JP2008301671A - モータ一体型の磁気軸受装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転始動時から低速回転域においてモータ回転の急加速を抑制でき、軸受の異常発熱を抑制して寿命向上を図ることができるモータ一体型の磁気軸受装置を提供する。
【解決手段】このモータ一体型の磁気軸受装置におけるモータ２８は、モータロータの位相を検出する位相検出器４０を有する３相の無整流子モータである。位相検出器４０の出力に基づいてモータステータ２８ｂの各相のコイル２８ｂａに電流を印加するコイル電流印加タイミング信号を生成する演算部３８と、この演算部３８の出力するコイル電流印加タイミング信号に従ってモータステータ２８ｂの各相のコイル２８ｂａに電流を印加するパワー回路３９とを備える。パワー回路３９は、モータコイル２８ｂａの線間電圧となるＤＣバス電圧を制御する電圧可変部４１を有する。この電圧可変部４１内に設けたチョッパ回路４３のパワー素子のスイッチング周波数を可変とする。
【選択図】図４

Description

この発明は、空気サイクル冷凍冷却用タービンユニット等に用いられる磁気軸受装置に関し、特に、転がり軸受と磁気軸受を併用し、磁気軸受がアキシアル負荷と軸受予圧のどちらか一方または両方を支持するようにしたモータ一体型の磁気軸受装置に関する。

空気サイクル冷凍冷却システムは、冷媒として空気を用いるため、フロンやアンモニアガス等を用いる場合に比べてエネルギー効率が不足するが、環境保護の面では好ましい。また、冷凍倉庫等のように、冷媒空気を直接に吹き込むことができる施設では、庫内ファンやデフロストの省略等によってトータルコストを引下げられる可能性があり、このような用途で空気サイクル冷凍冷却システムが提案されている（例えば特許文献１）。

また、−３０℃〜−６０℃のディープ・コール領域では、空気冷却の理論効率は、フロンやアンモニアガスと同等以上になることが知られている。ただし、上記空気冷却の理論効率を得ることは、最適に設計された周辺装置があって、始めて成り立つとも述べられている。周辺装置は、圧縮機や膨張タービン等である。
圧縮機，膨張タービンとしては、コンプレッサ翼車および膨張タービン翼車を共通の主軸に取付けたタービンユニットが用いられている（特許文献１）。

なお、プロセスガスを処理するタービン・コンプレッサとしては、主軸の一端にタービン翼車、他端にコンプレッサ翼車を取付け、前記主軸を電磁石の電流で制御するジャーナルおよびスラスト軸受で支承した磁気軸受式タービン・コンプレッサが提案されている（特許文献２）。
また、ガスタービンエンジンにおける提案ではあるが、主軸支持用の転がり軸受に作用するスラスト荷重が軸受寿命の短縮を招くことを回避するため、転がり軸受に作用するスラスト荷重をスラスト磁気軸受により低減することが提案されている（特許文献３）。
特許第２６２３２０２号公報 特開平７−９１７６０号公報 特開平８−２６１２３７公報

上記のように、空気サイクル冷凍冷却システムとして、ディープ・コール領域で高効率となる空気冷却の理論効率を得るためには、最適に設計された圧縮機や膨張タービンが必要となる。
圧縮機，膨張タービンとしては、上記のようにコンプレッサ翼車および膨張タービン翼車を共通の主軸に取付けたタービンユニットが用いられている。このタービンユニットは、膨張タービンの生じる動力によりコンプレッサ翼車を駆動できることで空気サイクル冷凍機の効率を向上させている。

しかし、実用的な効率を得るためには、各翼車とハウジングとの隙間を微小に保つ必要がある。この隙間の変動は、安定した高速回転の妨げとなり効率の低下を招く。
また、コンプレッサ翼車やタービン翼車に作用する空気により、主軸にスラスト力が作用し、主軸を支持する軸受にスラスト荷重が荷される。空気サイクル冷凍冷却システムにおけるタービンユニットの主軸の回転速度は、１分間に８万〜１０万回転であり、一般的な用途の軸受に比べて非常に高速となる。そのため、上記のようなスラスト荷重は、主軸を支持する軸受の長期耐久性の低下、寿命低下を招き、空気サイクル冷凍冷却用タービンユニットの信頼性を低下させる。このような軸受の長期耐久性の課題を解消しなくては、空気サイクル冷凍冷却用タービンユニットの実用化が難しい。しかし、上記特許文献１に開示の技術は、この高速回転下におけるスラスト荷重の負荷に対する軸受の長期耐久性の低下については解決されるに至っていない。

特許文献２の磁気軸受式タービン・コンプレッサのように、主軸を磁気軸受からなるジャーナル軸受およびスラスト軸受で支承したものでは、ジャーナル軸受にアキシアル方向の規制機能がない。そのため、スラスト軸受の制御の不安定要因等があると、上記翼車とディフューザ間の微小隙間を保って安定した高速回転を行うことが難しい。磁気軸受の場合は、電源停止時における接触の問題もある。

そこで、本発明者等は、上記課題を解決するものとして、図１１に示すようなモータ一体型の磁気軸受装置を開発した。このモータ一体型の磁気軸受装置は、主軸５３の両端にコンプレッサ４６のコンプレッサ翼車４６ａおよび膨張タービン４７のタービン翼車４７ａを取付けた空気サイクル冷凍冷却用タービンユニットにおいて、主軸５３のラジアル負荷を転がり軸受５５，５６で、アキシアル負荷を電磁石５７でそれぞれ支持すると共に、主軸５３に同軸に設けたモータ６８による駆動力とタービン翼車４７ａの駆動力とでコンプレッサ翼車４６ａを回転駆動するようにしたものである。アキシアル負荷を支持する電磁石５７は、主軸５３に垂直かつ同軸に設けられたスラスト板５３ａに非接触で対向するように配置され、アキシアル方向の力を検出するセンサ５８の出力に応じて磁気軸受用コントローラ５９で制御される。モータ６８はアキシアルギャップ型のものであって、主軸５３に垂直かつ同軸に設けた別のスラスト板５３ｂにモータロータ６８ａを形成すると共に、このモータロータ６８ａと軸方向に対向するようにモータステータ６８ｂを配置して構成される。このモータ６８は、電磁石５７とは独立にモータ用コントローラ６９で制御される。この場合、モータ用コントローラ６９は、モータロータ６８ａの永久磁石６８ａａがモータステータ６８ｂにおけるモータコイル６８ｂａに差しかかるタイミングで、モータコイル６８ｂａへ電圧を印加することにより、モータ効率を上げるように制御する。

上記構成のモータ一体型の磁気軸受装置によると、主軸５３にかかるスラスト力を電磁石５７で支持するため、非接触でトルクの増大を抑えながら、転がり軸受５５，５６に作用するスラスト力を軽減することができる。その結果、各翼車４６ａ，４７ａとハウジング４６ｂ，４７ｂとの微小隙間を一定に保つことができ、スラスト荷重の負荷に対する転がり軸受５５，５６の長期耐久性を向上させることができる。

ところで、電動機の駆動方式には、出力電圧または出力電流をコンバータ部あるいはインバータ部で制御する方式がある。コンバータ部で出力電圧または出力電流を制御する方式はＰＡＭ（Pulse Ampltude Modulation ）と呼ばれる方式であり、電圧源の電圧または電流の振幅を変えることで電動機を制御するものである。これに対し、インバータ部で出力電圧または出力電流を制御する方式はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）と呼ばれる方式であり、回転磁界用の電流指令波形に多数のパルス列を形成し、そのパルス幅を可変とすることで等価電圧を変え電動機を制御するものである。これら両方式とも、回路内の各素子は電気的損失、重量、寸法を考慮して決定されており、パワー素子のスイッチング周波数は固定で使用され、そのパルス列のデューティ比を変えることで電動機を制御する。

上記構成のモータ一体型の磁気軸受装置においては、アキシアルギャップ型のモータ６８の駆動方式としてＰＡＭ方式が用いられる。ＰＡＭ方式の場合、そのスイッチング周波数は、振動や騒音、電圧可変回路内のリアクトル，コンデンサのサイズといったところから総合的に決定される。そのスイッチング周波数を高めることは、電気的にスイッチング損失を増大させるが、その反面、前記リアクトル，コンデンサを小型化でき、低コスト、小型化といったメリットがある。ＰＡＭ方式では、一般的に１０〜２０ｋＨｚのスイッチング周波数が使用される。
しかし、モータ一体型の磁気軸受装置に用いられるアキシアルギャップ型のモータ６８では、回転始動時や低速時において機械損，誘起電圧が小さいため、回転始動時に瞬時に回転数が２万〜３万ｒｐｍまで上昇してしまう現象が発生する。このようなモータの急加速は軸受を異常発熱させるので、軸受を短寿命化させてしまうという問題がある。

本来、ＰＡＭ方式による電動機の駆動制御では、チョッパ用パワー素子のゲート電圧ＶGEの幅をゼロから徐々に増加させることで出力電圧を制御できる。しかし、パワー素子のゲート部は図１２に示すように容量を持っていて、一定電荷が供給されるまでパワー素子をオンすることができないため、図１３（Ａ）におけるパワー素子の特性を示す図１３（Ｂ）のように、数μｓｅｃ間では出力電流ｉc を印加する時間を制御することが困難である。このため、図１４（Ａ）に示すようにチョッパ用パワー素子のオン指令を電流が印加できる最小幅にしても、出力電圧であるＤＣバス電圧は図１４（Ｂ）のようにゼロボルト付近では制御できず、図１４（Ｃ）に示すように始動から低速域の制御が困難である。
例えば、使用する電源電圧がＡＣ３８０〜４６０Ｖの場合においては、電圧可変回路の前段の電圧がＤＣ５４０〜６５０Ｖにもなり、スイッチング周波数１０ｋＨｚにおいてモータ始動時の電圧を１０Ｖ程度に制御する場合には、チョッパ用パワー素子のゲートのオン時間は約１．５μｓｅｃと短く、パワー素子の特性から正確な制御は困難である。

この発明の目的は、回転始動時から低速回転域においてモータ回転の急加速を抑制でき、軸受の異常発熱を抑制して寿命向上を図ることができるモータ一体型の磁気軸受装置を提供することである。

この発明のモータ一体型の磁気軸受装置は、転がり軸受と磁気軸受を併用し、転がり軸受がラジアル負荷を支持し、磁気軸受がアキシアル負荷と軸受予圧のどちらか一方または両方を支持し、電磁石は主軸に設けられた強磁性体からなるフランジ状のスラスト板に非接触で対向するように、スピンドルハウジングに取り付けられており、モータのモータロータが前記スラスト板と共通の主軸に設けられ、前記モータロータと対向するようにモータステータが配置され、モータロータとモータステータ間の磁気力ないしはローレンツ力により、主軸を回転させるモータ一体型の磁気軸受装置であって、
前記モータが永久磁石のモータロータおよびこのモータロータの位相を検出する位相検出器を有する３相の無整流子モータであり、前記位相検出器の出力に基づいて前記モータステータの各相のコイルに電流を印加するコイル電流印加タイミング信号を生成する演算部と、この演算部の出力するコイル電流印加タイミング信号に従って前記モータステータの各相のコイルに電流を印加するパワー回路とを備え、前記パワー回路は、モータコイルの線間電圧となるＤＣバス電圧を制御する電圧可変部を有し、この電圧可変部内に設けたチョッパ回路のパワー素子のスイッチング周波数を可変としたものであることを特徴とする。
この構成によると、モータステータの各相のコイルに電流を印加するパワー回路が、モータコイルの線間電圧となるＤＣバス電圧を制御する電圧可変部を有し、この電圧可変部内に設けたチョッパ回路のパワー素子のスイッチング周波数を可変としている。このため、回転始動時から低速回転域においてチョッパ回路のスイッチング周波数を段階的に高めるように可変させることで、モータ回転の急加速を抑制することができ、軸受の異常発熱を抑制し寿命向上を図ることができる。

この発明において、前記パワー回路は、前記電圧可変部に設けたチョッパ回路のパワー素子のオン時間を一定のままスイッチング周波数を可変とするものであっても良い。

この発明において、前記パワー回路は、モータ回転始動時から所定の回転速度までの範囲である低速回転範囲のみ、電圧可変部内に設けたチョッパ回路のパワー素子のスイッチング周波数を可変するものであっても良い。上記所定の回転速度は、低速回転範囲を通常回転範囲とを区分するために任意に設定する速度である。

この発明において、前記演算部は、前記位相検出器の出力状態の切り替わる間隔を計測して、電気角３６０°につき、３０°毎に切り替わる１２パターンのコイル電流印加タイミング信号を生成するものであっても良い。
この構成の場合、演算部が位相検出器の出力状態の切り替わる間隔を計測して、電気角３６０°につき、３０°毎に切り替わる１２パターンのコイル電流印加タイミング信号を生成し、パワー回路はコイルの線間電圧となるＤＣバス電圧を電流印加タイミング毎に可変可能としているので、モータステータの各相のコイルに印加される電流の波形を擬似的に正弦波に近づけることができる。そのため電流波形の高調波成分を低減することができて鉄損が低減され、モータロータの発熱を抑制し、モータ効率を向上させることができる。

この発明において、前記主軸には、コンプレッサ側翼車およびタービン側翼車が、前記スラスト板とモータロータと共通の主軸に嵌合し、モータ動力とタービン側翼車で発生した動力のどちらか一方または両方により、コンプレッサ側翼車を駆動させる、圧縮膨張タービンシステムに適用されたものであっても良い。この構成の場合、各翼車の適切な隙間を保って主軸の安定した高速回転が得られ、かつ、モータコイルの電流波形を正弦波に近づけ、モータロータの発熱制御およびモータ効率を向上させることができる。

この発明において、前記モータ一体型の磁気軸受装置を適用した圧縮膨張タービンシステムが、流入空気に対して、タービンユニットのコンプレッサによる圧縮、他の熱交換器による冷却、前記タービンユニットの膨張タービンによる断熱圧縮、を順次行う空気サイクル冷凍冷却システムに適用されるものであっても良い。
このような空気サイクル冷凍冷却システムに適用した場合、圧縮膨張タービンシステムにおいて、各翼車の適切な隙間を保って主軸の安定した高速回転が得られ、かつ軸受の長期耐久性が得られることから、圧縮膨張タービンシステムの全体として、しいては空気サイクル冷凍冷却システムとしても信頼性が向上する。また、空気サイクル冷凍冷却システムのネックとなっている圧縮膨張タービンシステムの主軸軸受の安定した高速回転、長期耐久性、信頼性が向上すると共に、モータコイルの電流波形を正弦波に近づけ、モータロータの発熱抑制およびモータ効率を向上させることができることから、空気サイクル冷凍冷却システムの実用化が可能になる。

この発明のモータ一体型の磁気軸受装置は、転がり軸受と磁気軸受を併用し、転がり軸受がラジアル負荷を支持し、磁気軸受がアキシアル負荷と軸受予圧のどちらか一方または両方を支持し、電磁石は主軸に設けられた強磁性体からなるフランジ状のスラスト板に非接触で対向するように、スピンドルハウジングに取り付けられており、モータのモータロータが前記スラスト板と共通の主軸に設けられ、前記モータロータと対向するようにモータステータが配置され、モータロータとモータステータ間の磁気力ないしはローレンツ力により、主軸を回転させるモータ一体型の磁気軸受装置であって、前記モータが永久磁石のモータロータおよびこのモータロータの位相を検出する位相検出器を有する３相の無整流子モータであり、前記位相検出器の出力に基づいて前記モータステータの各相のコイルに電流を印加するコイル電流印加タイミング信号を生成する演算部と、この演算部の出力するコイル電流印加タイミング信号に従って前記モータステータの各相のコイルに電流を印加するパワー回路とを備え、前記パワー回路は、モータコイルの線間電圧となるＤＣバス電圧を制御する電圧可変部を有し、この電圧可変部内に設けたチョッパ回路のパワー素子のスイッチング周波数を可変としたため、回転始動時から低速回転域においてモータ回転の急加速を抑制でき、軸受の異常発熱を抑制して寿命向上を図ることができる。

この発明の一実施形態を図１ないし図９と共に説明する。図１は、この実施形態のモータ一体型の磁気軸受装置を組み込んだタービンユニット５の断面図を示す。このタービンユニット５は圧縮膨張タービンシステムを構成するものであり、コンプレッサ６および膨張タービン７を有し、コンプレッサ６のコンプレッサ翼車６ａおよび膨張タービン７のタービン翼車７ａが主軸１３の両端にそれぞれ嵌合して固定されている。主軸１３の材料には、磁気特性の良好な低炭素鋼が使用される。

図１において、コンプレッサ６は、コンプレッサ翼車６ａと微小の隙間ｄ１を介して対向するコンプレッサハウジング６ｂを有し、中心部の吸込口６ｃから軸方向に吸入した空気を、コンプレッサ翼車６ａで圧縮し、外周部の出口（図示せず）から矢印６ｄで示すように排出する。
膨張タービン７は、タービン翼車７ａと微小の隙間ｄ２を介して対向するタービンハウジング７ｂを有し、外周部から矢印７ｃで示すように吸い込んだ空気を、タービン翼車７ａで断熱膨張させ、中心部の排出口７ｄから軸方向に排出する。

このタービンユニット５におけるモータ一体型の磁気軸受装置は、主軸１３をラジアル方向に対し複数の軸受１５，１６で支持し、主軸１３にかかるアキシアル負荷と軸受予圧のどちらか一方または両方を磁気軸受である電磁石１７により支持すると共に、主軸１３を回転駆動するアキシアルギャップ型のモータ２８を設けたものである。このタービンユニット５は、主軸１３に作用するスラスト力を検出するセンサ１８と、このセンサ１８の出力に応じて前記電磁石１７による支持力を制御する磁気軸受用コントローラ１９と、電磁石１７とは独立に前記モータ２８を制御するモータ用コントローラ２９とを有している。
電磁石１７は、主軸１３の軸方向中間部において軸方向に並ぶように主軸１３に垂直かつ同軸に設けられた強磁性体からなるフランジ状の２つのスラスト板１３ａ，１３ｂの各片面に非接触で対向するように、一対のものがスピンドルハウジング１４に設置されている。具体的には、磁気軸受ユニットを構成する一方の電磁石１７は、膨張タービン７寄りに位置するスラスト板１３ａの膨張タービン７側に向く片面を電磁石ターゲットとして、この片面に非接触で対向するようにスピンドルハウジング１４に設置される。また、磁気軸受ユニットを構成する他方の電磁石１７は、コンプレッサ６寄りに位置するスラスト板１３ｂのコンプレッサ６側に向く片面を電磁石ターゲットして、この片面に非接触で対向するようにスピンドルハウジング１４に設置される。

モータ２８は、同期モータであって、前記電磁石１７と並んで主軸１３に設けられたモータロータ２８ａと、このモータロータ２８ａに対し軸方向に対向するモータステータ２８ｂとでなる３相の無整流子モータである。モータロータ２８ａは、主軸１３における前記各スラスト板１３ａ，１３ｂの電磁石１７が対向する側とは反対側の各片面に、円周方向に等ピッチで並ぶ永久磁石２８ａａを配置することで左右一対のものが構成される。このように軸方向に対向配置される永久磁石２８ａａの間では、その磁極が互いに異極となるように設定される。主軸１３には磁気特性の良好な低炭素鋼を使用しているので、主軸１３と一体構造となるように設けられる前記各スラスト板１３ａ，１３ｂを、永久磁石２８ａａのバックヨークおよび電磁石ターゲットに兼用できる。
モータステータ２８ｂは、前記左右一対のモータロータ２８ａに挟まれる軸方向中央の位置において、これら両モータロータ２８ａの各面に非接触で対向するようにコアの無い状態で配置したモータコイル２８ｂａを、スピンドルハウジング１４に設置して構成される。このモータ２８は、前記モータロータ２８ａとモータステータ２８ｂ間に作用するローレンツ力により、主軸１３を回転させる。このように、このアキシアルギャップ型のモータ２８はコアレスモータとされていることから、モータロータ２８ａとモータステータ２８ｂ間の磁気カップリングによる負の剛性はゼロとなっている。

主軸１３を支持する軸受１５，１６は転がり軸受であって、アキシアル方向位置の規制機能を有するものであり、例えば深溝玉軸受やアンギュラ玉軸受が用いられる。深溝玉軸受の場合、両方向のスラスト支持機能を有し、内外輪のアキシアル方向位置を中立位置に戻す作用を持つ。これら２個の軸受１５，１６は、それぞれスピンドルハウジング１４におけるコンプレッサ翼車６ａおよびタービン翼車７ａの近傍に配置されている。

主軸１３は、中間部の大径部１３ｃと、両端部の小径部１３ｄとを有する段付き軸とされている。両側の軸受１５，１６は、その内輪１５ａ，１６ａが小径部１３ｄに圧入状態に嵌合し、片方の幅面が大径部１３ｃと小径部１３ｄ間の段差面に係合する。
スピンドルハウジング１４における両側の軸受１５，１６よりも各翼車６ａ，７ａ側の部分は、内径面が主軸１３に近接する径に形成され、この内径面に非接触シール２１，２２が形成されている。この実施形態では、非接触シール２１，２２は、スピドルハウジング１４の内径面に複数の円周溝を軸方向に並べて形成したラビリンスシールとしているが、その他の非接触シール手段でも良い。

前記センサ１８は、タービン翼車７ａ側の軸受１６の近傍における静止側、つまりスピンドルハウジング１４側に設けられている。このセンサ１８を近傍に設けた軸受１６は、その外輪１６ｂが軸受ハウジング２３内に固定状態に嵌合している。軸受ハウジング２３は、リング状に形成されて一端に軸受１６の外輪１６ｂの幅面に係合する内鍔２３ａを有しており、スピンドルハウジング１４に設けられた内径面２４にアキシアル方向に移動自在に嵌合している。内鍔２３ａは、アキシアル方向の中央側端に設けられている。

センサ１８は主軸１３の回りの円周方向複数箇所（例えば２箇所）に分配配置され、軸受ハウジング２３の内鍔２３ａ側の幅面と、スピンドルハウジング１４に固定された部材である片方の電磁石１７との間に介在させてある。また、センサ１８は、センサ予圧ばね２５により予圧が印加されている。センサ予圧ばね２５は、スピンドルハウジング１４に設けられた収容凹部内に収容されて軸受１６の外輪１６ｂをアキシアル方向に付勢するものとされ、外輪１６ｂおよび軸受ハウジング２３を介してセンサ１８を予圧する。センサ予圧ばね２５は、例えば主軸１３の回りの円周方向複数箇所に設けられたコイルばね等からなる。

センサ予圧ばね２５による予圧は、押し付け力によってスラスト力を検出するセンサ１８が、主軸１３のアキシアル方向のいずれの向きの移動に対しても検出できるようにするためであり、タービンユニット５の通常の運転状態で主軸１３に作用する平均的なスラスト力以上の大きさとされる。

センサ１８の非配置側の軸受１５は、スピンドルハウジング１４に対してアキシアル方向に移動自在に設置され、かつ軸受予圧ばね２６によって弾性支持されている。この例では軸受１５の外輪１５ｂが、スピンドルハウジング１４の内径面にアキシアル方向移動自在に嵌合していて、軸受予圧ばね２６は、外輪１５ｂとスピンドルハウジング１４との間に介在している。軸受予圧ばね２６は、内輪１５ａの幅面が係合した主軸１３の段面に対向して外輪１５ｂを付勢するものとされ、軸受１５に予圧を与えている。軸受予圧ばね２６は、主軸１３回りの円周方向複数箇所に設けられたコイルばね等からなり、それぞれスピンドルハウジング１４に設けられた収容凹部内に収容されている。軸受予圧ばね２６は、センサ予圧ばね２５よりもばね定数が小さいものとされる。

上記タービンユニット５におけるモータ一体型の磁気軸受装置の力学モデルは簡単なバネ系で構成することができる。すなわち、このバネ系は、軸受１５，１６とこれら軸受の支持系（センサ予圧ばね２５、軸受予圧ばね２６、軸受ハウジング２３など）とで形成される合成バネと、モータ部（電磁石１７とモータ２８）で形成される合成バネとが並列となった構成である。このバネ系において、軸受１５，１６とこれら軸受の支持系とで形成される合成バネは、変位した方向と逆の方向に変位量に比例して作用する剛性となるのに対し、電磁石１７とモータ２８とで形成される合成バネは、変位した方向に変位量に比例して作用する負の剛性となる。
このため、上記した両合成バネの剛性の大小関係を、
軸受等による合成バネの剛性値＜電磁石・モータによる合成バネの負の剛性値…（１）とした場合、機械システムの位相は１８０°遅れとなり不安定な系となることから、電磁石１７を制御する磁気軸受用コントローラ１９において、予め位相補償回路を付加する必要が生じ、コントローラ１９の構成が複雑なものになる。

そこで、この実施形態のモータ一体型の磁気軸受装置では、上記した両合成バネの剛性の大小関係を、
軸受等による合成バネの剛性値＞電磁石・モータによる合成バネの負の剛性値…（２）としている。とくに、このモータ一体型の磁気軸受装置では、上記したようにアキシアルギャップ型のモータ２８をコアレスモータとしているので、モータ２８に作用する負の剛性値をゼロとすることができ、モータ２８が高負荷動作し過大なアキシアル荷重が作用した状態においても上記（２）式の大小関係を保つことができる。
その結果、制御帯域において、機械システムの位相が１８０°遅れとなることを防止できるので、モータ２８が高負荷動作し過大なアキシアル荷重が作用した状態でも磁気軸受用コントローラ１９の制御対象を安定なものとでき、コントローラ１９の回路構成を図２のように比例もしくは比例積分を用いた簡単なものに構成できる。

ブロック図で示す図２の磁気軸受用コントローラ１９では、各センサ１８の検出出力Ｐ１，Ｐ２をセンサ出力演算回路３０で加減算し、その演算結果を比較器３１で基準値設定手段３２の基準値と比較して偏差を演算し、さらに演算した偏差をＰＩ補償回路（もしくはＰ補償回路）３３によりタービンユニット５に応じて適宜設定される比例積分（もしくは比例）処理を行うことで、電磁石１７の制御信号を演算するようにしている。ＰＩ補償回路（もしくはＰ補償回路）３３の出力は、ダイオード３４，３５を介して各方向の電磁石１７1 ，１７2 を駆動するパワー回路３６，３７に入力される。電磁石１７1 ，１７2 は、図１に示したスラスト板１３ａ，１３ｂに対向する一対の電磁石１７であり、吸引力しか作用しないため、予めダイオード３４，３５で電流の向きを決め、２個の電磁石１７1 ，１７2 を選択的に駆動するようにしている。

同じくブロック図で示す図３のモータ用コントローラ２９では、モータロータ２８ａの回転位相を基に、モータコイル２８ｂａが回転磁界を発生するためのコイル電流印加タイミングがモータ駆動電流位相調整手段である演算部３８で演算され、この演算部３８の出力するコイル電流印加タイミングの信号に従ってパワー回路３９から各相のモータコイル２８ｂａにコイル電流が印加される。モータロータ２８ａの回転位相は位相検出器４０で検出され、その検出信号が前記演算部３８に入力される。

前記演算部３８によるコイル電流印加タイミング信号の生成では、電気角３６０°につき、３０°毎に切り替わる１２パターンのコイル電流印加タイミング信号を生成する。この場合の１２パターンのコイル電流印加タイミング信号は、６ステップ１２０°通電と、６ステップ１８０°通電の電流印加を交互に繰り返すパターンの信号とされる。

図４には、この実施形態における３相の無整流子モータ２８と、前記演算部３８と、前記パワー回路３９と、位相検出器４０の接続構成の概略図を示す。図５には位相検出器４０の検出出力の信号波形（図５（Ａ））と、演算部３８から出力される電流指令であるコイル電流印加タイミングの信号波形（図５（Ｂ））とを示す。この場合の３相の無整流子モータ２８では、駆動用３相電流の切替のために１個の位相検出器４０が用いられ、図５（Ａ）に示す位相検出出力から得られる周期Ｔ１を計測し、その時間（電気角３６０°）を演算部３８で１２の区間に分割することで、図５（Ｂ）に示すように６パターン（電気角３６０°）の電流指令を生成する。また、位相検出器の個数は１個に限ったものではなく、１ないし６個の位相検出器から図５（Ｂ）に示すように６パターン（電気角３６０°）の電流指令を生成しても良い。複数個の位相検出器を用いる場合は（図４にはその一部の位相検出器の結線を鎖線で示す）、電気角１２０°での配置（１〜３個）とその位相検出器からそれぞれ電気角３０°ずらした配置（１〜３個）の位相検出器出力の組合せから、図５（Ｂ）に示すような６パターン（電気角３６０°）の電流指令を生成することができる。前記パワー回路３９はＰＡＭ方式でモータ２８を駆動するものであり、コンバータ部３９Ａとインバータ部３９Ｂとでなる。コンバータ部３９Ａは、前記モータコイル２８ｂａの線間電圧となるＤＣバス電圧を電流印加タイミング毎に変更可能とした電圧可変部４１を有する。この電圧可変部４１からモータコイル２８ｂａの線間への電流印加は、パワー回路３９におけるインバータ部３９Ｂを構成する各パワー素子４２のスイッチング動作で行われる。

前記電圧可変部４１にはチョッパ回路４３が設けられ、このチョッパ回路４３の構成素子であるパワー素子Ｔｒ（図６）のスイッチング周波数は可変とされる。図６は、前記電圧可変部４１として採用可能な各種方式の回路構成例を示したものであり、定電圧源Ｅ、リアクトルＬ、チョッパ用パワー素子Ｔｒ、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣなどで構成される。図６（Ａ）は昇圧方式を、図６（Ｂ）は降圧方式を、図６（Ｃ）は昇降圧方式をそれぞれ示す。

前記チョッパ回路４３のパワー素子Ｔｒのスイッチング周波数は、モータ回転始動時から所定の回転速度までの低速回転範囲でのみ可変とされ、その低速回転範囲を脱すると、本来のＰＡＭ方式によるモータ駆動とされる。具体的には、図７（Ａ）ないし図７（Ｄ）に示すように、モータ回転始動時から所定の低速回転範囲では、パワー素子Ｔｒのオン指令パルスは、パワー素子Ｔｒのオン時間が最小になるデューティ比に設定され、そのオン時間をおおよそ一定に保持した状態でスイッチング周波数を段階的に高くするように制御される。スイッチング周波数が設定周波数に到達した後は、図７（Ｅ）に示すようにスイッチング周波数は一定でオン指令パルスのデューティ比を増加させる。

図８（Ａ），（Ｂ）は、上記駆動方式によるＤＣバス電圧の変化およびモータ回転数の変化をグラフで示したものである。なお、図８（Ａ）のグラフにおいて、符号（Ａ）〜（Ｅ）は、図７（Ａ）ないし図７（Ｅ）に示すパワー素子Ｔｒのオン指令パルスに対応している。このように、上記駆動方式によると、モータ回転始動時から所定の低速回転範囲において、ＤＣバス電圧およびモータ回転数が段階的に上昇するので、モータ２８の急加速を抑制することができる。

図９（Ａ），（Ｂ）には前記６ステップ１２０°通電方式の電流印加パターンおよび前記６ステップ１８０°通電方式の電流印加パターンをそれぞれ示す。１２０°通電では常に２つのコイルに電流を印加し、１８０°通電では常に３つのコイルに電流を印加する。 図９（Ｃ）には、この実施形態で採用される１２ステップ１２０°，１８０°通電切替方式の電流印加パターンを示す。この電流印加パターンの１２ステップの電流の通電方向は、次のとおりである。
ステップ１：端子Ｕ−中性点Ｎ−端子Ｖへの流れ、および端子Ｗ−中性点Ｎ−端子Ｖへの流れとなるように、３つのコイルに通電。
ステップ２：端子Ｕ−中性点Ｎ−端子Ｖへの流れとなるように、２つのコイルに通電。 ステップ３：端子Ｕ−中性点Ｎ−端子Ｖへの流れ、および端子Ｕ−中性点Ｎ−端子Ｗへの流れとなるように、３つのコイルに通電。
ステップ４：端子Ｕ−中性点Ｎ−端子Ｗへの流れとなるように、２つのコイルに通電。 ステップ５：端子Ｕ−中性点Ｎ−端子Ｗへの流れ、および端子Ｖ−中性点Ｎ−端子Ｗへの流れとなるように、３つのコイルに通電。
ステップ６：端子Ｖ−中性点Ｎ−端子Ｗへの流れとなるように、２つのコイルに通電。 ステップ７：端子Ｖ−中性点Ｎ−端子Ｕへの流れ、および端子Ｖ−中性点Ｎ−端子Ｗへの流れとなるように、３つのコイルに通電。
ステップ８：端子Ｖ−中性点Ｎ−端子Ｕへの流れとなるように、２つのコイルに通電。 ステップ９：端子Ｖ−中性点Ｎ−端子Ｕへの流れ、および端子Ｗ−中性点Ｎ−端子Ｕへの流れとなるように、３つのコイルに通電。
ステップ１０：端子Ｗ−中性点Ｎ−端子Ｕへの流れとなるように２つのコイルに通電。 ステップ１１：端子Ｗ−中性点Ｎ−端子Ｖへの流れ、および端子Ｗ−中性点Ｎ−端子Ｕへの流れとなるように、３つのコイルに通電。
ステップ１２：端子Ｗ−中性点Ｎ−端子Ｖへの流れとなるように２つのコイルに通電。

この１２ステップ１２０°，１８０°通電切替方式では、図９（Ｃ）のように電流を印加するコイル数を２つと３つで交互に切り替えることで、中性点−端子間の電圧を４パターン（開放状態を含む）に切り替えることができ、相電流波形を擬似的に正弦波に近づけることができる。これににより、６ステップ１２０°通電方式と比較して、第５次高調波成分を１／４に、第７次高調波を１／２に低減できる。
とくに、この実施形態では、電圧可変部４１により、ＤＣバス電圧を６ステップ１２０°通電時と６ステップ１８０°通電時とで異ならせているので、相電流波形をより一層正弦波に近づけることができる。これにより、モータロータ２８ａの発熱抑制およびモータ効率を向上させることができる。

この構成のタービンユニット５は、例えば空気サイクル冷凍冷却システムに適用されて、冷却媒体となる空気を後段の熱交換器（ここでは図示せず）により効率良く熱交換できるように、コンプレッサ６で圧縮して温度上昇させ、さらに後段の前記熱交換器で冷却された空気を、膨張タービン７により、目標温度、例えば−３０℃〜−６０℃程度の極低温まで断熱膨張により冷却して排出するように使用される。
このような使用例において、このタービンユニット５は、コンプレッサ翼車６ａおよびタービン翼車７ａが、前記スラスト板１３ａとモータロータ２８ａと共通の主軸１３に嵌合し、モータ２８の動力とタービン翼車７ａで発生した動力のどちらか一方または両方によりコンプレッサ翼車６ａを駆動するものとしている。このため、各翼車６ａ，７ａの適切な隙間ｄ１，ｄ２を保って主軸１３の安定した高速回転が得られ、かつ軸受１５，１６の長期耐久性の向上、寿命の向上が得られる。

すなわち、タービンユニット５の圧縮，膨張の効率を確保するためには、各翼車６ａ，７ａとハウジング６ｂ，７ｂとの隙間ｄ１，ｄ２を微小に保つ必要がある。例えば、このタービンユニット５を空気サイクル冷凍冷却システムに適用する場合には、この効率確保が重要となる。これに対して、主軸１３を転がり形式の軸受１５，１６により支持するため、転がり軸受の持つアキシアル方向位置の規制機能により、主軸１３のアキシアル方向位置がある程度規制され、各翼車６ａ，７ａとハウジング６ｂ，７ｂとの微小隙間ｄ１，ｄ２を一定に保つことができる。

しかし、タービンユニット５の主軸１３には、各翼車６ａ，７ａに作用する空気の圧力でスラスト力がかかる。また、空気冷却システムで使用するタービンユニット５では、１分間に例えば８万〜１０万回転程度の非常に高速の回転となる。そのため、主軸１３を回転支持する転がり軸受１５，１６に上記スラスト力が作用すると、軸受１５，１６の長期耐久性が低下する。
この実施形態は、上記スラスト力を電磁石１７で支持するため、非接触でトルクの増大を抑えながら、主軸１３の支持用の転がり軸受１５，１６に作用するスラスト力を軽減することができる。この場合に、主軸１３に作用するスラスト力を検出するセンサ１８と、このセンサ１８の出力に応じて前記電磁石１７による支持力を制御する磁気軸受用コントローラ１９とを設けたため、転がり軸受１５，１６を、その軸受仕様に応じてスラスト力に対し最適な状態で使用することができる。
また、軸方向に並べて主軸１３に設けられた２つのスラスト板１３ａ，１３ｂの軸方向外側に２つの電磁石１７を配置して磁気軸受ユニットを構成すると共に、前記両スラスト板１３ａ，１３ｂで挟まれる位置にアキシアルギャップ型のモータ２８を配置してモータユニットを構成することにより、磁気軸受ユニットとモータユニットをコンパクトな一体構造としているため、主軸５３の軸長を短くでき、それだけ主軸１３の固有振動数が高くなって、主軸１３を高速回転させることができる。

また、このモータ一体型の磁気軸受装置では、モータ２８が永久磁石２８ａａのモータロータ２８ａおよびこのモータロータ２８ａの位相を検出する位相検出器４０を有する３相の無整流子モータであり、位相検出器４０の出力に基づいてモータステータ２８ｂの各相のコイル２８ｂａに電流を印加するコイル電流印加タイミング信号を生成する演算部３８と、この演算部３８の出力するコイル電流印加タイミング信号に従ってモータステータ２８ｂの各相のコイル２８ｂａに電流を印加するパワー回路３９とを備え、前記パワー回路３９は、モータコイル２８ｂａの線間電圧となるＤＣバス電圧を制御する電圧可変部４１を有し、この電圧可変部４１内に設けたチョッパ回路４３のパワー素子Ｔｒのスイッチング周波数を可変としたため、モータ回転始動時から低速回転範囲のみ前記パワー素子Ｔｒのスイッチング周波数を段階的に高くすることにより、ＤＣバス電圧およびモータ回転数を段階的に上昇させることで、モータ２８の急加速を抑制することができ、軸受の異常発熱を抑制して寿命向上を図ることができる。

また，この実施形態の場合、前記演算部３８は、前記位相検出器４０の出力状態の切り替わる間隔を計測して、電気角３６０°につき、３０°毎に切り替わる１２パターンのコイル電流印加タイミング信号を生成するものであり、前記パワー回路３９は、前記コイル２８ｂａの線間電圧となるＤＣバス電圧を電流印加タイミング毎に可変可能とした電圧可変部４１を有するものとしたため、モータステータ２８ｂの各相のコイル２８ｂａに印加される電流の波形を正弦波に近づけることができる。その結果、電流波形の高調波成分を低減することができて鉄損が低減されるので、モータロータ２８ａの発熱を抑制でき、モータ効率を向上させることができる。

図１０は、図１に示すタービンユニット５を用いた空気サイクル冷凍冷却システムの全体の構成を示す。この空気サイクル冷凍冷却システムは、冷凍倉庫等の被冷却空間１０の空気を直接に冷媒として冷却するシステムであり、被冷却空間１０にそれぞれ開口した空気の取入口１ａから排出口１ｂに至る空気循環経路１を有している。この空気循環経路１に、予圧縮手段２、第１の熱交換器３、空気サイクル冷凍冷却用タービンユニット５のコンプレッサ６、第２の熱交換器８、中間熱交換器９、および前記タービンユニット５の膨張タービン７が順に設けられている。中間熱交換器９は、同じ空気循環経路１内で取入口１ａの付近の流入空気と、後段の圧縮で昇温し、冷却された空気との間で熱交換を行うものであり、取入口１ａの付近の空気は熱交換器９ａ内を通る。

予圧縮手段２はブロア等からなり、モータ２ａにより駆動される。第１の熱交換器３および第２の熱交換器８は、冷却媒体を循環させる熱交換器３ａ，８ａをそれぞれ有し、熱交換器３ａ，８ａ内の水等の冷却媒体と空気循環経路１の空気との間で熱交換を行う。各熱交換器３ａ，８ａは、冷却塔１１に配管接続されており、熱交換で昇温した冷却媒体が冷却塔１１で冷却される。なお、前記予圧縮手段２を含まない構成の空気サイクル冷凍冷却システムでもよい。

この空気サイクル冷凍冷却システムは、被冷却空間１０を０℃〜−６０℃程度に保つシステムであり、被冷却空間１０から空気循環経路１の取入口１ａに０℃〜−６０℃程度で１気圧の空気が流入する。なお、以下に示す温度および気圧の数値は、一応の目安となる一例である。取入口１ａに流入した空気は、中間熱交換器９により、空気循環経路１中の後段の空気の冷却に使用され、３０℃まで昇温する。この昇温した空気は１気圧のままであるが、予圧縮手段２により１．４気圧に圧縮させられ、その圧縮により、７０℃まで昇温する。第１の熱交換器３は、昇温した７０℃の空気を冷却すれば良いため、常温程度の冷水であっても効率良く冷却することができ、４０℃に冷却する。

熱交換により冷却された４０℃，１．４気圧の空気が、タービンユニット５のコンプレッサ６により、１．８気圧まで圧縮され、この圧縮により７０℃程度に昇温した状態で、第２の熱交換器８により４０℃に冷却される。この４０℃の空気は、中間熱交換器９で−３０℃の空気により−２０℃まで冷却される。気圧はコンプレッサ６から排出された１．８気圧が維持される。
中間熱交換器９で−２０℃まで冷却された空気は、タービンユニット５の膨張タービン７により断熱膨張され、−５５℃まで冷却されて排出口１ｂから被冷却空間１０に排出される。この空気サイクル冷凍冷却システムは、このような冷凍サイクルを行う。

この空気サイクル冷凍冷却システムでは、タービンユニット５において、各翼車６ａ，７ａの適切な隙間ｄ１，ｄ２を保って主軸１３の安定した高速回転が得られ、かつ軸受１５，１６の長期耐久性の向上、寿命の向上が得られることで、軸受１５，１６の長期耐久性が向上することから、タービンユニット５の全体として、しいては空気サイクル冷凍冷却システムの全体としての信頼性が向上する。このように、空気サイクル冷凍冷却システムのネックとなっているタービンユニット５の主軸軸受１５，１６の安定した高速回転、長期耐久性、信頼性が向上するため、空気サイクル冷凍冷却システムの実用化が可能となる。

この発明の一実施形態にかかるモータ一体型の磁気軸受装置が組み込まれたタービンユニットの断面図である。 モータ一体型の磁気軸受装置に用いられる磁気軸受用コントローラの一例を示すブロック図である。 モータ一体型の磁気軸受装置に用いられるモータ用コントローラの一例を示すブロック図である。 モータ一体型の磁気軸受装置におけるモータと演算部とパワー回路と位相検出器の接続構成の概略図である。 （Ａ）は図４の接続構成における位相検出器の検出出力の信号波形、（Ｂ）は演算部から出力されるコイル電流印加タイミングの信号波形である。 パワー回路における電圧可変部の各種方式の回路構成例である。 チョッパ用パワー素子のオン指令パルスの周波数変化の説明図である。 （Ａ）はＤＣバス電圧の変化を示すグラフ、（Ｂ）はモータ回転数の変化を示すグラフである。 （Ａ）は６ステップ１２０°通電方式の電流印加パターン、（Ｂ）は６ステップ１８０°通電方式の電流印加パターン、（Ｃ）は１２ステップ１２０°，１８０°通電切替方式の電流印加パターンである。 図１のタービンユニットを適用した空気サイクル冷凍冷却システムの系統図である。 提案例の断面図である。 チョッパ用パワー素子のゲート部での容量特性を示すグラフである。 （Ａ）はチョッパ用パワー素子の駆動回路の概略図、（Ｂ）は同パワー素子の出力特性を示すグラフである。 （Ａ）チョッパ用パワー素子のオン指令パルスの波形図、（Ｂ）は同パルスに対応したＤＣバス電圧の波形図、（Ｃ）はモータ回転数の変化を示すグラフである。

符号の説明

２…予圧縮手段
３…第１の熱交換器
５…タービンユニット
６…コンプレッサ
６ａ…コンプレッサ翼車
７…膨張タービン
７ａ…タービン翼車
８…第２の熱交換器
１３…主軸
１３ａ，１３ｂ…スラスト板
１４…スピンドルハウジング
１５，１６…転がり軸受
１７…電磁石（磁気軸受）
２８…モータ
２８ａ…モータロータ
２８ａａ…永久磁石
２８ｂ…モータステータ
２８ｂａ…モータコイル
３８…演算部（モータ駆動電流位相調整手段）
３９…パワー回路
４０…位相検出器
４１…電圧可変部
４３…チョッパ回路
Ｔｒ…チョッパ用パワー素子

Claims (6)

1. 転がり軸受と磁気軸受を併用し、転がり軸受がラジアル負荷を支持し、磁気軸受がアキシアル負荷と軸受予圧のどちらか一方または両方を支持し、電磁石は主軸に設けられた強磁性体からなるフランジ状のスラスト板に非接触で対向するように、スピンドルハウジングに取り付けられており、モータのモータロータが前記スラスト板と共通の主軸に設けられ、前記モータロータと対向するようにモータステータが配置され、モータロータとモータステータ間の磁気力ないしはローレンツ力により、主軸を回転させるモータ一体型の磁気軸受装置であって、
   前記モータが永久磁石のモータロータおよびこのモータロータの位相を検出する位相検出器を有する３相の無整流子モータであり、前記位相検出器の出力に基づいて前記モータステータの各相のコイルに電流を印加するコイル電流印加タイミング信号を生成する演算部と、この演算部の出力するコイル電流印加タイミング信号に従って前記モータステータの各相のコイルに電流を印加するパワー回路とを備え、
   前記パワー回路は、モータコイルの線間電圧となるＤＣバス電圧を制御する電圧可変部を有し、この電圧可変部内に設けたチョッパ回路のパワー素子のスイッチング周波数を可変としたものであることを特徴とするモータ一体型の磁気軸受装置。
2. 請求項１において、前記パワー回路は、前記電圧可変部に設けたチョッパ回路のパワー素子のオン時間を一定のままスイッチング周波数を可変とするものであることを特徴とするモータ一体型の磁気軸受装置。
3. 請求項１において、前記パワー回路は、モータ回転始動時から所定の回転速度までの範囲である低速回転範囲のみ、電圧可変部内に設けたチョッパ回路のパワー素子のスイッチング周波数を可変するものであることを特徴とするモータ一体型の磁気軸受装置。
4. 請求項１において、前記演算部は、前記位相検出器の出力状態の切り替わる間隔を計測して、電気角３６０°につき、３０°毎に切り替わる１２パターンのコイル電流印加タイミング信号を生成するものであることを特徴とするモータ一体型の磁気軸受装置。
5. 請求項１ないし請求項４のいずれか１項において、前記主軸には、コンプレッサ側翼車およびタービン側翼車が、前記スラスト板とモータロータと共通の主軸に嵌合し、モータ動力とタービン側翼車で発生した動力のどちらか一方または両方により、コンプレッサ側翼車を駆動させる、圧縮膨張タービンシステムに適用されたものであるモータ一体型の磁気軸受装置。
6. 請求項５において、前記モータ一体型の磁気軸受装置を適用した圧縮膨張タービンシステムが、流入空気に対して、タービンユニットのコンプレッサによる圧縮、他の熱交換器による冷却、前記タービンユニットの膨張タービンによる断熱圧縮、を順次行う空気サイクル冷凍冷却システムに適用されることを特徴としたモータ一体型の磁気軸受装置。
   
   

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