar a cabo análisis de transformación de Fourier rápida (FFT) en el portador modulado. Este desmodulador también puede contener circuitos para detectar bits "fuera de posición" dispuestos en uno o más de los portadores . La figura 6 es un diagrama de bloques de un circuito desmodulador ilustrativo para extraer la información de un portador sinusoidal modulado de acuerdo con las técnicas de la presente invención. Primero, el portador sinusoidal modulado de entrada se presenta al bloque acondicionador de entrada de señal 80. La naturaleza de los circuitos dentro del bloque acondicionador de entrada de señal 80 dependerá del medio.de transmisión usado en el canal de comunicación. Por ejemplo, si el medio de transmisión es un cable de pares trenzados tal como el que sería encontrado en una red telefónica, el bloque de acondicionamiento de entrada de señal 80 puede formarse a partir de un receptor de línea diferencial . Si el medio de transmisión es un transmisor de radio o microondas, como puede ser el caso en un sistema de comunicaciones inalámbricas o vía satélite, el bloque acondicionador de entrada de señal 80 puede consistir en los circuitos frontales RF e IF usuales, incluyendo antenas, amplificadores RF, convertidores descendentes y detectores de RF si es aplicable al sistema de RF usado . La salida del bloque acondicionador de entrada de señales 80 se presenta al filtro de paso de banda angosto 82. ?l filtro de paso de banda angosto 82 debe tener una Q de aproximadamente al menos 100. La frecuencia central del filtro de paso de banda angosto 82 se selecciona para ser la frecuencia del portador sinusoidal modulado. La señal proveniente del filtro de paso de banda angosto 82 se amplifica en el amplificador 84 y se presenta a un lado de un mezclador doblemente balanceado 86. El otro lado del mezclador doblemente balanceado 86 es alimentado por la salida del oscilador controlado numéricamente (NCO) 88. La frecuencia y fase del NCO 88 se ajustan a la frecuencia y fase de una de las ondas sinusoidales moduladas dentro de la banda de paso del filtro de banda de paso 82. En un sistema de comunicaciones de la presente invención que emplea una pluralidad de portadores modulados con un canal de comunicaciones, se hace una provisión para desmodular separadamente cada uno de los portadores para extraer los datos codificados.- En referencia ahora a la figura 7, un diagrama de bloques muestra una línea de entrada 90 que excita una pluralidad de una pluralidad de mezcladores balanceados 92, 94, 96, 98, 100 y 102 ilustrativos. Se muestran seis mezcladores balanceados en la figura 7, pero las personas de capacidad ordinaria en la técnica entenderán fácilmente que puede usarse- cualquier número de mezcladores balanceados dependiendo de cuántas ondas sinusoidales moduladas de frecuencia diferente fueron generadas por los circuitos moduladores de la figura 5A. Los mezcladores balanceados 92, 94, 96, 98, 100 y 102 también son excitados desde las salidas del generador de ondas sinusoidales múltiples NCO 104. Cada salida es una forma de onda sinusoidal a una de las frecuencias de los portadores modulados por ondas sinusoidales de los cuales va a extraerse la información codificada digitalmente. Las salidas de los mezcladores balanceados 92, 94, 96, 98, 100 y 102 se combinan en una corriente de datos de salida en serie paralela en el convolutor de datos 106 de acuerdo con técnicas conocidas. El convolutor de datos 106 reensambla los datos , digitales provenientes de las ondas sinusoidales moduladas individuales . Debido a que las ondas sinusoidales moduladas individuales están a diferentes frecuencias, los n bits de datos provenientes de cada una llegan a diferentes velocidades. Por ejemplo, en un sistema que usa un ancho de banda de línea telefónica de menos de 3 KHz, las frecuencias portadoras pueden ser 1 KHz, 1.2 KHz, 14 KHz... 3 KHz. Los datos en el portador de 1 Khz llegan a una velocidad de n bits por 1 Seg. Los datos en el portador de 3 Khz llegan tres veces a esa velocidad. El reensamble de los datos provenientes de los diferentes portadores no es demasiado diferente al reensamble de datos de paquete en una red de paquetes IP. Pueden ampliarse varias técnicas conocidas. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica entenderán que los detalles del proceso del reensamble variarán como una función de la manera en la cual los datos se dividieron entre los diferentes portadores en un sistema de varios portadores. De acuerdo con un aspecto de la invención, un portador puede emplearse para llevar a cabo información de control necesaria para uno o más aspectos de la comunicación, o una combinación de información de control ' y datos . Dependiendo de la cantidad de información de control requerida en un canal de comunicaciones, la información de control puede codificarse en el portador que tenga la velocidad de datos más baja (es decir, el portador de 1 KHz en el ejemplo anterior) , la velocidad de datos más alta (es decir, el portador de 3 Khz en el ejemplo anterior) o en uno de los demás portadores. En referencia ahora a la figura 8, se muestran un circuito y método alternativos para desmodular un portador sinusoidal modulado de acuerdo con los principios de la presente invención. Este desmodulador opera al excitar un presentador visual LED de puntos móviles, en donde el punto iluminado representa el nivel de la onda sinusoidal modulada recibida. Debido a que el voltaje de las porciones no moduladas del portador de ondas sinusoidales y porciones del portador moduladas como un bit cero (tal como se muestra al ángulo de fase T4 de la figura lA) , cambia en forma bastante rápida mientras que el voltaje y el nivel del voltaje en porciones del portador moduladas con un bit (tal como se muestra en el ángulo de fase T4 de la figura ÍA) permanece constante durante un periodo más largo, el LED que corresponde al nivel de voltaje que inicia en el ángulo de fase ?4 de la figura 1A será más brillante durante un mayor tiempo. Esta diferencia en luminosidad es detectada y decodificada. Esto es B.S.. Nadie haría esto. Bl circuito' desmodulador de la figura 8 ingresa una de las ondas sinusoidales moduladas a un circuito lógico y excitador LED 110. En una modalidad de la invención el circuito lógico y excitador LED 110 puede ser un circuito integrado de presentación visual por barras de puntos tal como un circuito integrado LM 3914 disponible de National Semiconductor Corporation de Santa Clara, CA. El LM3914 es un circuito integrado monolítico que detecta niveles de voltaje análogos y tiene salidas para excitar una pluralidad de LEDs, de esta manera proporcionando un visor análogo lineal. El visor puede configurarse como un visor de puntos en movimiento. Las salidas del circuito excitador lógico y el LED 110 se muestran excitando cinco circuitos opto-aislantes 112-1 a 112-5. Cada circuito opto-aislante contiene un LED acoplado ópticamente a un fototransistor. El LED tiene su ánodo acoplado a un potencial positivo y su cátodo acoplado a una de las salidas del circuito lógico y LED excitador 110. Los emisores de los fototransistores se muestran a tierra en la figura 8 y los colectores están acoplados juntos y acoplados a un resistor de paso potencial de voltaje positivo 114, aunque las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que pueden emplearse otras configuraciones de circuito. La diferencia entre un bit "cero" y un bit "uno" es un voltaje más bajo en el fondo del resistor 114 para un bit "uno" debido a la corriente más alta extraída por uno de los fototransistores que está conduciendo. La sincronización del nivel de voltaje para determinar qué bit está siendo detectado se deriva fácilmente del voltaje, fase e información de cuadro disponibles las cuales están disponibles en el sistema particular. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que la configuración de la figura 8 funcionará sobre una amplia gama de frecuencias y que se debe tener cuidado en seleccionar los componentes para este circuito destinado para usarse a frecuencias más altas para asegurar que sus tiempos de respuesta sean adecuados para la frecuencia de uso deseada. Un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención emplea un modulador para insertar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención sobre un extremo de una línea telefónica o sobre otra línea de comunicaciones de pares de cables. De preferencia, una • pluralidad de estos portadores modulados, separada en frecuencia por una cantidad de banda, se inyectan en la línea. Un desmodulador es acoplado al otro extremo de la línea telefónica u otra línea de comunicaciones de pares de cables. De acuerdo con una modalidad de la invención, un modulador y el desmodulador pueden localizarse en cada extremo de la línea y las comunicaciones pueden ser comunicaciones bidireccionales . De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y el desmodulador puede negociar una velocidad de bits que se usará en las comunicaciones. En referencia ahora a la figura 9A y la figura 9B, diagramas de bloques ilustran un sistema de comunicaciones bidireccionales 120 de acuerdo con la presente invención que emplea una línea alámbrica como un medio de comunicaciones. La figura 9A muestra un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención que usa una línea telefónica u otra línea de comunicaciones de pares de alambres - como el medio de comunicaciones. Las estaciones de usuario 122-1 y 122-2 incluyen un dispositivo de entrada 124-1 y 124-2 (tal como una computadora) , respectivamente. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que una de las estaciones de usuario 122-1 y 122-2 puede ser un proveedor tal como un proveedor de servicio de Internet (ISP) , y que muchas estaciones de usuario pueden conectarse a un solo ISP como se conoce en la técnica. Cada estación incluye también un modulador/desmodulador y unidad acondicionadora de señal I/O 126-1 y 126-2, respectivamente. El modulador/desmodulador puede ser configurado como se describe en la presente. Como se entenderá por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, la unidad acondicionadora de señal I/O sirve para preparar las señales moduladas para su envío sobre las líneas de comunicaciones de pares de alambres 128 a una oficina central telefónica 130 como se conoce en la técnica. En referencia ahora a la figura 9B, muestra un sistema de comunicaciones 140 de acuerdo con la presente invención que usa tecnología de línea de energía sobre banda ancha (BPL) que emplea líneas de energía eléctrica como el medio de comunicaciones. Las estaciones de usuario 142-1 y 142-2 incluyen un dispositivo de entrada 144-1 y 144-2 (tal como una computadora) , respectivamente. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que una de las estaciones de usuario 142-1 y 142-2 pueden comunicarse entre sí punto a punto o pueden ser estaciones de usuario o servidores en un ambiente de red de área local (LAN) que incluya otras estaciones de usuario (no mostradas) . Cada estación incluye también un modulador/desmodulador y unidad acondicionadora de señal 1/0 146-1 y 146-2, respectivamente. El modulador/desmodulador puede ser configurado como se describe en la presente. Como se entenderá por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, la unidad acondicionadora de señal I/O sirve para acoplar las estaciones de usuario a enchufes eléctricos en un negocio o residencia para transmitir y recibir las señales moduladas sobre líneas de energía eléctrica 148 que - sean alimentadas (a través de transformadores reductores) a un transformador de distribución de 4.8KV 150 como se conoce en la técnica. Los datos que entran o salen de ubicaciones fuera del árbol de distribución al que da servicio el transformador 150 pueden ser acoplados dentro y fuera del transformador de distribución 150 sobre, por ejemplo, cable de fibra óptica 152 a través del circuito de acoplamiento I/O 154 como se conoce en la técnica BPL. El cable de fibra óptica 152 puede ser acoplado a un ISP u otra entidad servidora, como se conoce en la técnica de las comunicaciones. Otro sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención emplea un modulador para insertar por lo menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención sobre un extremo de una línea de comunicaciones por cable coaxial . Los portadores modulados pueden ser convertidos ascendentemente en frecuencia antes de ser insertados sobre la línea de cable coaxial. De preferencia, una pluralidad de estos portadores modulados, separados en frecuencia por una cantidad de banda de guarda, son insertados en la línea. Un desmodulador es acoplado al otro extremo de la línea de comunicaciones por cable coaxial . De acuerdo con una modalidad de la invención, un modulador y desmodulador pueden localizarse en cada extremo de la línea y las comunicaciones pueden ser comunicaciones bidireccionales. De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y el desmodulador pueden negociar una velocidad de bits que se usará en las comunicaciones. Este aspecto de la presente invención se muestra diagramáticamente en la figura 10. En referencia ahora a la figura 10, un diagrama de bloques ilustra un sistema de comunicaciones bidireccionales 160 de acuerdo con la presente invención que emplea una línea de comunicaciones por cable coaxial, tal como se puede encontrar en un sistema de televisión por cable (CATV) , como el medio de comunicaciones. Las estaciones de usuario 162-1 y 162-2 incluyen un dispositivo de entrada 164-1 y 164-2 (tal como una computadora), respectivamente. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que una de las estaciones de usuario 162-1 y 162-2 puede ser un proveedor tal como un proveedor de servicio de Internet (ISP) . Cada estación incluye también un modulador/desmodulador y unidad acondicionadora de señal I/O 166-1 y 166-2, respectivamente. El modulador/desmodulador puede ser configurado como se describe en la presente. Como se entenderá por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, la unidad acondicionadora de señal I/O sirve para preparar las señales moduladas para su envío sobre las líneas de comunicaciones por cable coaxial 168 a un centro distribuidor de CATV 170 como se conoce en la técnica. Otro sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención emplea un modulador para generar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención y para modular más un portador de radiofrecuencia (RF) con el por lo menos un portador modulado para formar una señal RF inalámbrica. Los portadores modulados pueden ser convertidos ascendentemente en frecuencia antes de ser modulados por RF. De preferencia, una pluralidad de estos portadores modulados, separados en frecuencia por una cantidad de banda de guarda, son modulados por RF. La señal modulada por RF es luego transmitida. La señal modulada por RF transmitida es después detectada por un receptor de RF terrestre. Un desmodulador es acoplado al receptor de RF terrestre. De acuerdo con una modalidad de la invención, las comunicaciones pueden ser comunicaciones bidireccionales. De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y el desmodulador pueden negociar una velocidad de bits que se usará en las comunicaciones . Este aspecto de la presente invención se muestra esquemáticamente en la figura 11.

En referencia ahora a la figura 11, un diagrama de bloques ilustra un sistema de comunicaciones bidireccionales 180 de acuerdo con la presente invención que emplea una línea de comunicaciones inalámbricas de RF terrestre como el medio de comunicaciones. Las estaciones de usuario 182-1 y 182-2 incluyen un dispositivo de entrada 184-1 y 184-1 (tal como una computadora) , respectivamente. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que una de las estaciones de usuario 182-1 y 182-2 puede ser un proveedor tal como un proveedor de servicio de Internet (ISP) . Cada estación incluye también un modulador/desmodulador y unidad acondicionadora de señal I/O 186-1 y 186-2, respectivamente. El modulador/desmodulador puede ser configurado como se describe en la presente. Como se entenderá por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, la unidad acondicionadora de señal I/O sirve para preparar las señales moduladas para su transmisión y recepción inalámbrica como se conoce en la técnica. Los transceptores de RF 188-1 y 188-2 se usan para modular y transmitir por RF los portadores sinusoidales modulados así como para recibir y desmodular las señales de RF transmitidas desde la otra estación. Fste equipo de RF se conoce bien en la técnica de transmisión y recepción por RF. Según se usa en la presente el término "RF" está diseñado para abarcar el espectro de frecuencias entre aproximadamente 500 KHz hasta e incluyendo la porción VHF y UHF del espectro de frecuencias, así como la porción de microondas del espectro de frecuencias. Otro sistema de comunicaciones de acuerdó con la presente invención emplea un modulador para generar al menos un portador modulado de acuerdo con la presente invención y para modular más un portador de radiofrecuencia (RF) con el por lo menos un portador modulado para formar una señal de RF inalámbrica. Los portadores modulados pueden ser convertidos ascendentemente en frecuencia antes de ser modulados por RF. De preferencia, una pluralidad de estos portadores modulados, separados en frecuencia por una cantidad de banda de guarda, son modulados por RF . La señal modulada por RF es luego transmitida a un satélite que órbita la tierra u otro satélite o nave espacial . Un desmodulador es acoplado al receptor RF en el satélite que órbita la tierra u otro satélite o nave espacial . El satélite o nave espacial que órbita la tierra u otro pueden retransmitir después la señal RF a otro receptor RF o pueden desmodularla para uso local. De acuerdo con una modalidad de la invención, las comunicaciones pueden' ser comunicaciones bidireccionales . De acuerdo con otra modalidad de la invención, el modulador y el desmodulador pueden negociar una velocidad de bits que se usará en las comunicaciones . Este aspecto de la presente invención se muestra esquemáticamente en la figura 12. En referencia ahora a la figura 12 , un diagrama de bloques ilustra un sistema de comunicaciones bidireccionales 190 de acuerdo con la presente invención que emplea una línea de comunicaciones inalámbricas vía satélite como el medio de comunicaciones. Las estaciones de usuario 192-1 y 192-2 incluyen un dispositivo de entrada 194-1 y 194-1 (tal como una computadora) , respectivamente. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica apreciarán que una de las estaciones de usuario 192-1 y 192-2 puede ser un proveedor tal como un proveedor de servicio de Internet (ISP) . Cada estación incluye también un modulador/desmodulador y unidad acondicionadora de señal I/O 196-1 y 196-2, respectivamente. El modulador/desmodulador puede -ser configurado como se describe en la presente. Como se entenderá por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, la unidad acondicionadora de señal I/O sirve para preparar las señales moduladas para su transmisión y recepción inalámbrica como se conoce en la técnica. Las estaciones de satélite 198-1 y 198-2 se usan para modular y transmitir por microondas los portadores sinusoidales modulados al satélite 200, así como para recibir y desmodular las señales de microondas transmitidas desde la otra estación por medio del satélite 200. Este equipo de satélite se conoce bien en la técnica de transmisión y recepción por microondas . Como se describió arriba, los circuitos moduladores y desmoduladores mostrados en las figuras 3 a 8 sólo son ilustrativos y otras soluciones moduladoras y desmoduladoras se contemplan dentro del alcance de la presente invención. Las personas de capacidad ordinaria en la técnica entenderán que las técnicas de procesamiento de señales digitales pueden usarse en un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención para producir al menos un portador sinusoidal modulado como el mostrado en la figura 2 y para desmodular al por lo menos un portador sinusoidal. Estos moduladores y desmoduladores DSP se muestran en las figuras 13 y 14, respectivamente. La Transformación de Fourier Rápida (FFT) es un método matemático para convertir señales en el domino de tiempo en representaciones en el dominio de frecuencias . Una Transformación de Fourier Rápida Inversa (IFFT) revierte el proceso al' tomar coeficientes de frecuencia en forma de datos digitales paralelos y convertirlos de nuevo en una señal periódica continua en el dominio de tiempo. LA IFFT puede usarse para generar las señales de onda sinusoidal moduladas de acuerdo con la presente invención, y la FFT puede usarse para desmodular las señales de onda sinusoidales moduladas de acuerdo con la presente invención. Como se apreciará por las personas de capacidad ordinaria en la técnica, las técnicas FFT e IFFT para desmodulación y modulación de acuerdo con la presente invención son útiles hasta frecuencias en las que las velocidades de reloj de máquina procesadora y las velocidades de conversión A/D y D/A sean aproximadamente seis veces la frecuencia de portador de onda sinusoidal modulado de frecuencia más' alta que será modulado o desmodulado. En referencia ahora a la figura 13 , se presentan coeficientes de frecuencia al bloque IFFT 210. Se usan técnicas DSP conocidas para configurar el bloque IFFT 210. La IFFT modula la representación digital de cada portador de audio en las señales desplazadas en fase elementales precisas requeridas . Los datos de dominio de tiempo enviados desde el bloque IFFT 210 son después alimentados a un convertidor digital a análogo (D/A) 212 para crear una señal de dominio de tiempo. La resolución típica para el bloque IFFT 210 y el convertidor D/A 212 es más de aproximadamente 8 bits. El convertidor D/A 212 debe ser lo suficientemente rápido para llevar a cabo al menos 100 K conversiones por segundo. La salida del convertidor D/A es filtrada con un filtro de paso bajo 214. La filtración de la señal de salida es restringida a remover el ruido de . alta frecuencia sin deteriorar el contenido de información de cada portador. Para este fin, el filtro de paso bajo 214 puede implementarse, por ejemplo, como un filtro de Butterworth de 6 polos o como una modalidad de retraso de grupo cero con una atenuación progresiva de 60 dB/octavo. En referencia ahora a la figura 14, se describe una modalidad de DSP FFT de un circuito desmodulador de acuerdo con la presente invención. Las tecnologías FFT se conocen bien en la .técnica. El circuito desmodulador comprende un convertidor A/D 216 y el bloque FFT 218. En referencia ahora a la figura 15, un diagrama de bloques ilustra cómo un sistema de comunicaciones de acuerdo con la presente invención puede usarse en conjunto, con un protocolo de módem existente. Aunque la figura 15 muestra un sistema 220 que usa protocolo de módem V.90, las personas de capacidad ordinaria en la técnica que examinen la figura 15 y la descripción acompañante apreciarán que otros protocolos de módem pueden ser integrados en la presente invención. El teléfono híbrido proporciona una interfaz entre el módem y la red telefónica física. El híbrido proporciona también el aislamiento entre los lados de transmisión y recepción del módem para mejorar su funcionamiento al igualar impedancias y reducir la contribución de ruido en el receptor por el transmisor local . Un interruptor- 224 diverge la conexión del híbrido ya sea al módem V.90 estándar 226 a al módem de varias frecuencias configurado a partir del resto de los elementos de la figura 15. El estado del interruptor está bajo el control del microcontrolador 228. El microcontrolador 228 controla el funcionamiento general del sistema. Es una unidad de micro-procesamiento integral que incluye RAM, ROM y CPU. Proporciona la interfaz entre el 10/100 Ethernet o Universal Serial Bus (USB) 230 y ya sea el módem V.90 226 o el módem de varias frecuencias configurado a partir del resto de los elementos de la figura 15. El módem V.90 es un módem de "56K" estándar bien conocido en la técnica. El módem V.90 proporciona la capacidad para que el módem se comunique a una baja velocidad estándar antes de cambiar al enlace de alta velocidad provisto por la unidad descrita arriba. El microcontrolador 228 comanda y controla también la interfaz a los bloques IFFT y FFT 232 y 234.. El microcontrolador recibe los datos del bus 10/100 y USB 230 y los formatea a la salida adecuada de la IFFT 232 para generar las señales necesarias para enviarlas a la línea telefónica. El microcontrolador 228 recibe también palabras digitales provenientes del bloque FFT 234 e interpreta estas palabras digitales para contenido de datos antes de pasarlas al bus 10/100 y USB 230. El reloj de sistema para el microcontrolador es provisto por el generador de temporización 236. El generador de temporización 236 proporciona relojes y sincronización de sistema para el funcionamiento del sistema. El blogue de Transformación de Fourier Rápida Inversa (IFFT) 232 es un proceso de procesamiento de señales digitales (DSP) que convierte palabras digitales que representan una señal en el dominio de frecuencia en una señal en el dominio de tiempo . Las palabras digitales que representan parámetros de dominio de frecuencia son alimentadas en paralelo al IFFT 232. El IFFT 232 envía una corriente secuencial de palabras digitales paralelas representativas de las señales análogas que serán producidas en el dominio de tiempo . Esa corriente de datos proveniente del IFFT 232 es alimentada a un convertidor D/A 238 que convierte la secuencia de datos digitales paralelos en una secuencia de niveles análogos que produce, con el tiempo, una señal análoga continua que representa los parámetros de frecuencia ingresados en el IFFT 232. El reloj de conversión y sincronización de la conversión IFFT es provisto por el generador de temporización 236. El convertidor D/A de 16 bits 238 convierte en forma lineal y continua la palabra digital de 16 bits paralela proveniente de la salida del bloque de Transformación de Fourier Rápida Inversa (IFFT) 232 a un nivel análogo representativo. La corriente secuencial continua de muestras de salida análogas produce, con el tiempo, una señal análoga de salida compuesta que es alimentada a través del interruptor 224 y el híbrido 222 a la línea telefónica. La velocidad de muestra para construir la señal análoga es determinada por el generador de temporización 236. Un bloque A/D de 16 bits 240 convierte linealmente la salida análoga proveniente del híbrido 222 a través del interruptor 224 en palabras digitales de 16 bits que son representaciones de cada nivel análogo muestreado. Las muestras de 16 bits son alimentadas en paralelo a la entrada' de la Transformación de Fourier Rápida (FFT) 234. La velocidad de muestra de las señales análogas a las palabras digitales se determina por el generador de temporización 236. La Transformación de Fourier Rápida (FFT) 234 es un proceso de procesamiento de señales digitales (DSP) que convierte señales análogas en el dominio de tiempo en una representación digital de la señal en el dominio de frecuencia. Las palabras digitales que representan muestras de dominio de tiempo provenientes de convertidor A/D 240 son alimentadas en paralelo al FFT 234. El FFT 234 envía posteriormente al microcontrolador 228, palabras digitales paralelas que representan los componentes de frecuencia de la señal (análoga) del dominio de tiempo muestreado. El reloj de conversión y sincronización de la conversión FFT es provisto por el generador de temporización 236. El sistema 220 negocia una conexión usando el módem V.60. Si la otra estación indica que puede comunicarse usando las técnicas de la presente invención, el microcontrolador 228 causa que el interruptor 224 conecte el convertidor D/A 238 y el convertidor A/D 240 al híbrido 222 en lugar de al módem V.90. En referencia ahora a la figura 16, un diagrama de bloques muestra una ilustración de un receptor de ondas sinusoidales de varias frecuencias 250. Este dibujo y la descripción asociada es para la recepción de sólo uno de los muchos portadores usados en un sistema de varias frecuencias . Un sistema real tendría varios de estos receptores trabajando juntos sobre frecuencias diferentes para transferir vastas cantidades de datos usando esta técnica de modulación. El preamplificador • 252 amplifica la señal de entrada para compensar la pérdida dé inserción del filtro de paso de banda 254. El filtro de paso de banda 254 filtra la señal para reducir interferencia fuera de banda. El postamplificador 256 amplifica la señal filtrada para compensar la pérdida de inserción del filtro de paso de banda 254 y eleva el nivel de señal a aquél requerido por el mezclador balanceado 258. Un mezclador balanceado doble 258 mezcla la señal de entrada con la salida de un oscilador local que produce la suma y una diferencia de las dos señales. El oscilador local puede formarse a partir de un detector de cruce de cero 260 que produzca una salida cuando la señal de entrada cruce el nivel de cero voltios. El detector de cruce de cero 260 se usa para generar la referencia para el regenerador de portador 262 que actúa como el oscilador local y el bucle de enganche de fases 264 que genera el reloj de datos. El regenerador de portadores toma la salida del detector de cruce de cero y crea una salida osciladora local que es la misma frecuencia y fase de aquella de la señal de entrada. El bucle de enganche de fases 264 usa la salida del detector de cruce de cero 260 para generar un reloj de alta frecuencia para sincronizar los datos retirados en la salida del comparador 268. El filtro de paso bajo 266 remueve el componente de frecuencia de sumas de la salida del mezclador 258, dejando al componente de diferencia que es representativo de la diferencia de fases absoluta entre la señal de entrada y la señal de referencia fuera del oscilador local. El comparador 268 compara la señal de diferencia del mezclador con una referencia fija produciendo una salida cuando la señal de entrada es más alta que la señal de referencia. Una salida indica que existe una referencia de fases entre el oscilador de entrada y local indicando la presencia de un bit de datos de valor "uno" . El bloque de alineación de reloj 270 bajo el control del microcontrolador 272 alinea el reloj de datos a través de un circuito de retraso variable. Usando un conocimiento anterior de dónde en la fase de la señal los bits de datos están, este circuito filtra los pulsos de reloj de datos los cuales no están en alineación con bits de datos válidos conocidos que provienen del comparador. Los datos son sincronizados en el registro de desplazamiento de varias etapas 274 que se usa como un depósito de acumulación para los bits de datos sincronizados provenientes de la salida del comparador 268. El microcontrolador 272 es un dispositivo preprogramado que monitorea y controla la operación del receptor. El microcontrolador 272 transfiere los datos recibidos almacenados en el registro de desplazamiento fuera hacia otras áreas . El microcontrolador 272 detecta también bits "fuera de posición" y reporta su detección como un evento que puede usarse por el sistema como el descrito en la presente. Aunque la invención se ha descrito con referencia a una modalidad ejemplar, se entenderá por aquellos expertos en la técnica que pueden hacerse varios cambios y equivalentes pueden sustituir a elementos de la misma sin alejarse del alcance de la invención. Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims (48)

1. REIVINDICACIONES
2. Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones : 1. Un método para decodificar información de una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a ángulos de fase ?n seleccionados, la forma de onda tiene una amplitud Y = sin? a ángulos de fase que están fuera de regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n, la forma de onda tiene una amplitud Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n en donde los datos del primer valor serán codificados, la forma de onda tiene una amplitud Y definida por una función diferente de Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociados con cada ángulo de fase ?n en donde los datos del segundo valor serán codificados, caracterizado porque comprende: recibir la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; generar una forma de onda sinusoidal de referencia a partir de la forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados, la forma de onda sinusoidal de referencia tiene una relación de fase constante con la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; mezclar la forma de onda sinusoidal de referencia y la forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados en un mezclador balanceado; extraer los datos digitales codificados del mezclador balanceado detectar cruces de cero de una de las formas de onda sinusoidales y la forma de onda sinusoidal de referencia; y generar una señal de sincronización desde los cruces de. cero detectados . 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es variable.
3. 3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a retroalimentación de un aparato que reciba la forma de onda.
4. 4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a negociación con un aparato que reciba la forma de onda.
5. 5. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el valor de cada uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para identificar un evento .
6. 6. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para codificar un bit de datos adicional.
7. 7. Un método para decodificar información de una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a ángulos de fase ?n seleccionados, la forma de onda tiene una amplitud Y = sin? a ángulos de fase que están fuera de regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n, la forma de onda tiene una amplitud Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n en donde los datos del primer valor serán codificados, la forma de onda tiene una amplitud Y definida por una función diferente de Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociados con cada ángulo de fase ?n en donde los datos del segundo valor serán codificados, caracterizado porque comprende: recibir la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; generar una forma de onda sinusoidal de referencia a partir de la forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados, la forma de onda sinusoidal de referencia tiene una relación de fase constante con la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; mezclar la forma de onda sinusoidal de referencia y la forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados en un mezclador balanceado; extraer los datos digitales codificados del i mezclador balanceado detectar picos de una de de las formas de onda sinusoidales y la forma de onda sinusoidal de referencia; y generar una señal de sincronización desde los picos detectados .
8. 8. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es variable.
9. 9. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?a seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a retroalimentación de un aparato que reciba la forma de onda.
10. 10. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a negociación con un aparato que reciba la forma de onda .
11. 11. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el valor de cada uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para identificar un evento .
12. 12. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para codificar un bit de datos adicional.
13. 13. Un método para decodificar información de una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a ángulos de fase ?n seleccionados, la forma de onda tiene una amplitud Y = sin? a ángulos de fase que están fuera de regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n, la forma de onda tiene una amplitud Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n en donde los datos del primer valor serán codificados, la forma de onda tiene una amplitud Y definida por una función diferente de Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociados con cada ángulo de fase ?n en donde los datos del segundo valor serán codificados, caracterizado porque comprende: recibir la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; digitalizar la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; generar una forma de onda sinusoidal de referencia digital que tiene una relación de fase constante con la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; y llevar a cabo procesamiento de señal digital de transformación de Fourier rápida inversa en la forma de onda sinusoidal de referencia y la forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados . detectar cruces de cero de una de de las formas de onda sinusoidales y la forma de onda sinusoidal de referencia; y generar una señal de sincronización desde los cruces de cero detectados .
14. 14. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es variable.
15. 15. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a retroalimentación de un aparato que reciba la forma de onda.
16. 16. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a negociación con un aparato que reciba la forma de onda .
17. 17. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el valor de cada uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para identificar un evento .
18. 18. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para codificar un bit de datos adicional.
19. 19. Un método para decodificar información de una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a ángulos de fase ?n seleccionados, la forma de onda tiene una amplitud Y = sin? a ángulos de fase que están fuera de regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n, la forma de onda tiene una amplitud Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n en donde los datos del primer valor serán codificados, la forma de onda tiene una amplitud Y definida por una función diferente de Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociados con cada ángulo de fase ?n en donde los datos del segundo valor serán codificados, caracterizado porque comprende : recibir la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; digitalizar la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; generar una forma de onda sinusoidal de referencia digital que tiene una relación de fase constante con la forma de onda sinusoidal que contiene datos digitales codificados; y llevar a cabo procesamiento de señal digital de transformación de Fourier rápida inversa en la forma de onda sinusoidal de referencia y la forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados. detectar picos de una de de las formas de onda sinusoidales y la forma de onda sinusoidal de referencia; y generar una señal de sincronización desde los picos detectados .
20. 20. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es variable.
21. 21. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a retroalimentación de un aparato que reciba la forma de onda.
22. 22. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a negociación con un aparato que reciba la forma de onda.
23. 23. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el valor de cada uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para identificar un evento .
24. 24. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para codificar un bit de datos adicional.
25. 25. Un sistema de comunicación para comunicar en un medio de comunicación caracterizado porque comprende: una primera estación que incluye: un codificador para generar al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que tiene datos digitales codificados en ángulos de fase ?n seleccionados, la forma de onda que tiene una amplitud Y = sin? en ángulos de fase que están fuera de las regiones que tienen escala de ?? empezando en cada ángulo de fase ?n, la forma de onda que tiene una amplitud- Y = sin? en ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen escala de ?? empezando en cada ángulo de fase ?n, en donde van a ser codificados datos del primer valor, la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por una diferente de Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociados con cada ángulo de fase ?n en donde los datos del segundo valor serán codificados; y un transmisor para transmitir al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a través del medio; una segunda estación acoplada a la primera estación a través del medio de comunicación y que incluye: un receptor para recibir la al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a través del medio de la primera estación, el receptor que incluye un para detectar cruces cero de una de las formas de onda sinusoidales y la forma de onda sinusoidal de referencia y para generar una señal de sincronización desde los cruces de cero detectados; y un decodificador para extraer los datos digitales de la al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados usando la señal de sincronización para formar los datos digitales.
26. 26. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es variable.
27. 27. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a retroalimentación de un aparato que reciba la forma de onda.
28. 28. ?l sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a negociación con un aparato que reciba la forma de onda.
29. 29. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para identificar un evento.
30. 30. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n- seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para codificar un bit de datos adicional.
31. 31. Un sistema de comunicación para comunicar en un medio de comunicación caracterizado porque comprende: una primera estación que incluye: un codificador para generar al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que tiene datos digitales codificados en ángulos de fase ?n seleccionados, la forma de onda que tiene una amplitud Y = sin? en ángulos de fase que están fuera de las regiones que tienen escala de ?? empezando en cada ángulo de fase ?n, la forma de onda que tiene una amplitud Y = sin? en ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen escala de ?? empezando en cada ángulo de fase ?n, en donde van a ser codificados datos del primer valor, la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por una diferente de Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociados con cada ángulo de fase ?n en donde los datos del segundo valor serán codificados; y un transmisor para transmitir al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a través del medie- una segunda estación acoplada a la primera estación a través del medio de comunicación y que incluye: un receptor para recibir la al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a través del medio de la primera estación, el receptor que incluye un para detectar cruces cero de una de las formas de onda sinusoidales y la forma de onda sinusoidal de referencia y para generar una señal de sincronización desde los picos detectados; y un decodificador para extraer los datos digitales de la al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados usando la señal de sincronización para formar los datos digitales.
32. 32. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es variable.
33. 33. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porgue el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a retroalimentación de un aparato que reciba la forma de onda.
34. 34. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a negociación con un aparato que reciba la forma de onda.
35. 35. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para identificar un evento.
36. 36. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para codificar un bit de datos adicional.
37. 37. Un sistema de comunicación para comunicar en un medio de comunicación caracterizado porque comprende: una primera estación; una segunda estación acoplada - a la primera estación a través del medio de comunicación: en donde las primera y segundas estaciones cada una incluye: un codificador para generar al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que tiene datos digitales codificados en ángulos de fase ?n seleccionados, la forma de onda que tiene una amplitud Y = sin? en ángulos de fase que están fuera de las regiones que tienen escala de ?? empezando en cada ángulo de fase ?n, la forma de onda que tiene una amplitud Y = sin? en ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen escala de ?? empezando en cada ángulo de fase ?n, en donde van a ser codificados datos del primer valor, la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por una diferente de Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociados con cada ángulo de fase ?n en donde los datos del segundo valor serán codificados; un transmisor para transmitir al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a través del medio; un receptor para recibir la al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a través del medio de la primera estación, el receptor que incluye un para detectar picos de una de las formas de onda sinusoidales y la forma de onda sinusoidal de referencia y para generar una señal de sincronización desde los cruces de cero detectados; y un decodificador para extraer los datos digitales de la al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados usando la señal de sincronización para formar los datos digitales.
38. 38. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 37, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es variable.
39. 39. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 37, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a retroalimentación de un aparato que reciba la forma de onda.
40. 40. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 37, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a negociación con un aparato que reciba la forma de onda.
41. 41. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 37, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para identificar un evento.
42. 42. ?l sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 37, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para codificar un bit de datos adicional .
43. 43. Un sistema de comunicación para comunicar en un medio de comunicación caracterizado porque comprende: una primera estación; una segunda estación acoplada a la primera estación a través del medio de comunicación: en donde las primera y segundas estaciones cada una incluye: un codificador para generar al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que tiene datos digitales codificados en ángulos de fase ?n seleccionados, la forma de onda que tiene una amplitud Y = sin? en ángulos de fase que están fuera de las regiones que tienen escala de ?? empezando en cada ángulo de fase ?n, la forma de onda que tiene una amplitud Y = sin? en ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen escala de ?? empezando en cada ángulo de fase ?n, en donde van a ser codificados datos del primer valor, la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por una diferente de Y = sin? a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociados con cada ángulo de fase ?n en donde los datos del segundo valor serán codificados; un transmisor para transmitir al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a través del medio; un receptor para recibir la al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados a través del medio de la primera estación, el receptor que incluye un para detectar picos de una de las formas de onda sinusoidales y la forma de onda sinusoidal de referencia y para generar una señal de sincronización desde los picos detectados; y un decodificador para extraer los datos digitales de la al menos una forma de onda sustancialmente sinusoidal que contiene datos digitales codificados usando la señal de sincronización para formar los datos digitales. -
44. 44. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 43, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es variable.
45. 45. El sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 43, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a retroalimentación de un aparato que reciba la forma de onda.
46. 46. ?l sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 43, caracterizado porque el número de ángulos de fase ?n seleccionados para cada forma de onda es dinámicamente variable durante una comunicación en respuesta a negociación con un aparato que reciba la forma de onda.
47. 47. ?l sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 43, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para identificar un evento.
48. 48. ?l sistema de comunicación de conformidad con la reivindicación 43, caracterizado porque el valor de por lo menos uno de los ángulos de fase ?n seleccionados en al menos una de las formas de onda es alterado durante un intervalo de tiempo para codificar un bit de datos adicional. R?SUMEN DE LA INVENCIÓN Se describe un método para detectar datos digitales codificados a partir de una forma de onda sustancialmente sinusoidal (10) , los datos digitales codificados tienen uno de un primer valor y un segundo valor a ángulos de fase ?n seleccionados, el cual comprende generar la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por una primera función a ángulos de fase que están fuera de regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n, la primera función siendo Y = sin?; generar la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por la primera función a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? que comienza en cada ángulo de fase ?n en donde los datos del primer valor serán codificados, y generar la forma de onda que tiene una amplitud Y definida por una segunda función a ángulos de fase que están dentro de las regiones que tienen una escala de ?? asociada con cada ángulo de fase ?n en donde van a ser codificados datos del segundo valor, la segunda función siendo diferente de Y = sin?, la detección incluye derivar pulsos sincronizados (16) de mínimos y máximos de la forma de onda sustancialmente sinusoidal (10) para encuadrar palabras de datos .