WO2004075433A1 - 電力線搬送通信装置及び電力線搬送通信方法 - Google Patents

電力線搬送通信装置及び電力線搬送通信方法 Download PDF

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WO2004075433A1
WO2004075433A1 PCT/JP2003/001854 JP0301854W WO2004075433A1 WO 2004075433 A1 WO2004075433 A1 WO 2004075433A1 JP 0301854 W JP0301854 W JP 0301854W WO 2004075433 A1 WO2004075433 A1 WO 2004075433A1
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power line
communication device
carrier communication
line carrier
information
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PCT/JP2003/001854
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English (en)
French (fr)
Inventor
Daisuke Shinma
Setsuo Arita
Yuji Ichinose
Original Assignee
Hitachi, Ltd.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/54—Systems for transmission via power distribution lines
    • H04B3/542—Systems for transmission via power distribution lines the information being in digital form
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2203/00—Indexing scheme relating to line transmission systems
    • H04B2203/54—Aspects of powerline communications not already covered by H04B3/54 and its subgroups
    • H04B2203/5404—Methods of transmitting or receiving signals via power distribution lines
    • H04B2203/5416—Methods of transmitting or receiving signals via power distribution lines by adding signals to the wave form of the power source
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems

Definitions

  • the present invention relates to a power line communication device and a power line communication method for performing communication using a power line that supplies power to an electric device.
  • Communication means include optical fiber communication, wireless, ADSL, power line carrier, etc.
  • Power line transport is a technology for transmitting information by superimposing information on a power line that supplies power to electrical equipment.
  • the transmitting end voltage is around 90 [dB ⁇ V].
  • JP-A-2002-2800935 is cited as a power line carrier communication using a power line as a communication line. According to the publication, there is disclosed a technology of performing communication by allocating different information to a plurality of carrier waves using a power line.
  • the power lines are not twisted like twisted pair wires and are not shielded like coaxial cables. Therefore, it is a very weak cable from the viewpoint of noise resistance. This indicates that external noise and communication signals used by other devices are likely to enter the power line, and at the same time that communication signals from the power line carrier communication device applied to the power line are likely to leak. ing. Many electric appliances are connected to the power line, and noise is directly or indirectly mixed into the power line. Recent appliances use inverters to reduce power consumption, etc. Electromagnetic noise is generated by the on / off operation of switching elements (for example, semiconductor switching elements such as IGBTs, bipolar transistors, FETs, and thyristors).
  • switching elements for example, semiconductor switching elements such as IGBTs, bipolar transistors, FETs, and thyristors.
  • This electromagnetic noise is high-frequency noise that is determined by inductance / stray capacitance due to wiring in the circuit and the switching speed of the switching element when the switching element is turned on or off.
  • This noise was evaluated experimentally and found to range from hundreds of kHz to tens of MHz.
  • transmission errors frequently occur due to the effects of electromagnetic noise, which may cause a problem that stable communication cannot be performed.
  • the conventional power line carrier communication device may add noise to a radio receiver such as a radio or an amateur radio existing in a band used for communication due to a large leakage electric field intensity. .
  • the present invention mainly provides a power line carrier communication device that enables stable communication with low leakage electric field strength and strong noise and attenuation in power line carrier communication using a power line as a communication line. Make it an issue.
  • a power line carrier communication device uses at least any one of frequencies from 1 MHz to 3 OMHz to transmit a carrier wave (also referred to as a carrier or a subcarrier) to which information is allocated.
  • the signal is modulated into a carrier having a wider bandwidth, and the power line is used as a communication line to communicate with another power line carrier communication device connected to the power line.
  • the power line carrier communication device includes: In the tuning method, communication is performed with the upper limit of the transmitting end voltage set to 70 [dBW] (RBW 9 kHz, quasi-peak value) or less.
  • a power line carrier communication device is a means for OFDM modulating a transmission signal by a fast inverse Fourier transformer to generate an OFDM signal, and converting the transmission signal into an analog signal by a digital-to-analog converter.
  • a power line carrier communication device includes means for synchronizing a time-series signal of a received signal, sampling the received signal by an analog-to-digital converter, and converting the signal into a digital signal; Means for performing OFDM demodulation on digital signals by a fast Fourier transformer.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power line carrier communication device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a constellation mapping of QPSK, which is one of the multi-level modulations, in the power line communication device according to the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a communication error rate and an SN ratio for determining which multi-level modulation is to be performed.
  • FIG. 4 shows that the communication error rate and spreading factor of normal QPSK in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing a QPSK communication error rate at the time of FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a result of experimentally measuring transmission line characteristics (attenuation characteristics) of a power line.
  • FIG. 6 is a diagram showing noise characteristics of a power line.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a direct spectrum spreading method in the power line communication device of the second embodiment according to the present invention.
  • FIG. 8 is a conceptual diagram of a frequency spectrum when a single carrier having a pre-spread bandwidth W a is directly spectrum-spread using a band of 1 MHz to 3 O MHz.
  • FIG. 9 is a diagram in which an information signal consisting of a single carrier having a bandwidth Wa is assigned to a plurality of carriers, and the plurality of carriers are assigned to any one of bands of frequencies from 1 MHz to 3 MHz.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration for allocating a plurality of carriers shown in FIG. 9 in the power line carrier communication device of the third embodiment according to the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram in which information is divided and assigned to multiple carriers.
  • FIG. 12 shows that the carriers shown in Fig. 11 are spread using the same or different spreading codes using any one of the frequencies from 1 MHz to 30 MHz and assigned to each carrier.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example in which spread information signals are assigned on a frequency axis so as not to interfere with each other.
  • FIG. 13 is a processing flowchart of the spectrum spread modulator.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating frequency selective fading and flat fading.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration for performing the allocation shown in FIG. 16 described later in the power line carrier communication device of the fourth embodiment according to the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram in which information is divided and assigned to a plurality of carriers, and individual carriers to which the same information is assigned are assigned on the frequency axis without interfering with each other.
  • FIG. 17 is a processing flow of the band allocation device in the power line carrier communication device shown in FIG.
  • FIG. 18 is a diagram in which, with respect to the plurality of carriers shown in FIG. 11, carriers to which the same information is assigned are respectively separated and assigned on the frequency axis.
  • FIG. 19 is a processing flow of the bandwidth allocating apparatus when the allocation shown in FIG. 18 is performed in the power line carrier communication apparatus shown in FIG. '' Fig. 20 is a diagram in which a plurality of carrier waves shown in Fig. 11 are collectively spread using one of the frequencies from 1 MHz to 30 MHz. is there.
  • FIG. 21 is a diagram showing a configuration of a power line carrier communication device of a fifth embodiment according to the present invention.
  • FIG. 22 is a conceptual diagram of a frequency spectrum of a block composed of a plurality of carriers.
  • FIG. 23 is a conceptual diagram of a frequency spectrum when individual carriers are directly spread for each block in FIG.
  • FIG. 24 is a conceptual diagram of a frequency spectrum when a carrier having the same information is allocated to a plurality of carriers for each block in FIG.
  • FIG. 25 is a conceptual diagram of a frequency spectrum in a case where direct spreading is performed collectively for each block in FIG. 22.
  • FIG. 26 is a conceptual diagram of the frequency spectrum of the OFDM signal.
  • FIG. 27 is a conceptual diagram of a frequency spectrum when an OFDM signal is spread over a wider communication bandwidth.
  • FIG. 28 is a processing configuration diagram in the case of applying spectrum spreading to an OFDM signal.
  • FIG. 29 is a processing configuration diagram when the same information is allocated to a plurality of OFDM carriers.
  • FIG. 30 is a processing configuration diagram when the OFDM signal is directly spread in a lump.
  • Fig. 31 is a diagram showing the measurement results of the common mode impedance of the domestic power line.
  • FIG. 32 is a diagram showing the measurement results of the unbalanced attenuation of the domestic power line.
  • FIG. 33 is an example of the measurement results of the environmental electric field strength.
  • FIG. 34 is a diagram showing a configuration of a power line carrier communication device according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 35 is a diagram showing an output waveform of the DA converter in the power line communication device of FIG.
  • FIG. 36 is a diagram showing output waveforms of the hold control device in the power line communication device of FIG.
  • FIG. 37 is a circuit diagram showing an example of a hold control device in the power line communication device of FIG.
  • FIG. 38 is a conceptual diagram of the frequency spectrum of the signal waveform of FIG.
  • FIG. 39 is a conceptual diagram of the frequency spectrum of the signal waveform of FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power line carrier communication device according to a first embodiment of the present invention.
  • the power line carrier communication device 1a is built in or external to electric equipment such as a personal computer 26, a television set 27, a refrigerator 28, a monitoring camera 29, etc., and uses the power line 20 as a communication line, in the same power distribution system. 1b, .1c, 1d, 1e. It also exchanges contents, maintenance information, and other service information on the local area network and the Internet 25 from the home gateway 23, the home server 24, and the like.
  • the power line carrier communication devices la, lb, 1c, Id, 1e have the same configuration and will be described based on the power line carrier communication device 1a shown in FIG.
  • the power line carrier communication device 1a is composed of a band pass filter (BPF) 14 and 18, a detection circuit 17 and a reception amplifier 16 and a transmission.
  • Amplifier 13 analog Z digital converter (AD converter) 15, digital Z analog converter (DA converter 11, mixer 12, demodulator 2, modulator 3, constellation demapper 4, constellation mapper 10, equalizer) It consists of a decision unit 5, a decoder 6, an encoder 9, a media access controller 7, and a protocol converter 8.
  • the protocol converter 8 is a device that converts communication data so that an interface with a connected electric device such as a personal computer 26 or a television set 27 can be obtained. This interface is an interface of a standard such as Ethernet (R) or Universal Serial Bus (USB).
  • the protocol converter 8 Upon receiving data from a device such as a computer 26, the protocol converter 8 converts the data into a communication packet of a predetermined format handled by the power line communication device 1a.
  • the media access controller 7 Upon receiving the communication bucket from the protocol converter 8, the media access controller 7 sends this data to the encoder 9 and the modulator 3.
  • the media access controller 7 uses a training signal to analyze processing related to MAC control (control of communication data transmission timing, packet frame structure, and the like) and the SN ratio of the power line.
  • the encoder 9 performs error correction coding.
  • the constellation mapper 10 performs multi-level modulation such as multi-level PSK (QPSK) and multi-level QAM, and allocates data according to the constellation arrangement (constellation mapping).
  • QAM is called Quadrature Amplitude Modulation
  • QPSK is called Quadrature Phase Shift Keying
  • QAM is amplitude modulation
  • QPSK is phase modulation.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of constellation matting of QPSK.
  • the 2-bit data sent from the encoder 9 is assigned to one of the four points in FIG. 2, and the I and Q values are sent to the modulator 3, respectively.
  • QPSK is a modulation method in which two bits are allocated to each carrier (also called carrier or subcarrier), and the signal point arrangement is as shown in Fig. ⁇ 2.
  • the I axis represents the in-phase component of the signal, and the Q axis represents the quadrature component of the signal.
  • Data to signal point For example, data assignment is as follows: data "00" is shown at the signal point of the first quadrant, data "01” is shown at the signal point of the second quadrant, data "11” is shown at the signal point of the third quadrant, and the signal point of the fourth quadrant Represents data "10".
  • FIG. 2 shows an example of QPSK
  • the constellation mapper 10 receives the SN ratio of the transmission path from the media access controller 7, and based on the communication error rate and SN ratio shown in FIG. Determine which multi-level modulation is to be performed.
  • FIG. 3 is a diagram showing a communication error rate and an sN ratio for determining which multi-level modulation is to be performed.
  • multi-level modulation can be performed with an SN ratio lower than the required SN ratio shown in Fig. 3 depending on the spreading factor and how many identical information are transmitted.
  • the multi-level number is determined in consideration of the spreading factor and the number of transmissions of the same information. For example, FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing the QPSK communication error rate when the normal QPSK communication error rate and spreading factor in FIG. 3 are 20. If not subjected to processing such as spreading (normal QP SK) is at principal SN ratio when the communication error rate is 1 0 5 is about 1 0 d B, if the spreading factor. Is 20, 3 The ratio is -3 dB, indicating that QPSK modulation is possible. This is called process gain.
  • the spreading factor is determined by the baseband signal bandwidth and the transmission bandwidth. For example, if the baseband bandwidth is 1 MHz and the transmission bandwidth is 25 MHz, the spreading factor is 25.
  • the modulator 3 converts the input signal to the modulator 3 into a communication signal having a wider bandwidth by using spectrum spreading and band allocation described later. Thereafter, this signal is converted into an analog signal by the DA converter 11. This process may be realized by an analog circuit, in which case the DA converter is unnecessary. After that, it is subjected to I / Q modulation and frequency conversion by the mixer 12, amplified by the transmission amplifier 13, output to the power line via the BPF 14, and transmitted to the other power line carrier communication devices 1 b, 1 c, Sent to 1 d, le.
  • the IQ modulation may be performed before the DA conversion processing.
  • the signals (received signals) transmitted from the other power line carrier communication devices 1b, 1c, 1d, and le are suppressed by the BPF 18 to signals outside the communication band. And output to the receiving amplifier 16.
  • the received signal is amplified by the receiving amplifier 16 and output to the AD converter 15.
  • the data is converted into digital information by the AD converter 15 and despread by the demodulator 2.
  • demodulation processing such as despreading is realized by an analog circuit, the AD converter 15 is unnecessary.
  • demapping is performed by the constellation demapper 4. Demapping is performed based on the amplitude and phase information of the received signal.
  • Figure 2 shows the constellation mapping of QPSK, but the demapped data often differs from the original constellation position due to noise and transmission line distortion. This data corrects the phase rotation caused by the distortion of the transmission path by the equalizer of the equalizer / determiner 5. The amount of phase rotation can be grasped by determining the degree of phase rotation U of known data sent as a training signal.
  • a code equivalent for distributing to the original binary data is performed by the equalizer Z determiner 5, the error correction code is decoded by the decoder 6, and the decoded data is sent to the media access controller 7.
  • the media access controller 7 performs a process related to the MAC control and sends it to the protocol converter 8. Thereafter, the data is sent to an information receiving device such as a personal computer 26 or a television 27 by the protocol converter 8.
  • the power line 20 is a power supply line and is connected to the switchboard breaker 22 in an ordinary household, the signal of the power line carrier communication device 1 a is supplied to the same external distribution line via the switchboard play force 22. Transmission to the house connected to the power line is possible.
  • the blocking filter 21 may be provided on the power line 20 in some cases.
  • FIG. 5 shows an example of the results of experimentally measuring the transmission line characteristics (attenuation characteristics) of a power line. This is the attenuation characteristic between a certain outlet and the measured value 30 (See the solid line) and the result 31 (see the solid line) of the first order approximation of the measured value 30.
  • the tendency of the power line 20 is remarkable as the attenuation is large and the frequency becomes higher. From Fig. 5, it can be seen that when the frequency exceeds 3 OMHz, the attenuation (minus sign) reaches 60 dB or more. This indicates that high-frequency signals of 3 OMHz or more cannot be sufficiently transmitted by the power line 20.
  • FIG. 5 shows an example of the results of experimentally measuring the transmission line characteristics (attenuation characteristics) of a power line. This is the attenuation characteristic between a certain outlet and the measured value 30 (See the solid line) and the result 31 (see the solid line) of the first order approximation of the measured value 30.
  • the tendency of the power line 20 is remarkable
  • the noise is 30 [dB ⁇ V] around 30 MHz.
  • the attenuation characteristics are taken into consideration, for example, even if the transmission end voltage of the power line carrier communication device 1a is 70 [dB ⁇ V], the S ⁇ ratio becomes 20 dB (attenuation near 3 OMHz Because there is 60 dB, the transmitter voltage at 70 dBBV drops to 10 dB / xV, which adds 30 dB / zV of noise). Even if an attempt is made to improve the S / N ratio with a process gain due to spreading or the like, attenuation cannot contribute to communication in the frequency band of 30 MHz or higher. Therefore, when communication is performed using up to 3 OMHz, stability is improved.
  • the power line carrier communication device 1a performs communication using a wide band by spectrum spreading and band allocation, at least one of the bands from 1 MHz to 3 OH MHz is used. By doing so, stable communication becomes possible.
  • the receiving side performs despreading processing on this communication signal, adds the same information (referred to as a diversity branch) assigned to each of a plurality of carrier signals, and adds after phase adjustment. Or by weighting each diversity branch, adding after phase adjustment, and performing band synthesis (diversity synthesis) to improve the S / N ratio, resulting in highly reliable communication. It is possible to do.
  • the diversity branch is an individual assigned to each carrier. Means the same information.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a direct spread spectrum system in a power line carrier communication device 1a according to a second embodiment of the present invention. Parts common to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different parts will be described. The difference from the processing shown in FIG. 1 lies in the spreading and despreading parts.
  • the spreading code generator 34, the spectrum spreading modulator 35, the timing synchronization circuit 33 and the spectrum inverse A spreading modulator 32 is provided.
  • the data constellation mapped at the time of transmission is spread by a spread spectrum modulator 35 using a spread code sequence generated by a spread code generator 34 and transmitted to a DA converter 11.
  • the code is synchronized by the timing synchronization circuit 33, and the data despread by the spectrum despread modulator 32 is demapped.
  • Figure 8 is a single carrier 3 6, the frequency-spectrum Le conceptual diagram in the case where the direct spectrum spread using a bandwidth of 3 0 MH Z from 1 MH z diffusion prior bandwidth W a It is.
  • the spread carrier 37 has a wider bandwidth Wb in frequency bandwidth.
  • the spreading code a PN code (pseudo-random code), an M-sequence, a Gold code, a bar code, or any other code sequence of any code length that can perform direct spreading is used.
  • This spreading means is characterized in that it can easily spread a spectrum into a wider bandwidth Wb simply by multiplying a carrier having a bandwidth Wa by a spreading code.
  • FIG. 9 shows an information signal consisting of a single carrier 38 of bandwidth Wa
  • FIG. 9 is a diagram in which transmission waves 39 to 46 are allocated, and a plurality of carrier waves 39 to 46 are allocated to at least one of the frequency bands of 1 MHz to 3 OMHz.
  • a plurality of carriers 39 to 46 have the same information, and can communicate using a wider bandwidth Wb as a whole.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration for allocating a plurality of carriers shown in FIG. 9 in the power line carrier communication device 1a according to the third embodiment of the present invention.
  • 1 and 7 are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different portions will be described.
  • the difference from the processing shown in FIGS. 1 and 7 is that a band allocating device 49 and a band synthesizing device 47 are provided.
  • the data mapped by the constellation map 10 on the transmission side is subjected to band allocation in the band allocation device 49.
  • the bandwidth allocating device 49 allocates the same information to predetermined carrier waves 39 to 46 based on the allocation information received from the constellation mapper 10 and the media access controller 7.
  • Such a method of assigning the same information to a plurality of carriers is called frequency diversity.
  • frequency diversity since the same information is transmitted on a carrier having a plurality of frequencies, even if one of the carriers loses information due to noise ⁇ transmission line distortion, the information allocated to the carrier in another frequency band is not transmitted. If sound, it is possible to restore correct information by performing diversity combining in the band combining device 47, so that there is an effect that communication stability is improved.
  • the diversity combining method includes a selective combining method, an equal gain combining method, a maximum ratio combining method, and the like.
  • the plurality of carrier waves 39 to 46 may be spread by multiplying the same or different spreading code sequences and spreading code lengths individually.
  • the same bandwidth is assigned to each of the carriers 39 to 46, and the original bandwidth W a is obtained, and then the same demodulation processing as shown in the embodiment of FIG. 1 is performed. .
  • processing up to demapping is performed first, and the demapping data is sometimes performed.
  • Communication by assigning the same information to multiple carriers is a power line 20 specific transmission. It is possible to perform more reliable communication with respect to the channel characteristics and noise characteristics.
  • a band that is inconvenient to transmit the signal do not assign any of the carriers 39-46 to the communication band used by the equipment that significantly interferes with the communication existing in the communication band. It is possible to prevent interference with communication of other devices.
  • FIG. 11 is a diagram in which information is divided and assigned to two or more carriers 51, 52, 53. Therefore, different information is allocated to the carriers 51, 52, and 53, respectively.
  • FIG. 12 is a diagram showing a state where the respective carrier waves are directly spread to the carrier waves 51, 52 and 53 shown in FIG. That is, FIG. 12 shows that the carriers 51 to 53 shown in FIG. 11 are the same or different for each carrier using any band of the frequency 1 MHz to 30 MHz. This is an example in which spreading is performed using a spreading code and spread information signals allocated to the individual carriers 54, 55, 56 are allocated on the frequency axis so as not to interfere with each other.
  • FIG. 13 is a processing flow of the spread spectrum modulator 35 for realizing the processing of FIG.
  • the spread spectrum modulator 35 inputs the constellation mapping I and Q values from the constellation mapper 10 in FIG. 7 (S 1), inputs the spreading factor (S 2), and Using the spreading code generated based on the rate, each information signal is directly spread by the I and Q values and the spreading code (S3), and output to the DA converter 11 (S4).
  • the spreading code a PN code (pseudo-random code), an M-sequence, a Gold code, a bar power code, or any other code sequence of any code length that can perform direct spreading is used.
  • Carriers 51, 52, 53 shown in FIG. 11 are respectively assigned to carriers 54, 55, 56 shown in FIG.
  • the bandwidth after spreading can be relatively narrowed, so that it is easy to avoid the effect of the sharp drop in attenuation shown in FIG.
  • the broken line is the actually measured value 30 of the attenuation characteristic shown in FIG.
  • carrier 63 has a narrower bandwidth than carrier 62, so it does not suffer a sharp drop in attenuation (point ⁇ in Fig. 14) and does not cause distortion in the waveform. Demodulation is possible. In other words, information loss due to noise is likely to occur in places where rapid attenuation has occurred, but this situation can be avoided.
  • the carrier 62 is frequency-selective fusing caused by transmission line characteristics peculiar to the power line 20, and the carrier 63 is flat fusing.
  • Frequency-selective fading is a state in which the communication signal is significantly distorted due to a sharp decrease in the attenuation in the transmission path characteristics of the power line, and flat fading is not affected.
  • FIG. 14 is an example in which a signal having a relatively narrow signal bandwidth is used to avoid a phenomenon in which a communication signal is significantly distorted due to transmission path characteristics of the power line 20.
  • the frequency width at the time of the decrease in the attenuation in Fig. 14 is about 100 kHz.
  • FIG. 16 shows the division and allocation of information to the multiple carriers 51, 52 and 53 shown in Fig. 11, and the individual carriers to which the same information is allocated are not interfered with each other on the frequency axis.
  • FIG. FIG. 15 is a diagram showing a configuration for performing the allocation shown in FIG. 16 in the power line carrier communication device 1a according to the fourth embodiment of the present invention. 1 and the like are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different parts will be described.
  • the difference from FIG. 1, FIG. 7, and FIG. 10 is that a band allocating device 66 and a band synthesizing device 64 are provided, and a timing Z synchronization circuit 65 is provided (see FIG. 10). For this, a timing synchronization circuit 65 has been added).
  • the carrier 51 to which the information (data a) is allocated in FIG. 11 is the carrier 67, 68, 69 in FIG.
  • the carrier waves 67, 68, and 69 are arranged on the frequency axis as close as possible without at least overlapping.
  • the carrier 52 to which the information (data b) is assigned and the carrier 53 to which the information (data n) are assigned are the carriers 70 to 72 and the carrier in FIG. Assigned to 73 to 75.
  • a group of carriers carrying the same information (carrier groups: 67, 68, 69, 70, 71, 72, etc.) is assigned to an arbitrary frequency.
  • FIG. 17 is a processing flow of the bandwidth allocating device 66 shown in FIG.
  • the bandwidth allocation device 66 inputs the values of I and Q and the spreading factor of the constellation mapping from the constellation mapper 10 in FIG. 15 (S 11, S 12) o. (S14), and assigns a band to each carrier and assigns information to each carrier based on the I and Q values, the spreading factor, and the communication band information (S13). Output to converter 11 (S15). Further, the band allocating device 66 determines how many carrier waves to allocate the same information to. Furthermore, carriers should not be allocated to bands with extremely low SN ratios or communication bands used by other devices. By performing the above processing, communication is performed using the wide spread bandwidth Wb.
  • All of these carriers 67, 68, and 69 are filtered so that they do not interfere with each other, and measures are taken to keep the frequency intervals so that the interference does not affect each other.
  • the method of band allocation for transmitting the same information at a plurality of frequencies with the information allocated to each of a plurality of carriers in this manner is also referred to as frequency diversity.
  • diversity combining is performed for each carrier carrying the same information (for example, carriers 67, 68, 69 to which data a is assigned), and the same as in the embodiment of FIG.
  • the demodulation process is performed.
  • diversity combining may be performed before demapping, and may be performed on the demapped data.
  • the bandwidth of one carrier is relatively narrower than that in Figs. 12 and 13, and the transmission line specific to the power line shown in Fig. 14 is used.
  • the effect of flattening the frequency selective fading, which is the channel characteristic, becomes greater, thereby improving the reliability of communication.
  • the power line 20 may be attenuated randomly, and the width of the attenuation at the time of is narrow. Therefore, even if one of the carrier waves to which the same information is assigned loses information due to the attenuation, the other Since the same information allocated to the carrier is sound, the transmitted information can be restored using the sound information, and the communication stability is improved.
  • the bandwidth of one carrier is narrower than that of the single carrier 36 in FIG.
  • the bandwidth of the individual carriers 51, 52, 53 in Fig. 11 and the individual carriers 67 to 75 in Fig. 16 is also considered. Is the same.
  • Fig. 18 shows the information divided into multiple carriers 51, 52, and 53 shown in Fig. 11, and the individual carriers to which the same information is assigned are separated on the frequency axis.
  • FIG. 18 for example, the information (data a) allocated to the carrier 51 shown in FIG. 11 is allocated to the carriers 76, 79, and 82. Then, the multiple carriers 76, 79, and 82 to which the same information is allocated are arranged such that the carriers do not interfere with each other, and are spaced from several tens kHz to several hundreds kHz or more. Assigned to any frequency. Therefore, the difference from FIG.
  • FIG. 19 is a processing flow of the bandwidth allocating device 66 when the allocation is performed as shown in FIG. 17 is different from FIG. 17 in that the bandwidth allocating device 66 receives data allocation information from the media access controller 7 (S21), and allocates I and Q values, spreading factor, communication band information and data.
  • a band is allocated to each carrier based on the information (S20), and which information is allocated to which carrier based on the data allocation information, and information is allocated to each carrier (S20). It is a point.
  • each carrier 76 to 84 is regularly arranged for each block even after band allocation according to the arrangement of each carrier in FIG.
  • data may be randomly allocated across multiple blocks.
  • data from data a to data n is randomly allocated to carriers 76 to 84 (not shown). If the data to be allocated is periodic, if a sudden decrease in the amount of attenuation appears periodically on the power line, the same period of attenuation may coincide with the data allocation period and the same data may always be lost. On the other hand, by randomizing the data allocation sequence in this way, it is possible to reduce the possibility that the same data is always lost, and as a result, the communication quality is improved.
  • All of these carrier waves 76 to 84 are filtered so that they do not interfere with each other, and measures are taken such that the frequency intervals are set so that the interference does not affect each other. Also, at the time of demodulation, information on where the carrier wave to which the same information is allocated (for example, carrier wave 76, 79, 82 for data a) is received from the media access controller 7 and the same information is received. After performing diversity combining for each carrier to which information is allocated, the same demodulation processing as in the embodiment of FIG. 1 is performed. In some cases, diversity combining performs the processing up to demapping first and then performs the demapping data.
  • the attenuation frequency characteristics of the power line shown in Fig. 14 include deep attenuation, deep attenuation may continue from several tens kHz to several hundred kHz on both sides. is there.
  • the frequency width when the communication signal abruptly drops is about 100 kHz (see Fig. 14). Therefore, when the carriers to which the same information is allocated are arranged close to each other as shown in Fig. 16 (for example, the carriers 67, 68, and 69 in Fig.
  • Fig. 18 shows a configuration in which the carriers to which the same information is allocated are separated from each other, so that it is possible to avoid simultaneous distortion of all the carriers to which the same information is allocated. .
  • the frequency interval between adjacent carrier waves to which the same information is allocated is separated by 100 kHz or more, it is possible to avoid receiving distortion.
  • the frequency diversity effect can be enhanced, transmitted information can be restored, and communication stability can be improved.
  • the bandwidth of one carrier is narrower than that of the single carrier 36 in FIG.
  • the bandwidth of the individual carriers 51, 52, 53 in Fig. 11 and the individual carriers 76 to 84 in Fig. 18 is also considered. Is the same.
  • more stable communication can be achieved by using the band of 1 MHz to 3 MHz, but even in the frequency band of 1 MHz or less where the noise level is high, the band where a sufficient SN ratio can be secured is locally localized.
  • the carrier has a narrow bandwidth as described above, communication is possible even using a band of 1 MHz or less. As a result, communication can be performed using more carriers, and higher-speed communication can be performed.
  • Fig. 20 shows the multi-carriers 51, 52, 53 shown in Fig. 11 combined with a spread code using at least one of the frequencies from 1 MHz to 3 OMHz.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a spread spectrum. Extensions used for spreading As the scatter code, a PN code (pseudo-random code), an M-sequence, a Gold code, a power code, and other code sequences of any code length that can perform direct spreading are used. At the time of despreading, despreading is performed using the same spreading code as the spreading code sequence used at the time of transmission.
  • PN code pseudo-random code
  • This spectrum spreading method can be realized by a circuit configuration similar to that shown in FIG. 7, and compared to the method shown in FIG. 16 or FIG. Although not shown, the number of filters, frequency synthesizers, mixers, and the like can be reduced, and the hardware can be simplified.
  • FIG. 21 is a diagram showing a configuration of a power line communication device 1a according to a fifth embodiment of the present invention. Parts common to those in FIG. 1 and the like are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different parts will be described.
  • the transmission side is composed of multiple transmission systems (modulator 144, DA converter 1.4.4, mixer 144, transmission amplifier 144, BPF 147), and receives
  • the side consists of a plurality of receiving systems (demodulators 1338, AD converters 1339, receiving amplifiers 140, detectors 141, BPFs 142). Further, a data dividing device 13 7 and a data synthesizing device 13 6 are provided.
  • FIG. 22 is a diagram showing the frequency spectrum of blocks 124, 125, and 126 consisting of multiple carriers before spectrum spreading.
  • a plurality of transmission systems are used for the blocks 124, 125, 126 composed of multiple carriers shown in Fig. 22 for the frequency bands used for the respective blocks 124, 125, 126. It determines the spreading factor and spectrum spreading method based on the QoS (Quality of Service) required for the information to be transmitted, and performs transmission processing.
  • the data division device 133 receives the transmission path environment, the used frequency band, and the QoS required for the transmission data from the media access controller 7, and divides the data to form a block.
  • the subsequent modulation processing in each transmission system is the same as in FIG.
  • each block 124, 125, 126 has a bandwidth Wa1, Wa2, Wa3.
  • Information A to I is assigned to each carrier in blocks 124, 125, and 126, respectively.
  • Figure 23 is a conceptual diagram of the frequency spectrum when individual carrier waves are directly spread spectrum for each of the blocks 124, 125, and 126 shown in Fig. 22. . In Fig. 23, the carriers that were in each block 124, 125, and 126 in Fig.
  • FIG. 24 shows the frequency when the spectrum is spread by assigning a carrier having the same information to a plurality of carriers for each of the blocks 124, 125, and 126 shown in FIG. It is a conceptual diagram of a spectrum. In FIG. 24, the information allocated to each carrier is regularly allocated, but the information allocation may be changed as shown in FIGS. 16 and 18 described above.
  • Fig. 25 is a diagram showing a conceptual diagram of the frequency spectrum when the blocks 124, 125, and 126 shown in Fig. 22 are directly and directly spectrally spread. is there.
  • each of the blocks 127 to 135 may employ one of the spreading methods shown in FIGS. 23, 24, and 25 independently to perform modulation and demodulation.
  • the spreading factor and the spreading method can be independently changed according to the communication environment, the spreading factor can be changed according to the transmission band environment used for the transmission of blocks 127 to 135.
  • the communication quality can be improved (noise resistance and transmission speed) by selecting the transmission method and the diffusion method. For example, when there is frequency-selective fading due to a sharp drop in attenuation, the spectrum spreading method by allocating the same information to multiple carriers provides stable communication as shown in FIG. I can do it. On the other hand, the spectrum spreading method using direct spreading is used for bands where frequency selective fading is not remarkable.
  • Hardware can be simplified.
  • transmission of noise-resistant information is performed by applying a high spreading factor to information that is indispensable, while, for example, instantaneous rather than errors such as voice information
  • a high spreading factor to information that is indispensable, while, for example, instantaneous rather than errors such as voice information
  • this can be achieved by setting a lower spreading factor than the spreading factor applied to the control signal and transmitting more data. Therefore, by using this method, the QoS can be improved.
  • Figure 26 shows the frequency when OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) is applied as a special case used for an information signal that is divided into multiple carriers 86, 87, and 88 and to which information is assigned. It is a conceptual diagram of a spectrum.
  • OFDM is a modulation method in which subcarriers are arranged on the frequency axis such that they are orthogonal to each other.
  • FIG. 27 is a conceptual diagram of a frequency spectrum of a carrier 89 when an OFDM signal is spread over a wider communication bandwidth Wb.
  • the specific spreading or band allocation in this case is the same as in FIGS. 12, 16, 18, 20, 23, 24, and 25 described above. .
  • OFDM will be applied to each subcarrier after spreading or band allocation. Are processed so as to maintain the orthogonality even after the diffusion processing.
  • FIG. 28 is a processing configuration diagram of OFDM modulation when applying spectrum spreading to an OFDM signal.
  • the values of the input data I and Q are sent to the serial-to-parallel converter 111.
  • the data is parallelized in the serial-to-parallel converter 111, spread by a spreading code (spreading code multiplying device 111), and then processed by a high-speed inverse Fourier transformer (IFFT) 113.
  • IFFT inverse Fourier transformer
  • FIG. 29 is a processing configuration diagram when the same information is allocated to a plurality of carriers of OFDM.
  • the input data I and Q values are the serial-parallel converter 1 1 5
  • the same information is assigned to datal to data5, and by inputting the same information 1 16 to the IFFT 117, the same information 1 16 is consequently assigned to multiple carriers. This is an example of realizing frequency diversity.
  • This data is converted to serial data by the parallel / serial converter 118, and then output to the DA converter.
  • FIG. 30 is a processing configuration diagram in a case where OFDM signals are directly and collectively spread.
  • the values of the input data I and Q were parallelized in a serial-parallel converter 119, passed through a high-speed inverse Fourier transformer (IFFT) 120, and then converted to serial data by a parallel-serial converter 121. Then, it is spread by a spreading code (spreading code multiplying device 122). Note that, in the method of spreading OFDM-modulated signals collectively by the spreading code multiplying device 122 as shown in FIG. 30, the orthogonality between subcarriers may be lost after spreading.
  • IFFT inverse Fourier transformer
  • OFDM with good frequency use efficiency is communicated using a wider band, so that it is possible to obtain a larger spreading factor or a greater dip- terity effect than a limited frequency band.
  • OFDM can perform modulation and demodulation using fast Fourier transform (FFT) and fast inverse Fourier transform (IFFT), eliminating the need for devices such as filters, frequency synthesizers, and mixers for each subcarrier.
  • FFT fast Fourier transform
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • the same processing is applied to the case where spectrum spreading is applied to the OFDM signal, and the OFDM signal after spectrum spreading is applied to the IF FT113.
  • processing can be integrated into one chip. Therefore, spectrum spreading processing of OFDM can be realized with simple hardware.
  • spectrum spreading may be performed using a multiplier or the like after performing OFDM modulation by IFFT, but the hardware can be simplified as a whole. The same can be said for the case where FFT is used at the time of OFDM demodulation on the receiving side.
  • the bandwidth of one carrier is 3 may be narrower than the single carrier 36 in FIG.
  • the bandwidth of one carrier is 3 may be narrower than the single carrier 36 in FIG.
  • the bandwidth of 3 0MH z is if the carrier of the narrow bandwidth as described above It is possible. As a result, communication can be performed using more carriers, and higher-speed communication can be performed.
  • RBW Resonance Band Width
  • the quasi-peak value is a value obtained by the quasi-peak detection method.A method that combines the time variation of the signal amplitude with the attenuation waveform that takes the time constant into account, taking into account human auditory characteristics, and evaluates the time average. Is the value obtained by
  • Fig. 31 shows the distribution of common-mode impedance measurements of multiple power lines in a home, with the results measured and statistically processed.
  • Fig. 32 shows the distribution of unbalanced attenuation of power lines in homes measured multiple times and the results are statistically processed.
  • V d is the modem's transmitter voltage per 9 kHz bandwidth (RBW) [dB B ⁇ V]
  • Zc is the common mode impedance [(1 ⁇ ]
  • LCL is the unbalanced attenuation [dB].
  • the common mode impedance is 30 [dB ⁇ ] to 65 [dB ⁇ ], and the unbalanced attenuation is 10 dB to 50 dB between 95% or more of outlets. (See Figures 31 and 32). Furthermore, when the common mode impedance is 30 [dB ⁇ ] and the unbalance attenuation is 10 dB, the transmitting end voltage of the power line communication device 1a is increased to 70 [dB BV in the 9 kHz bandwidth. ], The leakage electric field strength can be set to 54 ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ V / m from the above equation.
  • FIG. 33 shows an example of the measurement results of the environmental electric field strength. According to Fig. 33, at about 7 MHz or less, an environmental electric field far exceeding 54 ⁇ ⁇ ⁇ V / m] is observed due to noise from surrounding electrical equipment and the like.
  • the leakage electric field intensity 5 4 [(1 ⁇ ⁇ m) generated by the power line carrier communication device 1 a with the transmitting end voltage set to 70 [dB ⁇ V] is compatible with other communications, that is, Power line carrier communication can be performed without significantly affecting the communication band used by the equipment, but if the voltage at the transmitting end is reduced, the S / N ratio will be low, making communication difficult especially on power lines with large noise ⁇ attenuation
  • stable communication can be realized even at the transmitter end voltage 70 [dB ⁇ V] due to the process gain by spectrum spreading and the frequency dipersity effect by allocating the same information to multiple bands.
  • FIG. 34 is a diagram showing a configuration of a power line carrier communication device 1a according to a sixth embodiment of the present invention. Parts common to those in FIG. 1 and the like are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different parts will be described.
  • the power line carrier communication device 1a shown in FIG. 34 includes a serial-parallel converter 94, a high-speed inverse Fourier transformer (IFFT) 97, a parallel-serial converter 98, a DA converter 99, A hold control device 100 and a GI adder 101 are provided.
  • IFFT high-speed inverse Fourier transformer
  • receiving amplifier 90 On the receiving side, receiving amplifier 90, sampling synchronization circuit 91, AD converter 92, GI remover 93, serial-parallel converter 94, fast Fourier transformer (FFT) 95, parallel-to-serial conversion It has a container 96.
  • FFT fast Fourier transformer
  • the constellation-mapped data is sent to a serial-to-parallel converter 94.
  • the data is parallelized in the serial / parallel converter 94, and the parallel data is subjected to OFDM modulation processing by the fast inverse Fourier transformer 97.
  • the parallel / serial converter 98 After being converted into serial data by the parallel / serial converter 98, it is converted into an analog signal by the DA converter 99.
  • FIG. 35 shows the output waveform of the DA converter 99.
  • FIG. 36 is a diagram showing output waveforms of the hold control device 100 in the power line communication device 1a of FIG.
  • the hold control device 100 outputs a signal (a hold time control circuit output waveform 100) similar to a pulse-like or impulse-like signal as shown in FIG. 36 with respect to the DA converter output waveform 102 shown in FIG. 3)
  • the hold control device 100 is a circuit having a means for controlling the hold time, and can be replaced with, for example, a semiconductor switching element 104 shown in FIG. 37.
  • FIG. 37 is a circuit diagram showing an example of the hold control device.
  • FIG. 36 By alternately switching the DA output of the DA converter 99 and the terminal 123 or a terminal having a potential equivalent thereto by the semiconductor switching element 104, the waveform shown in FIG. 36 can be obtained. .
  • the potential of ground 123 may not be 0 [V] due to mounting, and is not limited to the absolute potential 0 [V].
  • a conceptual diagram of the frequency spectrum of the DA converter output waveform (OFDM signal waveform) 102 shown in FIG. 35 is as shown in FIG. Meanwhile, the hold time control shown in Fig. 36 Circuit output waveform (OFDM signal waveform)
  • the conceptual diagram of the frequency spectrum of 103 is as shown in FIG.
  • the spectrum 106 having the same information as the spectrum 105 in FIG. 38 is obtained.
  • ⁇ 110 appear multiple times on the frequency axis. This phenomenon is the same as the phenomenon observed when a continuous analog signal is converted to a pulse amplitude modulation (PAM) signal.
  • PAM pulse amplitude modulation
  • the pulse width W of the spectrum having the same information is determined by the DA output state (hereinafter, referred to as “value”) by the switch 104 in FIG. It is determined by the time ratio of the connected state (hereinafter referred to as null value).
  • the switch 104 is in an ideal state, for example, if a plurality of spectrums having the same information as an OFDM base band having a bandwidth of 1 MHz are to be generated up to 30 MHz, there is a The ratio of the value to the null value can be achieved by making it 1:60.
  • the output of the hold control device 100 is added with a guard interval (time to be added to the front part of OFDM to prevent the influence of a delayed wave) by the GI adder 101, and transmitted by the transmission amplifier 13.
  • the signal is amplified, and a signal outside a predetermined band is removed by the BPF 14 and transmitted.
  • the radix of IFFT97 is made twice the number of subcarriers, and the input value and the complex conjugate value of the input value are simultaneously IFFT-processed. ? This is because the output is output in the state where 1, Q modulation is performed. Also, in frequency conversion, only the desired signal can be used by performing filter restriction. Therefore, although the mixer is not shown in the figure, I, Q modulation and frequency conversion may be realized using the mixer. The same applies to the receiving side.
  • This transmission signal is not limited to the signal obtained by the above and illustrated processes. That is, the present invention lies in performing the hold time control of the DA converter output waveform 102 shown in FIG.
  • High speed is required. For example, if a carrier to which the same information is allocated is spread over multiple frequencies (Fig. 29), the processing capacity increases depending on how many carriers with the same information are transmitted in the FFT radix, and the calculation is performed. High-speed processing is required. In the direct spreading method in which each carrier is spread by a spreading code (Fig. 28), the FFT radix does not increase, but the symbol rate, that is, the chip rate decreases according to the spreading factor. High-speed performance for performing OFDM modulation processing is required.
  • OFDM modulation only needs to have an operation amount capable of performing baseband processing, and since spreading or band allocation is performed by the hold control device 100, DSP or C PU processing is reduced.
  • the bandwidth of an OFDM baseband signal is 1 MHz
  • the processing method in Fig. 29 requires 6 OMHz clocks such as a CPU.
  • the present invention since 2 MHz is sufficient, there is an effect that the power line carrier communication device 1a can be inexpensive.
  • the power line carrier communication device 1a receives the transmission signals transmitted by the other power line carrier communication devices 1b, 1c., Id, 1e, and removes unnecessary out-of-band signals by the BPF 18. After that, the gain of the received signal is adjusted by the receiving amplifier 90 so that an appropriate value is input to the AD converter 92.
  • the sampling synchronizing circuit 91 has a value portion (the portion corresponding to the time of the DA output state by the switch 104 in FIG. 37, ie, the time corresponding to the output state of the DA converter 99 on the transmitting side) and the AD converter 9. Synchronize the sampling clock so that the sampling clock of 2 matches.
  • the AD converter 92 samples only the “valued” part of the signal after passing through the receiving amplifier 90.
  • the sampling synchronization circuit 91 8 Since the ring clock is synchronized, the AD converter 92 need only have an operating frequency capable of processing only the base band portion. For example, if the baseband bandwidth of OFDM is 1 MHz, the required operating frequency is about 2 MHz.
  • the sampled signal is subjected to GI elimination by a GI remover 93 to remove the guardinterpal, and then passed through a serial / parallel converter 94 to demodulate the OFDM signal by the fast Fourier transformer 95.
  • the signal (data) is converted into a serial data string by a parallel / serial converter 96, de-mapped by a constellation demapper 4 based on the constellation arrangement, and signal equalized by an equalizer / determiner 5.
  • the equalizer of the equalizer / judgment device 5 is for correcting channel distortion (also referred to as transmission line distortion) of the communication line, and the signal subjected to the channel distortion correction processing is subjected to signal judgment by the judgment unit. You. Thereafter, error correction decoding is performed by the decoder 6 to obtain a demodulated bit sequence.
  • This demodulated bit string is input to the media access controller 7.
  • the media access controller 7 converts the input data into a communication bucket of a predetermined format and outputs it to the protocol converter 8.
  • the protocol converter 8 converts the communication packet into a protocol such that an interface (for example, Ethernet (R) or USB) with the computer 26 or the like can be obtained, and outputs information to the personal computer 26 or the like.
  • the power line 20 is a power supply line, it is connected to the power distribution panel 22 in an ordinary household, so that the signal of the power line communication device 1a is transmitted to the same external distribution line via the power distribution panel / breaker 22. May be transmitted to houses connected to In some cases, the blocking filter 21 is provided on the power line 20 for the purpose of suppressing this.
  • a plurality of identical spectrums 10 By transmitting 6 to 110 (see Fig.
  • the reliability of communication is improved due to the frequency diversity effect on the receiving side.
  • OFDM is spread spectrum. This reduces the amount of DSP and CPU computation that occurs.
  • the despreading effect that is, the effect of improving the SN ratio during demodulation compared to the SN ratio during modulation, is obtained (process gain).
  • the present invention is applied to a general pair line or a general pair line. It can also be applied to wireless communication.
  • the method shown in FIGS. 34 to 39 uses the semiconductor switching element 104 for the analog waveform after digital-to-analog conversion by the DA converter 99 shown in FIG.
  • the hold time control circuit shown in the figure enables output waveform 103 to be obtained.
  • This hold time control circuit output waveform 103 is a digital signal before being converted into an analog signal by the DA converter 99, and the value transmitted from the parallel / serial converter 98 at a certain sample clock in the digital signal.
  • the number of sample queues specified by the media access controller 7 according to the spreading factor is between zero and a predetermined value between the next sample queue and the value sent from the serializer 98.
  • the power line communication device of the present invention can realize highly reliable communication using the existing power line. Since there is no need to install a new communication line, equipment costs are low and installation is promoted.

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Abstract

電力線を通信線として用いた電力線搬送通信において、少なくとも周波数１ＭＨｚから３０ＭＨｚのいずれかの帯域を使用し、スペクトル拡散や情報を複数の帯域に割り付けてより広い帯域を利用して通信することで、ノイズや減衰に対して強い安定した通信を可能にする電力線搬送通信装置を提供する。

Description

明細書 電力線搬送通信装置及び電力線搬送通信方法 技術分野
本発明は、 電気機器に電力を供給する電力線を利用して通信を行う電 力線搬送通信装置及び電力線搬送通信方法に関する。 背景技術
近年、 インターネットに代表される通信網を介して企業や個人の間で大量の情 報が伝送されるようになってきた。 そして、 伝送される情報量の増加に伴い、 通 信路の伝送容量 （伝送速度） の向上が求められてきている。 通信手段として、 光 ファイバ通信、 無線、 AD S L , 電力線搬送等があるが、 いずれの場合でも高速 通信が求められている。 電力線搬送は、 電気機器に電力を供給する電力線 に情報を重畳し情報伝送を行う技術である。従来の電力線搬送通信装置 では、 その送信端電圧が 9 0 [ d B μ V ] 前後である。 また、 電力線を 通信線として利用した電力線搬送通信^:しては、 例えば特開 2 0 0 2— 2 8 0 9 3 5号公報が挙げられる。 当該公報によれば、 電力線を利用して、 複数搬 送波にそれぞれ異なる情報を割り付けて通信を行う技術が開示されてい る。
電力線は、 ッイストペア線のようにツイス トしていることもなく、 同 軸ケーブルのようにシールドもしていない。 従って、 耐ノイズ性の観点 からは非常に弱いケーブルである。 このことは、 外部からのノイズや他 の機器で使われる通信信号が電力線に侵入しやすいことを示していると 同時に、電力線に印加した電力線搬送通信装置からの通信信号が漏洩し やすいことを示している。電力線には多くの電化製品が接続されており 、 電力線に直接又は間接的にノイズが混入する。 最近の電化製品はイン バータが採用され省電力化等を図っているが、ィンバータを構成するス イッチング素子 （例えば I G B T、 パイポーラ トランジスタ、 F E T、 サイリスタ等の半導体スィツチング素子）のオンオフ動作によって電磁 ノイズが発生する。 この電磁ノイズは、 スイッチング素子がオンあるい はオフした際に、回路内の配線によるインダクタンスゃ浮遊容量及びス ィツチング素子のスィツチング速度によって決まる高周波ノイズである 。 このノイズは実験により評価した結果、 数百 k H zから数十 M H zに まで及ぶことがわかった。 この結果、 このまま使用すると電磁ノイズの 影響による伝送エラーが多発し、安定した通信ができないという問題が 発生することがある。 さらに、 従来の電力線搬送通信装置は、 漏洩電界 強度が大きいため通信に使用する帯域に存在するラジオやアマチュア無 線等の無線受信装置にノイズを加える可能性がある。 . 発明の開示
従って、 本発明は、 電力線を通信線として用いた電力線搬送通信にお いて、低い漏洩電界強度でノイズや減衰に対して強い安定した通信を可 能にする電力線搬送通信装置を提供することを主たる課題とする。 前記課題を解決するために、 電力線搬送通信装置は、 少なく とも周波 数 1 M H zから 3 O M H zのいずれかの帯域を使用して、情報を割り付 けた搬送波 （キャリア、 サブキャリアとも言う） をより広い帯域幅をも つた搬送波に変調し、 電力線を通信線として、 電力線に接続される他の 電力線搬送通信装置と通信する。
前記課題を解決する他の手段として、他の電力線搬送通信装置によつ て送信された送信信号を受信時に、送信信号に使用された拡散符号と同 一の拡散符号系列を基に逆拡散して復調する。 又は、 複数受信される同 一の情報を基に送信情報を復元するダイパーシティ合成手段によって復 前記課題を解決する他の手段として、 電力線搬送通信装置は、 前記変 調手段において、 送信端電圧の上限を 7 0 [ d B V ] ( R B W 9 k H z、 準尖頭値） 以下として通信する。
前記課題を解決する他の手段として、 電力線搬送通信装置は、 送信信 号を、高速逆フーリェ変換器により O F D M変調して O F D M信号を生 成する手段と、ディジタルアナログ変換器によりアナログ信号に変換す る手段と、 アナログ信号を一定間隔ごとにサンプリングして少なく とも サンプリング間隔以上にならないようなホールド時間で個々のサンプリ ングをホールドするホールド制御手段と、 さらに前記ホールド制御手段 には、前記ホールド時間経過後に次のサンプリングまでサンプリングし た振幅を所定値以下にする手段とを備える。
前記課題を解決する他の手段として、 電力線搬送通信装置は、 受信信 号の時間系列信号に同期を取ってアナログディジタル変換器により受信 信号のサンプリングを行ってディジタル信号に変換する手段と、前記デ ィジタル信号に対して高速フーリエ変換器により O F D M復調を行う手 段とを備える。
本発明における電力線搬送通信装置は、 より広い帯域を利用して通信 を可能とし、 またノイズや減衰に強い通信を可能とし、 さらに送信端電 圧を抑えることで低い漏洩電界強度を達成しながら、安定した通信を可 能とする。 図面の簡単な説明 第 1図は、本発明に係る第 1実施形態の電力線搬送通信装置の構成を示 す図である。
第 2図は、本発明に係る電力線搬送通信装置における多値変調の一つで ある Q P S Kのコンスタレーションマッピングの一例を示す図である。 第 3図は、 どの多値変調を行うかを決定するための通信誤り率と S N比 を示す図である。
第 4図は、第 3図における通常の Q P S Kの通信誤り率と拡散率が 2 0 の時の Q P S Kの通信誤り率を示す図である。
第 5図は、 電力線の伝送路特性 （減衰特性） を実験により測定した結果 の例を示す図である。
第 6図は、 電力線のノイズ特性を示す図である。
第 7図は、本発明に係る第 2実施形態の電力線搬送通信装置における直 接スぺク トル拡散方式の構成を示す図である。
第 8図は、 拡散前帯域幅 W a の単一搬送波を、 1 M H zから 3 O M H z の帯域を使用して直接スぺク トル拡散した場合の周波数スぺク トル概念 図である。
第 9図は、帯域幅 W aの単一搬送波からなる情報信号を複数の搬送波に 割り付け、複数の搬送波を周波数 1 M H zから 3 O M H zのいずれかの 帯域に割り当てた図である。
第 1 0図は、本発明に係る第 3実施形態の電力線搬送通信装置における 、前記第 9図に示した複数の搬送波に割り付けを行うための構成を示す 図である。
第 1 1図は、 複数搬送波に情報を分割して割り付けた図である。
第 1 2図は、 第 1 1図に示す搬送波を、 周波数 1 M H zから 3 0 M H z のいずれかの帯域を使用して、同一又は異なる拡散符号を用いて拡散し、 個々の搬送波に割り付けた拡散情報信号が互いに干渉しないように周波 数軸上に割り当てた例を示す図である。 第 1 3図は、 スぺク トル拡散変調器の処理フロー図である。
第 1 4図は、周波数選択性フェージングとフラッ トフエージングを説明 する図である。
第 1 5図は、本発明に係る第 4実施形態の電力線搬送通信装置における 、 後記第 1 6図に示す割り付けを行うための構成を示す図である。 第 1 6図は、 複数搬送波に情報を分割して割り付け、 同一情報が割り付 いている個々の搬送波を互いに千渉することなく周波数軸上に割り当て た図である。 第 1 7図は、第 1 5図に示す電力線搬送通信装置における帯域割付装置 の処理フローである。
第 1 8図は、 第 1 1図に示す複数の搬送波に関して、 同一情報が割り付 けられている搬送波をそれぞれ離隔して周波数軸上に割り当てた図であ る。
第 1 9図は、第 1 5図に示す電力線搬送通信装置おいて第 1 8図に示す 割り付けを実行する場合の帯域割付装置の処理フローである。 ' 第 2 0図は、 第 1 1図に示す複数の搬送波を、 周波数 1 M H zから 3 0 MH z のいずれかの帯域を使用して、一括してスぺク トル拡散を行った 図である。
第 2 1図は、本発明に係る第 5実施形態の電力線搬送通信装置の構成を 示す図である。
第 2 2図は、 複数搬送波からなるプロックの周波数スペク トル概念図である。 第 2 3図は、 第 2 2図のそれぞれのブロックごとに個々の搬送波を直接拡散し た場合の周波数スぺク トル概念図である。
第 2 4図は、第 2 2図のそれぞれのブロックごとに同一情報の搬送波を複数搬 送波に割り付けた場合の周波数スぺク トル概念図である。
第 2 5図は、 第 2 2図のそれぞれのプロックごとに一括して直接拡散した場合 の周波数スぺク トル概念図である。
第 2 6図は、 O F D M信号の周波数スペク トル概念図である。
第 2 7図は、 O F D M信号をより広い通信帯域幅に拡散した場合の周波 数スぺク トル概念図である。
第 2 8図は、 O F D M信号にスぺク トル拡散を適用する場合の処理構成 図である。
第 2 9図は、 O F D Mの複数搬送波に同一情報を割り付ける場合の処理 構成図である。
第 3 0図は、 O F D M信号を一括して直接拡散する場合の処理構成図で ある。 第 3 1図は、家庭内電力線のコモンモードィンピーダンスの測定結果を 示す図である。
第 3 2図は、 家庭内電力線の不平衡減衰量の測定結果を示す図である。 第 3 3図は、 環境電界強度の測定結果の例である。
第 3 4図は、本発明に係る第 6実施形態の電力線搬送通信装置の構成を 示す図である。
第 3 5図は、第 3 4図の電力線搬送通信装置における D A変換器の出力 波形を示す図である。
第 3 6図は、第 3 4図の電力線搬送通信装置におけるホールド制御装置 の出力波形を示す図である。
第 3 7図は、第 3 4図の電力線搬送通信装置のおけるホールド制御装置 の一例を示す回路図である。
第 3 8図は、 第 3 5図の信号波形の周波数スぺク トル概念図である。 第 3 9図は、 第 3 6図の信号波形の周波数スぺク トル概念図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施形態を、 添付図面を参照して詳細に説明する。
t電力線搬送通信装置 3
第 1図は、 本発明に係る第 1実施形態の電力線搬送通信装置の構成を示す図で ある。 電力線搬送通信装置 1 aは、 パソコン 2 6やテレビ 2 7、 冷蔵庫 2 8、 監 視力メラ 2 9等の電気機器に内蔵又は外付けされ、 電力線 2 0を通信線として用 い、 同一配電系統内にある他の電力線搬送通信装置 1 b， . 1 c， 1 d , 1 eと通 信を行う。 また、 ホームゲートウェイ 2 3やホームサーバ 2 4等からローカルェ リアネットワークやインターネット 2 5上にあるコンテンツや保守情報、 その他 のサービス情報の授受を行う。
電力線搬送通信装置 l a， l b , 1 c , I d , 1 eは同一構成であり、 第 1図 に示す電力線搬送通信装置 1 aを基に説明する。 電力線搬送通信装置 1 aは、 パ 'ンドパスフィルタ （B P F ) 1 4， 1 8、 検波回路 1 7、 受信アンプ 1 6、 送信 アンプ 13、 アナログ Zディジタル変換器 （AD変換器） 15、 ディジタル Zァ ナログ変換器 （DA変 11、 ミキサ 12、 復調器 2、 変調器 3、 コンスタ レーシヨンデマッパ 4、 コンスタレーションマツパ 10、 等価器/判定器 5、 復 号器 6、 符号器 9、 メディアアクセスコントローラ 7、 プロトコル変 «8から 構成されている。
プロ トコル変換器 8は、接続されているパソコン 2 6やテレビ 2 7等 の電気機器とのィンタフェースが取れるように通信データの変換をおこ なう装置である。 このインタフェースは、 例えばイーサ （R) や U S B (Universal Serial Bus) 等の標準的な規格のインタフェースである。 プロ トコル変換器 8はノ ソコン 2 6等の機器からデータを受け取ると、 このデータを電力線搬送通信装置 1 aで扱う所定フォーマツトの通信パ ケッ トに変換する。 メディアアクセスコン トローラ 7では、 プロ トコル 変換器 8からの通信バケツ トを受信するとこのデータを、符号器 9と変 調器 3に送る。 また、 メディアアクセスコン トローラ 7は、 MAC制御 (通信データの送信タイミングやパケットのフレーム構造等の制御） に関する 処理と電力線の SN比の状態をトレーニング信号を使って解析を行って おり、 この解析情報を、 符号器 9、 変調器 3及びコンスタ レーショ ンマ ッパ 1 0に送る。 符号器 9では、 誤り訂正符号化を行う。 コンスタレ一 シヨ ンマツパ 1 0では、 多値 P S K (Q P S K)、 多値 QAM等の多値 変調を行い、そのコンスタレーション配置に応じてデータを割り付ける (コンスタレーショ ンマッピング）。 なお、 Q AMは Quadrature Amplitude Modulation, Q P S Kは Quadrature Phase Shift Keyingと呼ばれ、 QAMは振幅 変調、 QP SKは位相変調である。
第 2図は、 Q P S Kのコンスタレーシヨ ンマツビングの一例を示す図 である。 符号器 9から送られてきた 2ビッ トのデータが、 第 2図の 4点 のうちのいずれかに割り当てられ、それぞれ I と Qの値が変調器 3に送 られる。 QPSKは、 各搬送波 （キャリア、 サブキャリアとも言う） に 2ビッ トを割り付ける変調方式であり、 信号点配置は第 ·2図のようになつている。 I軸 は信号の同相成分を表し、 Q軸は信号の直交成分を表している。 信号点へのデー タ割り付けは、 例えば、 第 1象限の信号点でデータ "00" を示し、 第 2象限の 信号点でデータ "01"、 第 3象限の信号点でデータ "11"、 第 4象限の信号点 でデータ "10" を表す。
なお、 第 2図では QPSKの一例を示したが、 コンスタレーシヨンマツパ 1 0はメディアアクセスコントローラ 7から、伝送路の S N比を受け取 り、 第 3図に示す通信誤り率と SN比に基づいて、 いずれの多値変調を 行うかを決定する。 第 3図は、 どの多値変調を行うかを決定するための 通信誤り率と s N比を示した図である。 より広い帯域を使った通信の場 合、 拡散率や同一情報をいくつ送信するかによって、 第 3図に示す所要 S N比よりも低い S N比で多値変調を行えるため、 コンスタレーション マツパ 1 0は、拡散率や同一情報の送信数を考慮して多値数を決定する。 例えば、 第 4図は、 第 3図における通常の Q P SKの通信誤り率と拡散 率が 20の時の Q P S Kの通信誤り率を示した図である。拡散等の処理 を施さない （通常の QP S K) 場合は、 通信誤り率が 1 0—5の時の所 要 S N比は約 1 0 d Bであるが、 拡散率.が 20の場合は、 3 比がー 3 d Bで、 Q P S K変調ができることを示している。 これをプロセスゲイ ンと呼ぶ。 なお、 拡散率は、 ベースパンド信号帯域幅と伝送帯域幅で決 定される。 例えば、 ベースパンド帯域幅が 1 MH zであり、 伝送帯域幅 が 2 5 MH zであれば拡散率は 2 5となる。
変調器 3は、 後記するスぺク トル拡散や帯域割り付けによって、 変調 器 3への入力信号を、より広い帯域幅を持った通信信号とする。その後、 この信号は、 D A変換器 1 1によりアナログ信号に変換される。 この処 理をアナログ回路で実現することもあり、その場合には D A変換器は不 要である。 この後、 ミキサ 1 2で I， Q変調や周波数変換され、 送信ァ ンプ 1 3により増幅された後、 B P F 1 4を介して電力線に出力され、 他の電力線搬送通信装置 1 b， 1 c , 1 d , l eに送信される。 なお、 I Q変調は D A変換処理の前に実行されることもある。
一方、 他の電力線搬送通信装置 1 b， 1 c , 1 d, l eから送信され てきた信号 （受信信号） は、 B P F 1 8によって通信帯域外の信号が抑 制され、 受信アンプ 1 6に出力される。 受信信号は、 受信アンプ 1 6で 增幅され、 A D変換器 1 5に出力される。 A D変換器 1 5によってディ ジタル情報に変換され、 復調器 2で逆拡散が行われる。 逆拡散等の復調 処理をアナログ回路によって実現する場合には、 A D変換器 1 5は不要 である。 逆拡散や帯域合成 （ダイバーシティ合成） を行って、 元のベー スパンド帯域幅まで帯域幅を狭く した後、 コンスタ レーションデマツパ 4でデマッピングが行われる。 デマッピングは、 受信信号の振幅と位相 情報によ り行われる。 第2図は、 Q P S Kのコンスタレーショ ンマッピ ングを示しているが、 デマッピングされたデータは、 ノイズや伝送路歪 によ り、 本来のコンスタレーシヨ ン位置とは異なる場合が多い。 このデ ータは、 等価器/判定器 5の等価器により、 伝送路の歪により生じる位 相回転が修正される。 位相回転量は、 トレーニング信号として送られる 既知のデータがどの程度位相回転 Uているかを割り出すことで把握され る。
次に、 等価器 Z判定器 5により、 元の 2値データに振り分ける符号等 価が行われ、 復号器 6で誤り訂正符号の復号を行って、 メディアァクセ スコン トローラ 7に送られる。 メディアアクセスコン トローラ 7で M A C制御に関する処理を行ってプロ トコル変換器 8に送られる。 その後、 データは、プロ トコル変換器 8でパソコン 2 6やテレビ 2 7等の情報受 信装置に送られる。
電力線 2 0は、 電源供給線であるため、 一般家庭であれば、 配電盤 ブレーカ 2 2に接続されているので、電力線搬送通信装置 1 aの信号が 配電盤 プレー力 2 2を介して同一の外部配電線に接続されている家屋 へ伝送される可能性がある。 これを抑制する目的でプロッキングフィル タ 2 1を、 電力線 2 0に設ける場合がある。
[電力線の通信特性 1 M H z— 3 0 M H z ]
次に、 通信線として用いる電力線 2 0の特性について説明する。 第 5 図は、 電力線の伝送路特性 （減衰特性） を実験により測定した結果の例 である。 あるコンセン ト間においての減衰特性であり、 実測値 3 0 (破 線参照） とその実測値 3 0を 1次近似した結果 3 1 (実線参照） とを示 してある。 一般に電力線 20は、 第 5図に示すように減衰が大きく特に 周波数が高くなるほどその傾向は顕著である。第 5図により周波数が 3 OMH z以上になると、 減衰量 （マイナスの符号） は 60 d B以上にも 及ぶことがわかる。 これは、 3 OMH z以上の高周波信号は電力線 20 によって十分に伝送できないことを示している。 また、 第 6図は、 電力 線 20のノイズ特性であるが、 30 MH z付近ではノイズは 3 0 [ d B β V] である。 これに減衰特性を考慮した場合、 例えば電力線搬送通信 装置 1 aの送信端電圧が 70 [ d B μ V] だったとしても、 S Ν比が一 20 d Bとなる （ 3 OMHz付近では減衰が 60 dBあるため、 70 d B V の送信端電圧が 10 dB/x Vにまで落ち、 そこにノイズ 30 dB/z Vが加わるた め）。仮に拡散等によるプロセスゲインで S N比の改善を試みても、 3 0 MH z以上の周波数帯域では、減衰により通信に寄与することができな レ、。 従って、 3 OMH zまでを使って通信をすると安定性が向上する。 また、 第 6図からわかるように、 1 MH z以下の周波数ではノイズが高 いため、 1 MH z以上の周波数を使い、 広い帯域を確保することで通信 の安定性が増す。 5 MH z以上では、 さらにノイズが低いため、 より安 定した通信ができる。
以上により、 電力線搬送通信装置 1 aで、 スぺク トル拡散や帯域割り 付けにより広い帯域を使って通信を行う場合には、少なく とも 1MH z から 3 OMH zのうちのいずれかの帯域を使用することで、安定した通 信が可能になる。
また、この通信信号に対し、受信側において逆拡散処理を実行したり、 複数の搬送波信号に割り付けられているそれぞれの同一の情報（ダイパ 一シティ枝と言う） を加算したり、 位相調整後に加算したり、 あるいは それぞれのダイバーシティ枝に重み付けをして、位相調整後に加算した り して、 帯域合成 （ダイパーシティ合成） を行うことにより、 S N比を 改善することが出来るため、信頼性の高い通信を行うことが可能である。 ここで、ダイバーシティ枝とは、それぞれの搬送波に割り付けられた個々 の同一情報を意味する。
〔単一搬送波のスぺク トル拡散〕
次に、 より広い帯域を使用したスぺク トル拡散方式又は帯域割り付け について説明する。
第 7図は、本発明に係る第 2実施形態の電力線搬送通信装置 1 aにお ける直接スペク トル拡散方式の構成を示す図である。第 1図と共通する 部分については同じ符号を付して説明を省略し、異なる部分について説 明する。第 1図で示した処理と異なる点は、拡散及ぴ逆拡散部分であり、 拡散符号発生器 3 4、 スぺク トル拡散変調器 3 5、 タイミング同期回路 3 3及ぴスぺク トル逆拡散変調器 3 2を備える。送信時にコンスタレー ションマツビングされたデータは、拡散符号発生器 3 4で発生した拡散 符号系列を用いてスぺク トル拡散変調器 3 5でスぺク トル拡散され、 D A変換器 1 1に送られる。 一方受信時には、 タイミング同期回路 3 3に より符号同期をとり、スぺク トル逆拡散変調器 3 2で逆拡散されたデー タがデマッピングされる。
第 8図は、 拡散前帯域幅 W aの単一搬送波 3 6を、 1 M H zから 3 0 M H Zの帯域を使用して直接スぺク トル拡散した場合の周波数スぺク ト ル概念図である。 拡散後の搬送波 3 7は、 周波数帯域幅がより広い帯域 幅 W bになっている。 拡散符号には、 P N符号 （擬似ランダム符号）、 M系列、 ゴールド符号、 バー力符号、 その他の直接拡散を行うことがで きる任意の符号長の符号系列を用いる。 この拡散手段は、 帯域幅 W aの 搬送波に対し、拡散符号を乗算するだけで簡単により広い帯域幅 W bに スぺク トル拡散できるという特徴がある。
以下、 同様に帯域幅 W aの搬送波を少なく とも周波数 1 MH zカゝら 3 O M H zのいずれかの帯域を使用して、 より広い帯域幅 W bを持つ搬送 波に変換して行う情報通信について、周波数スぺク トル概念図を用いて 説明する。
〔単一搬送波情報の複数の搬送波への割り付け〕
第 9図は、帯域幅 W aの単一搬送波 3 8からなる情報信号を複数の搬 送波 3 9〜 4 6に割り付け、複数の搬送波 3 9〜 4 6を少なく とも周波 数 1 M H zから 3 O M H zのいずれかの帯域に割り当てた図である。複 数の搬送波 3 9〜 4 6は同一情報を持ち、 全体として、 より広い帯域幅 W bを利用して通信を行うことができる。
第 1 0図は、本発明に係る第 3実施形態の電力線搬送通信装置 1 aに おける、前記第 9図に示した複数の搬送波に割り付けを行うための構成 を示す図である。第 1図及び第 7図と共通する部分については同じ符号 を付して説明を省略し、 異なる部分について説明する。 第 1図及び第 7 図で示した処理と異なる点は、 帯域割付装置 4 9、 帯域合成装置 4 7を 備える点である。 第 1 0図において、 送信側のコンスタ レーシヨ ンマツ パ 1 0によってマツビングされたデータは、帯域割付装置 4 9において 帯域割り付けが行われる。 帯域割付装置 4 9では、 コンスタレーシヨ ン マツパ 1 0とメディアアクセスコン トローラ 7から受け取った割り付け 情報に基づいて、 所定の搬送波 3 9〜4 6に同一の情報を割り付ける。 このよ うに同一の情報を複数の搬送波に割り付ける方法を周波数ダイバ 一シティと呼ぶ。 この周波数ダイバーシティは、 同一の情報を複数の周 波数の搬送波で伝送しているため、搬送波のいずれかがノィズゃ伝送路 歪で情報を失っても、他の周波数帯域の搬送波に割り付けた情報が健全 であれば、帯域合成装置 4 7においてダイバーシティ合成を行うことで、 正しい情報を復元できるため、通信の安定性が向上するという効果があ る。 なお、 詳細な説明は省略するが、 ダイバーシティ合成方式には、 選 択合成方式、等利得合成方式、最大比合成方式等がある。 図示しないが、 複数の搬送波 3 9〜4 6は個々において同一又は異なる拡散符号系列及 ぴ拡散符号長を乗積して拡散されることもある。 復調時には、 同一情報 が割り付けられている搬送波 3 9〜4 6ごとにダイパーシティ合成を行 つて元の帯域幅 W aにした後に、第 1図の実施形態で示したと同様の復 調処理を行う。 また、 ダイパーシティ合成は、 先にデマッピングまでの 処理を行い、 そのデマッビングしたデータについて行うこともある。 複数の搬送波に同一情報を割り付けての通信は、電力線 2 0特有の伝 送路特性及びノイズ特性に対して、 より信頼性の高い通信を行うことが 可能である。さらに、 S N比を評価する トレーニング信号を利用したり、 予め他の機器で使われる通信帯域の情報を与えることで、信号を伝送す るのに都合の悪い帯域 （著しく信号が歪んだり、 他の機器で使われる通 信帯域に存在する通信に著しく妨害を与える帯域） に対しては、 いずれ かの搬送波 3 9〜 4 6の割り付けを行わないようにすることで、 より高 信頼の通信を行うことができまた他の機器の通信と干渉することを防ぐ ことが可能である。
〔複数搬送波のスぺク トル拡散〕
第 1 1図は、 2つ以上の搬送波 5 1.， 5 2， 5 3に情報を分割して割 り付けた図である。 従って、 搬送波 5 1， 5 2， 5 3には、 それぞれ異 なる情報が割り付いている。第 1 2図は、第 1 1図に示した搬送波 5 1， 5 2 , 5 3に対してそれぞれの搬送波を直接拡散している様子を示した 図である。 即ち、 第 1 2図は、 周波数 1 M H zから 3 0 M H zのいずれ かの帯域を使用して、 第 1 1図に示す搬送波 5 1〜 5 3を、 それぞれの 搬送波に対して同一又は異なる拡散符号を用いて拡散し、個々の搬送波 5 4， 5 5， 5 6に割り付けた拡散情報信号が互いに干渉しないように 周波数軸上に割り当てた例である。
第 1 3図は、第 1 2図の処理を実現するスぺク トル拡散変調器 3 5の 処理フローである。 スぺク トル拡散変調器 3 5は、 第 7図のコンスタレ ーショ ンマッパ 1 0からコンスタレーショ ンマッビングの I， Qの値を 入力し （S 1 )、 拡散率を入力して （S 2 )、 拡散率に基づいて発生され た拡散符号を用いて、 I， Qの値と拡散符号により各情報信号を直接拡 散し （S 3 )、 D A変換器 1 1に出力する （S 4 )。 拡散符号には、 P N 符号 （擬似ランダム符号）、 M系列、 ゴールド符号、 バー力符号、 その 他の直接拡散を行うことができる任意の符号長の符号系列を用いる。第 1 1図に示す搬送波 5 1、 5 2、 5 3はそれぞれ第 1 2図に示す搬送波 5 4、 5 5、 5 6に割り当てられている。
これにより、 例えば、 第 9図のスぺク トル拡散信号と比較して、 同一 の拡散符号長を用いた場合、相対的に拡散後の帯域幅を狭くすることが できるため、第 1 4図に示す急激な減衰量の落ち込みの影響を回避しや すくなる。 第 1 4図で、 破線は、 第 5図で示した減衰特性の実測値 3 0 である。 第 1 4図で、 搬送波 6 3は、 搬送波 6 2に比べ帯域幅が狭いた め急激な減衰量の落ち込み （第 1 4図における〇の個所） に掛からず波 形にひずみを生じないため、 復調ができる。 つまり、 急激に減衰が起こ つた場所では、 ノイズによる情報の損失がおきやすくなるが、 この状況 に陥ることを回避できる。 搬送波 6 2は、 電力線 2 0特有の伝送路特性 等により生じる周波数選択性フヱージングであり、 搬送波 6 3は、 フラ ッ トフヱ一ジングである。 周波数選択性フェージングとは、 電力線の伝 送路特性において減衰量が急激に落ち込むことで通信信号が著しく歪ん だ状態になることであり、 フラットフェージングは影響されない状態の ことである。 第 1 4図は、 相対的に信号帯域幅が狭くなった信号を用い ることで電力線 2 0の伝送路特性によって著しく通信信号が歪む現象を 回避している例である。 なお、 実験の結果、 第 1 4図での減衰量の落ち 込み時の周波数幅は約 1 0 0 k H zである。
〔複数搬送波のスぺク トル拡散、 同一情報が割り付いている搬送波を 互いに干渉することなく周波数軸上に配置〕
第 1 6図は、 第 1 1図に示す複数搬送波 5 1， 5 2， 5 3に情報を分 割して割り付け、同一情報が割り付いている個々の搬送波を互いに干渉 することなく周波数軸上に割り当てた図である。 第 1 5図は、 本発明に 係る第 4実施形態の電力線搬送通信装置 1 aにおける、第 1 6図に示す 割り付けを行うための構成を示す図である。第 1図等と共通する部分に ついては同じ符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。 第 1図、 第 7図、 第 1 0図と異なる部分は、 帯域割付装置 6 6、 帯域合 成装置 6 4を備え、 タイミング Z同期回路 6 5を備えた点である （第 1 0図に対してはタイミングノ同期回路 6 5を追加）。
第 1 6図によれば、 例えば、 第 1 1図において情報 （データ a ) が割 り付いている搬送波 5 1は、 第 1 6図において搬送波 6 7， 6 8， 6 9 に割り付いており、 この時、 搬送波 6 7， 6 8， 6 9は少なく ともォー バラップしない程度に近接して周波数軸上に配置される。 第 1 1図にお いて情報（データ b )が割り付いている搬送波 5 2及び情報（データ n) が割り付いている搬送波 5 3は、第 1 6図において、搬送波 7 0〜 7 2、 搬送波 7 3〜 7 5に割り当てられる。 また、 同一の情報が乗っている搬 送波の集まり （搬送波群： 6 7， 6 8， 6 9や 7 0， 7 1， 7 2等） は 任意の周波数に割り当てられる。
第 1 7図は、 第 1 5図に示す帯域割付装置 6 6の処理フローである。 帯域割付装置 6 6は、 第 1 5図のコンスタ レーシヨ ンマツパ 1 0から、 コンスタレーシヨ ンマッピングの I， Qの値と拡散率を入力する （S 1 1， S 1 2 )o また、 メディアアクセスコントローラ 7から通信帯域情 報を入力し （S 1 4)、 I， Qの値と拡散率と通信帯域情報に基づいて 各搬送波に帯域割り付け及び各搬送波に情報の割り付けを行い（S 1 3)、 D A変換器 1 1に出力する （S 1 5)。 また、 帯域割付装置 6 6は、 同 一情報を割り付ける搬送波を何本用いるかを決定する。 さらに、 S N比 が著しく低い帯域や、 他の機器で使われる通信帯域には、 搬送波を割り 当てないようにする。 以上の処理を行うことにより、 広い拡散後帯域幅 Wbを利用して通信を行う。 これら全ての搬送波 6 7， 6 8， 6 9は、 それぞれに干渉を起こさないようにフィルタリングが施されたり、その 干渉が互いに影響を及ぼさない程度の周波数間隔を空けたりする処置を 講じている。このように複数搬送波のそれぞれに割り付けられた情報を、 複数の周波数で同じ情報を送信する帯域割り付けの方法も周波数ダイパ 一シティという。 一方、 復調時には、 同一情報が乗っている搬送波 （例 えばデータ aが割り付けられている搬送波 6 7， 6 8， 6 9) ごとにダ ィバーシティ合成を実行して、第 1図の実施形態と同様の復調処理を行 う。 また、ダイバーシティ合成は、先にデマッビングまでの処理を行い、 そのデマッピングしたデータについて行うこともある。
従って、 この方式は、 第 1 2図及び第 1 3図と比較して 1つの搬送波 の帯域幅が相対的に狭くなるため、第 1 4図で示した電力線特有の伝送 路特性である周波数選択性フェージングをフラッ トフ^ージングにする 効果がより大きくなり、これにより通信の信頼性がより向上する。また、 電力線 2 0ではランダムに減衰が起こる場合があり、 の時の減衰の幅 は狭いため、 同一情報を割り付けた搬送波のうち、 減衰により 1つの搬 送波が情報を失っても、他の搬送波に割り付けられた同一情報は健全で あるため、 それら健全な情報を用いて、 送信された情報を復元でき、 通 信の安定性が向上する。 なお、 第 1 1図及び第 1 6図では、 各搬送波に 分割して情報を割り付けているため、 1つの搬送波の帯域幅は第 8図の 単一搬送波 3 6と比較して狭い。 また、 第 1 6図のようにより広い帯域 を使った場合でも、 第 1 1図の個々の搬送波 5 1， 5 2， 5 3と第 1 6 図の個々の搬送波 6 7〜 7 5の帯域幅は同じである。
1 M H zから 3 O M H zの帯域を使うことでより安定した通信ができ ることはもちろんであるが、 ノィズレベルの高い 1 MH z以下の周波数 帯においても、 十分な S N比が確保できる帯域が局所的に存在し、 前記 のように狭い帯域幅の搬送波であれば 1 M H z以下の帯域を利用しても 通信が可能である。 この結果、 さらに多くの搬送波を利用して通信する ことができ、 より一層の高速通信を行うことができる。
〔複数搬送波のスぺク トル拡散、 同一情報が割り付けられている搬送 波を離隔して周波数軸上に配置〕
第 1 8図は、 第 1 1図に示す複数搬送波 5 1， 5 2， 5 3に情報を分 割して割り付け、同一情報が割り付いている個々の搬送波を離隔して周 波数軸上に割り当てた図である。 第 1 8図において、 例えば.、 第 1 1図 で示した搬送波 5 1に割り付けられた情報（データ a ) は、搬送波 7 6， 7 9 , 8 2に割り付けられている。 そして、 同一の情報を割り付けた複 数搬送波 7 6， 7 9， 8 2は、 搬送波同士が互いに干渉を起こさず、 且 つ、数十 k H zから数百 k H z以上の間隔をあけて任意の周波数に割り 当てられている。 従って、 前記した第 1 6図との違いは、 同一情報が割 り付けられている搬送波 7 6， 7 9， 8 2が、 数十 k H zから数百 k H z以上の間隔をあけて割り付けられていることである。 第 1 9図は、第 1 8図に示すように割り付けを実行する場合の帯域割 付装置 6 6の処理フローである。 第 1 7図との違いは、 帯域割付装置 6 6は、 メディアアクセスコントローラ 7から、 データ割り付け情報を入 力し （S 2 1 )、 I , Qの値と拡散率と通信帯域情報とデータ割り付け 情報に基づいて各搬送波に帯域を割り付け （S 2 0 )、 及びデータ割り 付け情報に基づいて、 どの搬送波にどの情報を割り付けるかを決定し各 搬送波に情報の割り付け （S 2 0 ) を行っている点である。
なお、 第 1 8図においては、 説明を容易にする為、 第 1 1図における 各搬送波の配列に従って帯域割り当て後も規則的にブロックごとに各搬 送波 7 6〜 8 4が配列されているが、 第 1 8図は一例である-ため、 複数 のプロックにまたがってランダムにデータを割り付ける場合もある。第 1 8図において例えば、 搬送波 7 6〜 8 4には、 ランダムにデータ aか らデータ nまでのデータを割り付ける （図示せず）。 割り付けるデータ が周期的であると、電力線において急激な減衰量の落ち込みが周期的に 現れた場合には、減衰量の落ち込み周期とデータ割り付け周期が合致し て常に同じデータが欠落する可能性があるのに対し、 このようにデータ 割り付け系列をランダムにすることで常に同一データが欠落する可能性 を減らすことができ、 結果として通信品質が向上する。 これら全ての搬 送波 7 6〜8 4はそれぞれに干渉を起こさないようにフィルタリングが 施されたり、その干渉が互いに影響を及ぼさない程度の周波数間隔を置 いたりする等の処置を講じている。 また、 復調時には、 同一情報を割り 付けている搬送波（例えばデータ aに対しては搬送波 7 6， 7 9 , 8 2 ) がどこに配置されているかの情報を、 メディアアクセスコントローラ 7 から受け取って、同一情報が割り付けられている搬送波ごとにダイバー シティ合成を実行した後に、第 1図の実施形態と同様の復調処理を行う。 場合によっては、 ダイバーシティ合成は先にデマッビングまでの処理を 行い、 そのデマッビングしたデータについて行うこともある。
第 1 8図に示す割り付けでは、第 1 6図によって得られる効果のほか に、電力線特有の伝送路特性における特性改善を行うことが可能である。 例えば、第 1 4図に示した電力線の減衰周波数特性としては深い減衰が あると、 その両側数十 k H zから数百 k H zに渡っては、 深い減衰が継 続している場合がある。 前記したように、 実験の結果、 通信信号の急激 な減衰量の落ち込み時の周波数幅は約 1 0 0 k H zである （第 1 4図参 照）。 従って、 第 1 6図のように同一情報が割り付けられている搬送波 が近接して配置された場合 （例えば、 第 1 6図で搬送波 6 7， 6 8， 6 9は同一情報）、 同一情報が割り付けられた全ての搬送波が歪んでしま うために、 結果としてビッ ト誤りを引き起こす可能性が高くなる。 これ に対し、 第 1 8図は、 同一情報が割り付けられている搬送波同士が離隔 した配置構成となるため、同一情報が割り付けられた全ての搬送波が同 時に歪を受けることを回避することができる。 即ち、 隣り合った同一情 報を割り付けた搬送波の周波数間隔を 1 0 0 k H z以上離隔した状態で 通信することで、 歪を受けることを回避することができる。 この結果、 周波数ダイバーシティ効果をより強くすることができるため、送信され た情報を復元でき、 通信の安定性を向上させることができる。 なお、 第 1 8図では、 各搬送波に分割して情報を割り付けているため、 1つの搬 送波の帯域幅は第 8図の単一搬送波 3 6と比較して狭い。 また、 第 1 8 図のようにより広い帯域を使った場合でも、第 1 1図の個々の搬送波 5 1， 5 2， 5 3と第 1 8図の個々の搬送波 7 6〜 8 4の帯域幅は同じで ある。 1 M H zから 3 O M H zの帯域を使うことでより安定した通信が できることはもちろんであるが、ノイズレベルの高い 1 M H z以下の周 波数帯においても、 十分な S N比が確保できる帯域が局所的に存在し、 前記のように狭い帯域幅の搬送波であれば 1 M H z以下の帯域を利用し ても通信が可能である。 この結果、 さらに多くの搬送波を利用して通信 することができ、 より一層の高速通信を行うことができる。
〔複数搬送波の一括スぺク トル拡散〕
第 2 0図は、 第 1 1図に示す複数搬送波 5 1， 5 2 , 5 3を、 少なく と も周波数 1 M H zから 3 O M H zのいずれかの帯域を使用して、拡散符 号による一括してスぺク トル拡散を行う図である。拡散に使用される拡 散符号は P N符号 （擬似ランダム符号）、 M系列、 ゴールド符号、 パー 力符号、その他の直接拡散を行うことができる任意の符号長の符号系列 を用いる。 逆拡散の際には、 送信時に使用した拡散符号系列と同一拡散 符号による逆拡散処理を行う。
このスぺク ·トル拡散方式は、第 7図と同様の回路構成により実現する ことができ、 また第 1 6図又は第 1 8図の方式と比較して、 拡散後の搬 送波 8 5の数が相対的に少なくてすむため、 図示しないがフィルタ、 周 波数シンセサイザ、 ミキサ等の数を減らすことができ、 ハードウェアの 簡素化が可能である。
[プロック毎のスぺク トノレ拡散]
第 2 1図は、本発明に係る第 5実施形態の電力線搬送通信装置 1 aの 構成を示す図である。第 1図等と共通する部分については同じ符号を付 して説明を省略し、 異なる部分について説明する。 電力線搬送通信装置 l aは、 送信側は複数の送信系統 （変調器 1 4 3、 D A変換器 1 .4 4、 ミキサ 1 4 5、 送信アンプ 1 4 6、 B P F 1 4 7 ) で構成され、 受信側 は複数の受信系統 （復調器 1 3 8、 A D変換器 1 3 9、 受信アンプ 1 4 0、 検波回路 1 4 1、 B P F 1 4 2 ) で構成される。 また、 データ分割 装置 1 3 7及びデータ合成装置 1 3 6を備えている。 また、 第 2 2図は スペク トル拡散前の複数搬送波からなるブロック 1 2 4， 1 2 5， 1 2 6の周波数スぺク トルを示した図である。 複数の送信系統は、 第 2 2図 に示す複数搬送波からなるブロック 1 2 4， 1 2 5， 1 2 6について、 それぞれのブロック 1 2 4， 1 2 5， 1 2 6に使用する周波数帯域や伝 送する情報に要求される Q o S (Quality of Service) に基づいて拡散 率とスぺク トル拡散方式を決定して送信処理を行う。データ分割装置 1 3 7は、 メディアアクセスコン トローラ 7から伝送路環境、 使用周波数 帯域、 送信データに要求される Q o Sを受け取り、 データを分割しプロ ックを形成する。 その後の各送信系統での変調処理は第 1図と同様であ る。 受信側では、 復調器 1 3 8は、 メディアアクセスコントローラ 7か らブロックごとに、 受信信号に関する使用帯域、 スペク トル拡散方式、 拡散率、 同一情報を割り付けたキヤリァ配置情報を受け取り、 復調を実 施する。 各系統での復調処理は第 1図と同様である。 なお、 ディジタル 信号処理により各系統に設けているデバイスを共通化することもできる。 第 2 2図で、 それぞれのブロック 1 24， 1 2 5， 1 2 6は帯域幅 W a 1 , W a 2 , Wa 3を有している。 また、 ブロック 1 24， 1 2 5， 1 26内にある各搬送波にはそれぞれ Aから I という情報が割り付けら れている。 第 2 3図は第 2 2図に示したそれぞれのブロック 1 24， 1 2 5， 1 2 6ごとに個々の搬送波を直接スぺク トル拡散した場合の周波 数スぺク トル概念図である。 第 23図では、 第 22図の各プロック 1 2 4， 1 2 5， 1 2 6にあった搬送波は、 より広い帯域幅を持ち、 各プロ ックも拡散後のブロック 1 2 7， 1 2 8， 1 2 9として形成し帯域幅 W 1 , Wb 2 , Wb 3に広がっている。 また、 第 24図は、 第 2 2図に 示したそれぞれのブロック 1 24， 1 25 , 1 26ごとに同一情報をも つ搬送波を複数搬送波に割り付けることでスぺク トル拡散した場合の周 波数スぺク トル概念図である。 第 24図では各搬送波に割り付けられた 情報は規則正しく割り付けられているが、前記第 1 6図と第 1 8図に示 したように情報の割り付け方を変えることもある。第 2 5図は第 2 2図 に示した各ブロック 1 24， 1 2 5 , 1 2 6をそれぞれ一括して直接ス ぺク トル拡散した場合の周波数スぺク トル概念図を示した図である。 ま た図示していないが、各プロック 1 2 7〜 1 3 5は第 2 3図、第 24図、 第 25図に示した拡散方式のいずれかを独立に採用し変復調する場合も ある。 第 2 1図に示した実施形態において、 通信環境に応じて拡散率や 拡散方式を独自に変えられるため、ブロック 1 2 7〜1 3 5の伝送に利 用する伝送帯域環境に応じて拡散率と拡散方式を選択することで通信品 質の向上 （耐ノイズ性、 伝送速度） が図れる。 例えば、 減衰量の急激な 落ち込みによる周波数選択性フェージングがある場合には、 同一情報の 複数搬送波への割り付けによるスぺク トル拡散方式は、前記第 1 4図に 示したように安定した通信が行える。 一方、 周波数選択性フェージング が顕著でない帯域に対しては直接拡散によるスぺク トル拡散方式を用い て可能であり、 ハードウェアの簡素化を図ることができる。 その他に、 例えば、制御信号等の通信に.不可欠な情報に対しては高い拡散率を適用 して耐ノイズ性がある情報伝送を行い、 一方で例えば、 音声情報のよう に誤りよりも、 即時性と広帯域通信 （ブロードバンド） が要求される場 合には、 制御信号に適用した拡散率よりも低い拡散率を設定し、 より多 くのデータを伝送させることでこの要求を実現できる。 従って、 この手 段を用いることで Q o Sの向上を図ることができる。
COFDMのスぺク トル拡散〕
第 2 6図は、 複数搬送波 8 6， 8 7， 8 8に分割して情報を割り付け た情報信号に用いる特殊な場合として OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重） を適用した場合の周波数ス ぺク トル概念図である。 O F DMは互いのサブキヤリァが直交するよう に周波数軸上に配列される変調方式である。
第 2 7図は、 OF DM信号をより広い通信帯域幅 Wbに拡散した場合 の搬送波 8 9の周波数スペク トル概念図である。 これにおける具体的な 拡散又は帯域割り付けは、 前記した第 1 2図、 第 1 6図、 第 1 8図、 第 2 0図、 第 2 3図、 第 24図、 第 2 5図と同様である。 ただし、 第 1 2 図、 第 1 6図、 第 1 8図、 第 2 3図、 第 24図の拡散又は帯域割り付け を適用した場合は、 OF DMは、 拡散又は帯域割り付け後の個々のサブ キャリアが拡散処理後も直交を保つように処理される。
第 2 8図は、 OFDM信号にスぺク トル拡散を適用する場合の O F D M変調の処理構成図である。 送信時、 入力データ I， Qの値は、 直並列 変換器 1 1 1に送られる。直並列変換器 1 1 1においてデータを並列に し、 拡散符号 （拡散符号乗積装置 1 1 2) により拡散した後に高速逆フ 一リエ変換器 （ I F F T) 1 1 3で、 各サブキャ リ アの直交関係が保た れるように O F DM変調をしている。 そして、 並直列変換器 1 1 4によ り シリ アルデータに変換された後、 D A変換器へ出力される。
また、 第 2 9図は、 OF DMの複数搬送波に同一情報を割り付ける場 合の処理構成図である。 入力データ I， Qの値は、 直並列変換器 1 1 5 において並列にされ、 datalから data5には同一情報が割り付けられて おり、同一情報 1 1 6を I F FT 1 1 7に入力させることで結果的に同 一情報 1 1 6が複数搬送波に割り付けられ、周波数ダイパーシティを実 現している例である。 そして、 このデータは、 並直列変換器 1 1 8によ りシリアルデータに変換された後、 DA変換器へ出力される。
さらに、 第 3 0図は、 O F DM信号を一括して直接拡散する場合の処 理構成図である。 入力データ I， Qの値は、 直並列変換器 1 1 9におい て並列にされ、高速逆フーリェ変換器（ I F F T) 1 20を通した後に、 並直列変換器 1 21によりシリアルデータに変換された後、拡散符号（拡 散符号乗積装置 1 2 2) により拡散される。 なお、 第 30図で示したよ うな、 O F DM変調した信号を拡散符号乗積装置 1 2 2により一括して 拡散する方式では、拡散後にサブキヤリア同士の直交性が崩れる場合が ある。
これらの処理により、 周波数利用効率が良い O F DMを、 より広い帯 域を使って通信するため、 限られた周波数帯域より大きな拡散率又はダ ィパーシティ効果を得ることが可能である。
また、 OFDMは、 高速フーリエ変換 （F FT) や高速逆フーリエ変 換 （ I F FT) を利用して変復調が実現できるため、 サブキャリアごと のフィルタ、 周波数シンセサイザ、 ミキサといった装置が不要になる。 第 28図のように、スぺク トル拡散を O F DM信号に適用する場合に対 しても、 同様の処理を適用して、 スぺク トル拡散後の O F DM信号は I F FT 1 1 3により発生させる場合もあり、 処理を 1チップ化できる。 従って、 簡素なハードウエアにより、 OFDMのスぺク トル拡散処理が 実現できる。 それ以外にも、 I FFTによる OFDM変調を行った後に 掛算器等を用いてスぺク トル拡散処理を実行する場合もあるが、総じて ハードウエアが簡素化できる。 また、 受信側の O F DM復調時に F F T を用いる場合にも同様のことが言える。
なお、 第 1 2図、 第 1 6図、 第 1 8図、 第 2 3図、 第 24図の方式は、 各搬送波に情報を分割して割り付けているため、 1つの搬送波の帯域幅 3 は第 8図の単一搬送波 3 6 と比較して狭い場合もある。 また、 ノイズレ ベルの高い 1 MH z以下の周波数帯においても、十分な S N比が確保で きる帯域が局所的に存在する。 1 MH zから 3 0MH zの帯域を使うこ とでより安定した通信ができることはもちろんであるが、前記のように 狭い帯域幅の搬送波であれば 1MH z以下の帯域を利用しても通信が可 能である。 この結果、 さらに多くの搬送波を利用して通信することがで き、 より一層の高速通信を行うことができる。
〔送信端電圧 70 [ d B μ V] (RBW= 9 kH z、 準尖頭値） の 電力線搬送通信装置〕
次に、 電力線搬送通信装置 1 aの送信端電圧を 70 [d B / V] (R BW= 9 kH z , 準尖頭値） とした実施形態について説明する。 （RB W= 9 kH z、準尖頭値）は、測定条件であり、 RBW (Resonance Band Width) は測定の帯域幅である。 準尖頭値は、 準尖頭値検波方式によって得られる値で、 人間の聴覚特性を考慮して、 信号振幅の時間変化に時定数を考慮した減衰波形を 組み合わせ、 その時間平均で評価する方法によって得られる値である。
第 3 1図は、家庭内の電力線のコモンモードィンピーダンスを複数測 定し、 その結果を統計処理して、 分布を図示したものである。 また、 第 3 2図は、家庭内の電力線の不平衡減衰量を複数測定しその結果を統計 処理して、 分布を図示したものである。 一般に、 帯域幅 （RBW) が 9 kH zにおける電力線 20からの、離隔距離が 3 mでの漏洩電界強度 I Ι ά Β μ V/m] は、 I = 24 +V d _ Z c— L C Lで表すことができ る。 V dは 9 k H z帯域幅 （R B W) 当りのモデムの送信端電圧 [ d B μ V], Z cはコモンモードインピーダンス [(1 Β Ω]、 L C Lは不平衡 減衰量 [d B] である。 これによると、 漏洩電界は、 電力線搬送通信装 置 1 aの送信端電圧とコモンモードインピーダンスと、不平衡減衰量に 依存する。漏洩電界を低くするには電力線搬送通信装置 1 aの送信端電 圧を下げる力 コモンモードィンピーダンスと不平衡減衰量を共に高く することで実現できる。 しかし、 コモンモードインピーダンスと不平衡 減衰量は電力線 20の敷設状況に依存するため、送信端電圧を抑えるこ とで漏洩電界を抑制する。 統計解析の結果、 9 5 %以上のコンセン ト間 で、 コモンモー ドィンピーダンスは 3 0 [ d B Ω] から 6 5 [ d B Ω], 不平衡減衰量は 1 0 d Bから 5 0 d Bを占める （第 3 1図、 第 3 2図参 照）。 さらに、 コモンモードインピーダンスが 3 0 [ d B Ω] で、 不平 衡減衰量が 1 0 d Bの時、電力線搬送通信装置 1 aの送信端電圧を 9 k H z帯域幅において 7 0 [ d B V] とした場合、 漏洩電界強度は上式 より、 5 4 ί ά Β μ V/m] とすることができる。 これは、 送信端電圧 を 7 0 [ d B μ V] 以下に抑えた電力線搬送通信装置であれば、 9 5 % 以上のコンセント間においてその漏洩電界強度が 5 4 ί ά μ V/m] に抑えられることを示している。 5 4 [ d B / V/m] は、 これ以下に すれば他の機器で使われる通信帯域に対して影響を与えない値である。 例えば、 第 3 3図は、 環境電界強度の測定結果の例である。 第 3 3図に よれば、約 7 MH z以下では周囲の電気機器等によるノイズにより 5 4 Ι ά μ V/m] をはるかに上回る環境電界が観測されており、 また、 7MH z以上の周波数帯域においても、 5 4 [ d B μ V/m] を上回る 環境電界が存在し、 その強度は、 7 0 [ d B ^ V/m] を超えるものも ある。 さらに送信端電圧が 7 0 [ d B z V] 時の漏洩電界強度 5 4 [ d B μ V/m] は、 ほぼ最悪値と考えることができるため、 ほとんどのコ ンセント間ではこれを下回る漏洩電界強度になる。
従って、 送信端電圧を 7 0 [ d B μ V] にした電力線搬送通信装置 1 aが発生する漏洩電界強度 5 4 [(1 Β μ ν m]は他の通信との両立性、 即ち他の機器で使われる通信帯域に大きな影響を与えることなく電力線 搬送通信を行うことができる。 しかし、 送信端電圧を下げた場合、 S N 比が低くなるため、特にノィズゃ減衰が大きい電力線では通信が困難と なるが、スぺク トル拡散によるプロセスゲインや同一情報の複数帯域割 り付けによる周波数ダイパーシティ効果により、 送信端電圧 7 0 [ d B μ V] でも安定した通信を実現できる。
〔0 F DM出力信号のサンプリングによるスぺク トル拡散 （O F DM 信号生成手段、 アナログ変換手段、 ホールド制御手段）〕 第 3 4図は、本発明に係る第 6実施形態の電力線搬送通信装置 1 aの 構成を示す図である。第 1図等と共通する部分については同じ符号を付 して説明を省略し、 異なる部分について説明する。 第 3 4図に示す電力 線搬送通信装置 1 aには、 送信側に直並列変換器 9 4、 高速逆フーリエ 変換器 （ I F F T ) 9 7、 並直列変換器 9 8、 D A変換器 9 9、 ホール ド制御装置 1 0 0、G I付加器 1 0 1を備えている。 また、 受信側に受 信アンプ 9 0、 サンプリング同期回路 9 1、 A D変換器 9 2、 G I除去 器 9 3、 直並列変換器 9 4、 高速フーリエ変換器 （F F T ) 9 5、 並直 列変換器 9 6を備えている。 まず、送信処理について説明する。送信時、 コンスタレーショ ンマッピングされたデータは、直並列変換器 9 4に送 られる。 直並列変換器 9 4においてデータを並列にし、 その並列データ に対して高速逆フーリエ変換器 9 7により O F D M変調処理を行う。 そ して、 並直列変換器 9 8によりシリアルデータに変換された後、 D A変 換器 9 9によりアナログ信号に変換される。
第 3 5図は D A変換器 9 9の出力波形を示したものである。 また、 第 3 6図は、第 3 4図の電力線搬送通信装置 1 aにおけるホールド制御装 置 1 0 0の出力波形を示した図である。 ホールド制御装置 1 0 0は、 第 3 5図に示す D A変換器出力波形 1 0 2に対し、第 3 6図に示すように パルス状又はィンパルス状に近い信号（ホールド時間制御回路出力波形 1 0 3 ) に変換する。 ホールド制御装置 1 0 0は、 ホールド時間を制御 する手段を持った回路であり、 例えば、 第 3 7図に示す半導体スィツチ ング素子 1 0 4等で代用することが可能である。 第 3 7図は、 ホールド 制御装置の一例を示す回路図である。半導体スィツチング素子 1 0 4で、 D A変換器 9 9の D A出力とァ ス 1 2 3又はそれに相当する電位を持 つた端子とを交互に切り替えることで第 3 6図の波形を得ることができ る。 ただし、 アース 1 2 3の電位は実装上 0 [ V ] とすることができな い場合もあり、 絶対電位 0 [ V ] に限ってはいない。 第 3 5図に示す D A変換器出力波形 （O F D M信号波形） 1 0 2の周波数スぺク トルの概 念図は第 3 8図のようになる。 一方、 第 3 6図に示すホールド時間制御 回路出力波形 （O F D M信号波形） 1 0 3の周波数スぺク トルの概念図 は第 3 9図のようになる。 ホールド時間を制御して、 時間軸信号をパル ス又はィンパルス状に近い波形にすることで、第 3 8図のスぺク トル 1 0 5と同様の情報を持ったスぺク トル 1 0 6〜 1 1 0が周波数軸上に複 数現れる。 この現象は、 連続アナログ信号を P AM (Pulse Amplitude Modulation) 信号化した際に観測される現象と同一である。 理論的な詳 細説明は省略するが、 同一情報をもったスぺク トルのパルス幅 Wは、 第 3 7図のスィッチ 1 0 4により D A出力状態 （以下、 有値という） とァ ースに接続された状態 （以下、 ヌル値という） の時間比で決定される。 スィッチ 1 0 4が理想状態であれば、例えば 1 M H zの帯域幅を持った O F D Mベースパンドと同一の情報を持った複数のスぺク トルを 3 0 M H zまで発生させる場合には、 有値とヌル値の比は 1 : 6 0にすること で達成できる。 前記のホールド制御装置 1 0 0の出力は、 G I付加器 1 0 1によりガードィンターパル （遅延波による影響を防ぐため O F DMの先 頭部分に付加する時間） が付加され送信アンプ 1 3により信号の増幅が行 われ、 B P F 1 4により所定帯域外の信号を除去して送信される。 第 3 4図ではミキサを使用していないが、 これは、 I F F T 9 7の基数をサ ブキヤリァ数の倍にし、入力値とその入力値の複素共役の値とを同時に I F F T処理することで、 1 ? 丁出カが 1， Q変調された状態で出力 されるためである。 また、 周波数変換にあっては、 フィルタ制限を行う ことで希望の信号のみを利用することができるからである。 従って、 図 中にはミキサを示していないが、 ここにミキサを利用して I , Q変調や 周波数変換を実現しても構わない。 受信側も同様である。 この送信信号 は、前記及ぴ図示したプロセスによって得られた信号に限定されるもの ではない。 つまり、 本発明は、 第 3 5図の D A変換器出力波形 1 0 2の ホールド時間制御を行うところにある。
一般に O F D Mにスぺク トル拡散や帯域割り付けを適用する場合には、 拡散後の帯域幅に比例して、 一連の変復調処理を行う D S P (Digital Signal Processor) や C P U (Central processing Unit) の処理能力 の高速性が要求される。 例えば、 同一の情報を割り付けた搬送波を複数 の周波数に拡散する場合 （第 2 9図）、 F F T基数が同一情報を持った 搬送波をいくつ送信するかに応じて処理能力が増加し、その演算を処理 する高速性が要求される。 また、 各搬送波を拡散符号により拡散する直 接拡散方式 （第 28図） では、 F FT基数は増えないが、 拡散率に応じ てシンボルレート、即ちチップレートが短くなるため、その短い時間に、 O F DM変調処理を行うだけの高速性が要求される。
一方、 本発明によれば、 OF DM変調は、 ベースパンド処理を行うこ とができる演算量があればよく、 拡散又は帯域割り付けは、 ホールド制 御装置 1 00により実行されるため、 D S Pや C PUの処理は少なくて すむ。 例えば、 O F DMベースパンド信号の帯域幅が 1 MH zだった場 合、 3 OMH zの帯域を使って帯域割り付けを行う と、 第 29図の処理 方式では C PU等のクロックが 6 OMH z必要であるのに対し、本発明 では 2MH zでよいため、電力線搬送通信装置 1 aを安価にできる効果 がある。
〔サンプリングによるスぺク トル拡散後のディジタル変換手段、 O F DM復調手段〕
再度、 第 34図に戻り、 受信処理 （OFDM復調） について説明する 。 まず、 電力線搬送通信装置 1 aは他の電力線搬送通信装置 1 b， 1 c. ， I d, 1 eにより送信された送信信号を受信して、 B P F 1 8により 不要な帯域外の信号を除去した後、受信アンプ 90により AD変換器 9 2に適切な値が入力するように受信信号のゲイン調整を行う。 同時にサ ンプリング同期回路 9 1により有値の部分（第 3 7図のスィツチ 1 04 により D A出力状態、即ち送信側における D A変換器 9 9の出力状態の 時間に相当する部分） と AD変換器 9 2のサンプリングク口ックが合致 するようにサンプリングクロックの同期を行う。 この同期情報を基に A D変換器 9 2において受信アンプ 90通過後の信号の有値'部分のみサン プリングを行う。 サンプリング同期回路 9 1により、 有値部分にサンプ 8 リングクロックの同期を取るので、 AD変換器 9 2はベースパンド部分 のみを処理することができる能力を持った動作周波数のものでよい。例 えば O F DMのベースバンド帯域幅が 1 MH zであれば、必要動作周波 数は 2MH z程度である。 サンプリングされた信号は G I除去器 9 3で ガードィンターパルを除去され、 直並列変換器 94を経て、 高速フーリ ェ変換器 9 5による O FDM信号の復調が行われる。 その信号 （データ ) を並直列変換器 9 6によりシリアルデータ列に変換し、 コンスタレ一 ションデマッパ 4でコンスタレ一ンョン配置に基づいてデマッビングさ れ、 等価器/判定器 5により信号等価が行われる。 等価器/判定機 5の 等価器は通信線の通信路歪 （伝送路歪ともいう） を補正するためのもの であり、通信路歪の捕正処理を行った信号が判定器により信号判定され る。 その後、 復号器 6により誤り訂正復号を行い、 復調ビット列を得る 。 この復調ビッ ト列はメディアアクセスコントローラ 7に入力される。 メディアアクセスコントローラ 7は、入力データを所定フォーマッ トの 通信バケツトに変換し、 プロ トコル変換器 8に出力する。 プロ トコル変 換器 8は、 この通信パケッ トを、 ノ ソコン 2 6等とのインタフェース （ 例えばイーサ （R) や U S B等） が取れるようにプロ トコル変換して、 パソコン 26等に情報を出力する。 電力線 20は、 電源供給線であるた め、 一般家庭では、 配電盤ノブレ一力 22に接続されているので、 電力 線搬送通信装置 1 aの信号が配電盤/ブレーカ 22を介して同一の外部 配電線に接続されている家屋へ伝送される可能性がある。 これを抑制す る目的でプロッキングフィルタ 21を、電力線 20に設ける場合がある 第 34図から第 3 9図を用いて説明した一連の処理では、 O F DMに 複数の同一スぺク トル 1 0 6〜 1 1 0を発生させて （第 3 9図参照） 送 信することで、 受信側での周波数ダイバーシティ効果により、 通信の信 頼性が向上している。 また、 同時に、 OFDMをスぺク トル拡散するこ とで生じる D S Pや C P Uの演算量を低減している。 なお、 受信時は、 ヌル値部分に乗ったノイズはサンプリングされないため、 逆拡散効果、 即ち変調時の S N比と比較して復調時に S N比が改善する効果が得られ る （プロセスゲイン）。
このような処理を行うことで、全ての信号通信帯域を A D変換器 9 2 や D S P等により処理する方式と比較して、低演算で逆拡散及び復調が 実現できる。 また、 O F D M信号のホールド時間を制御することで得ら れる効果は、 電力線 2 0以外の、 一般のペア線の通信又は無線による通 信においても、 得られるため、 本発明を一般のペア線や無線による通信 に適用することも可能である。
第 3 4図から第 3 9図に示す方式は、第 3 4図に示す D A変換器 9 9 によるディジタルアナログ変換後のアナログ波形について、半導体スィ ツチング素子 1 0 4を用いることで、第 3 6図のホールド時間制御回路 出力波形 1 0 3を得ることを可能にしている。 このホールド時間制御回 路出力波形 1 0 3は、 D A変換器 9 9でアナログ信号に変換する前のデ ィジタル信号において、 あるサンプルク口ックに並直列変換器 9 8から 送出された値とその次のサンプルク口ックに並直列変換器 9 8から送出 された値との間に、拡散率に応じてメディアアクセスコントローラ 7か ら指定されたサンプルク口ック数だけゼロないし所定値以下の値を挿入 し、 これを全てのディジタル信号にわたって実行したものを D A変換器 9 9の入力としてディジタルアナログ変換を行うことで得る事もできる 。 これは、 半導体技術の発達により高性能な D S Pによって安価に演算 量が多い処理が可能になった場合ゃソフトウエアにより変復調を実現す る場合などには有効である。 この場合、 第 3 4図に示すホールド制御装 置 1 0 0は不要である。 また、 受信側においては、 第 3 4図に示す A D 変換器 9 2によりディジタル信号に変換された後、送信時に挿入したゼ 口ないし所定値以下にした値に相当する部分を平均値レベル検出や波形 相関を用いて検出して除去し、 除去した以外の A D変換器 9 2の出力デ ータに対して復調処理を行う。 産業上の利用可能性
以上説明したとおり、 本発明の電力線搬送通信装置は、 既存の電力線を用いて 高信頼の通信を実現することができる。 新たに通信線を施設する必要がないため 設備コストが安価で済み、 導入が促進される。

Claims

請求の範囲
1 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力線 に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する電 力線搬送通信装置であって、少なく とも周波数 1 M H zから 3 0 M H z のいずれかの帯域を使用して、 1つの搬送波に情報を割り付けて、 前記 搬送波を拡散符号を用いてスぺク トル拡散して、通信することを特徴と する電力線搬送通信装置。 '
2 . 前記電力線搬送通信装置は、 他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送 通信装置によって送信された送信信号を受信信号とし、前記受信信号に 対して、前記送信信号に使用された拡散符号と同じ拡散符号系列を基に 逆拡散して復調することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の電力線 搬送通信装置。
3 . 前記電力線搬送通信装置は、 少なく とも周波数 1 M H zカゝら 3 0 M H zのいずれかの帯域を使用して、 1つの搬送波に割り付けられた情 報を、複数の搬送波に割り付けて通信することを特徴とする請求の範囲 第 1項に記載の電力線搬送通信装置。
4 . 前記電力線搬送通信装置は、 他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送 通信装置によって送信された送信信号を受信信号とし、前記受信信号に 対して、複数受信される同じ情報を基に送信情報を復元するダイパーシ ティ合成手段を備えたことを特徴とする請求の範囲第 3項に記載の電力 線搬送通信装置。
5 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力線 に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する電 力線搬送通信装置であって、少なく とも周波数 1 M H zから 3 O M H z のいずれかの帯域を使用して、複数の搬送波に異なる情報を割り付けて 、 前記複数の搬送波を拡散符号を用いてスぺク トル拡散して、 通信する ことを特徴とする電力線搬送通信装置。
6 . 前記電力線搬送通信装置は、 他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送 通信装置によって送信された送信信号を受信信号とし、前記受信信号に 対して、前記送信信号の各々の搬送波に使用された拡散符号と同じ拡散 符号系列を基に逆拡散して復調することを特徴とする請求の範囲第 5項 に記載の電力線搬送通信装置。
7 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力線 に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する電 力線搬送通信装置であって、複数の搬送波に異なる情報を割り付けると 共に、前記個々の搬送波に割り付ける情報と同じ情報を少なく とも 2本 以上の搬送波にそれぞれ割り付け、同じ情報を割り付けた搬送波を周波 数軸上に隣接するように配置した状態で通信することを特徴とする電力 線搬送通信装置。
8 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力線 に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する電 力線搬送通信装置であって、複数の搬送波に異なる情報を割り付けると 共に、前記個々の搬送波に割り付ける情報と同じ情報信号を少なく とも 2本以上の搬送波にそれぞれ割り付け、隣り合った同じ情報を割り付け た搬送波の周波数間隔を 1 0 0 k H z以上離隔した状態で通信すること を特徴とする電力線搬送通信装置。'
9 . 前記電力線搬送通信装置は、 他の 1つ又はそれ以上の電力線搬送 通信装置によって送信された送信信号を受信信号とし、前記受信信号に 対して、 同じ情報が割り付けられている搬送波ごとに、 複数受信される 同じ情報を基に送信情報を復元するダイパーシティ合成手段を備えたこ とを特徴とする請求の範囲第 7項又は請求の範囲第 8項に記載の電力線 搬送通信装置。
1 0 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力 線に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する 電力線搬送通信装置であって、少なく とも周波数 1 M H zから 3 O MH zのいずれかの帯域を使用して、複数の搬送波に異なる情報を割り付け て、前記複数の搬送波を拡散符号を用いて一括してスぺク トル拡散して 通信する、 ことを特徴とする電力線搬送通信装置。
1 1 . 前記電力線搬送通信装置は、 他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬 送通信装置によって送信された送信信号を受信信号とし、前記受信信号 に対して、前記送信信号に使用された拡散符号と同じ拡散符号系列によ つて逆拡散して復調することを特徴とする請求の範囲第 1 0項に記載の 電力線搬送通信装置。
1 2 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力 線に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する 電力線搬送通信装置であって、複数の搬送波からなるブロックを複数用 意し、前記プロックのそれぞれの搬送波に対して拡散符号を用いてスぺ ク トル拡散をして通信することを特徴とする電力線搬送通信装置。
1 3 . 前記電力線搬送通信装置は、 他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬 送通信装置によって送信された送信信号を受信信号とし、前記受信信号 に対して、プロックごとに前記送信信号の搬送波に使用された拡散符号 と同じ拡散符号系列を基に逆拡散して復調することを特徴とする請求の 範囲第 1 2項に記載の電力線搬送通信装置。
1 4 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力 線に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する 電力線搬送通信装置であって、複数の搬送波からなるプロックを複数用 意し、前記プロックのそれぞれの搬送波に対して同じ情報を複数割り付 けることでスぺク トル拡散して通信することを特徴とする電力線搬送通 信装置。
1 5 . 前記電力線搬送通信装置は、 他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬 送通信装置によって送信された送信信号を受信信号とし、前記受信信号 に対して、前記プロックでの同じ情報が割り付けられている搬送波ごと に、複数受信される同じ情報を基に送信情報を復元するダイパーシティ 合成手段により復調することを特徴とする請求の範囲第 1 4項に記載の 電力線搬送通信装置。
1 6 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力 線に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する 電力線搬送通信装置であって、複数の搬送波からなるブロックを複数用 意し、少なく とも周波数 1 M H zから 3 O M H zのいずれかの帯域を使 用して、前記全てのプロックに対して一括してスぺク トル拡散して通信 することを特徴とする電力線搬送通信装置。
1 7 . 前記電力線搬送通信装置は、 他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬 送通信装置によって送信された送信信号を受信信号とし、前記受信信号 に対して、 ブロックごとに、 前記送信信号に使用された拡散符号と同じ 拡散符号系列を基に逆拡散して復調することを特徴とする請求の範囲第 1 6項に記載の電力線搬送通信装置。
1 8 . 前記電力線搬送通信装置は、 各プロックはそれぞれ異なる拡散 方式によりスぺク トル拡散して通信すると共に、 受信信号に対して、 各 プロックに使用されたスぺク トル拡散方式に応じて、同じ拡散符号系列 を用いた逆拡散により復調、又は前記プロックでの同じ情報が割り付け られている搬送波ごとに、複数受信される同じ情報を基に送信情報を復 元するダイバーシティ合成手段により復調することを特徴とする請求の 範囲第 1 2項乃至請求の範囲第 1 7項のいずれか 1項に記載の電力線搬 送通信装置。
1 9 . 前記電力線搬送通信装置は、 前記複数の搬送波として、 複数の 搬送波に直交関係を保って異なる情報を割り付けたサブキヤリァで構成 される O F D M信号を用いて通信することを特徴とする請求の範囲第 5 項乃至請求の範囲第 1 8項のいずれか 1項に記載の電力線搬送通信装置
2 0. 前記電力線搬送通信装置において、 送信情報を復元するダイバ 一シティ合成手段は、選択合成方式又は等利得合成方式又は最大比合成 方式により達成することを特徴とする請求の範囲第 4項、請求の範囲第 9項又は請求の範囲第 1 5項のいずれか 1項に記載の電力線搬送通信装 置。
2 1. 前記電力線搬送通信装置は、 少なく とも周波数 1 MH Zから 3 OMH zのいずれかの帯域を使用して通信を行うことを特徴とする請求 の範囲第 7項、 請求の範囲第 8項、 請求の範囲第 1 2項又は請求の範囲 第 1 4項のいずれか 1項に記載の電力線搬送通信装置。
2 2. 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力 線に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する 電力線搬送通信装置であって、 送信信号を、 高速逆フーリエ変換器によ り O F DM変調して O F DM信号を生成する手段と、ディジタルアナ口 グ変換器によりアナログ信号に変換する手段と、前記アナログ信号を一 定間隔ごとにサンプリングして少なく ともサンプリング間隔以上になら ないようなホールド時間で個々のサンプリングをホールドするホールド 制御手段と、 さらに前記ホールド制御手段には、 前記ホールド時間経過 後に次のサンプリングまでサンプリングした振幅を所定値以下にする手 段とを、 備えることを特徴とする電力線搬送通信装置。
2 3. 前記電力線搬送通信装置は、.アナログディジタル変換器により 受信信号のサンプリングを行ってディジタル信号に変換する手段と、前 記ディジタル信号に対して高速フーリエ変換器により O F DM復調を行 う手段とを、備えることを特徴とする請求の範囲第 2 2項に記載の電力 線搬送通信装置。
2 4. 前記電力線搬送通信装置は、 送信端電圧の上限を 7 0 [ d B μ V] (R BW 9 k H z、 準尖頭値） 以下として通信することを特徴とす る請求の範囲第 1項乃至請求の範囲第 2 3項のいずれか 1項に記載の電 力線搬送通信装置。
2 5 . 電力線に接続し、 前記電力線を通信線として用いて、 前記電力 線に接続される他の 1つ又は 1つ以上の電力線搬送通信装置と通信する 電力線搬送通信装置を用いて通信する方法であって、少なくとも周波数 1 M H zから 3 0 M H zのいずれかの帯域を使用して、情報を割り付け た搬送波をより広い帯域幅をもった搬送波にスぺク トル拡散して通信す ることを特徴とする電力線搬送通信方法。
2 6 . 前記電力線搬送通信方法は、 他の電力線搬送通信装置によって 送信された送信信号 受信時に、前記送信信号に使用された拡散符号と 同じ拡散符号系列を基に逆拡散による復調、又は複数受信される同じ情 報を基に送信情報を復元するダイバーシティ合成手段によって復調する ことを特徴とする請求の範囲第 2 5項に記載の電力線搬送通信方法。
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