JP2008295060A - 自動ゼロ化電流フィードバックインスツルメンテーションアンプ - Google Patents

Abstract

【課題】高入力インピーダンスを維持し且つ出力において偶発的な信号を回避すると同時に入力オフセットを減少させるための簡単な方法を提供する。
【解決手段】インスツルメンテーションアンプは、出力電圧を発生する出力ステージ、該出力ステージと結合されている低周波数経路、該出力ステージと結合されている高周波数経路を包含している。該高周波数経路は、特定の周波数より高い周波数において該低周波数経路を支配し、且つ該低周波数経路は該特定の周波数より低い周波数において該高周波数経路を支配する。該低周波数経路は、差動入力を検知し且つそれに基づいて中間電流を発生する入力ステージと、該入力及び出力ステージと結合されており該出力電圧に基づいてフィードバック電流を発生するフィードバックステージと、該入力、フィードバック、出力ステージと結合されておりゼロ化電流を発生する自動ゼロ化回路とを包含している。
【選択図】図３

Description

本特許出願は以下の同時係属中の米国特許出願、これと同時に出願され、本願出願人に譲渡されており、明示的に引用によりここに取込むものである代理人ドケット番号ＮＳＣ−Ｐ０６８２６Ｄ０１を有している「自動ゼロ化電流フィードバックインスツルメンテーションアンプ（ＡＵＴＯＺＥＲＯＩＮＧ ＣＵＲＲＥＮＴ ＦＥＥＤＢＡＣＫ ＩＮＳＴＲＵＭＥＮＴＡＴＩＯＮ ＡＭＴＬＩＦＩＥＲ）」に関連している。

実施例は、概略、電流フィードバックインスツルメンテーションアンプの分野に関するものである。

インスツルメンテーションアンプは、コモンモード入力電圧を拒否しながら、小さな差動入力電圧を増幅するために一般的に使用されている。このような増幅器の所望の特徴は、低入力電流と結合された低入力参照オフセット電圧である。低入力電流はＭＯＳ入力ステージを使用することによって達成することが可能であるが、このような入力ステージは、典型的に、高オフセット電圧となる。

インスツルメンテーションアンプの別の所望の特徴は、それらの入力レンジが負の電源レールを包含しており、従ってそれらは単一電源システムにおいて接地されている信号供給源へ接続させることが可能である。このことは、従来の３オペアンプインスツルメンテーションアンプトポロジィでは可能なものではない。

この制限は、ある程度、ＰＭＯＳ入力トランジスタを具備する電流フィードバックトポロジィを使用することにより解消されている。ＰＭＯＳトランジスタはその差動入力電圧をそれらのソース間に接続されている抵抗へ転送し、作動入力電圧に比例する電流を発生する。ＰＭＯＳトランジスタは、同時に、接地レベルにある入力電圧でこの電圧対電流変換を行うことを可能とさせる所要のコモンモードレベルシフトを与える。該増幅器の残部において、その発生された電流は第二抵抗を使用して出力電圧へ変換して戻される。

図１は１つの従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプ１００のブロック図を示している。差動入力電圧Ｖ_inはトランスコンダクタンス増幅器ｇ₂によって電流へ変換される。上述したように、増幅器ｇ₂はＰＭＯＳ入力トランジスタを有しており、それらは負の電源レールにおける入力信号を検知することを可能とする。出力電圧Ｖ_outと基準電圧Ｖ_refとの間の差はＲ₁及びＲ₂からなる抵抗分割器によってスケールダウンされて、フィードバック電圧Ｖ_fbを供給する。これは第二トランスコンダクタンス増幅器ｇ₃へ印加される。出力ステージｇ₁によって閉じられているフィードバックループは、ｇ₃の出力電流がｇ₂のものと等しいことを確保する。理解されるように、ここでは単一のミラー補償型トランスコンダクタンスステージとして示されている出力ステージは、実際には、複数のステージから構成することが可能である。これら２個のトランスコンダクタンスｇ₂及びｇ₃が等しい場合には、Ｖ_fbはＶ_inと等しく、従って出力電圧は次式に等しい。

これら２個のトランスコンダクタンスが等しくないより一般的な場合においては、出力電圧は次式と等しくなる。

負の電源レールにおける入力電圧を検知する能力に加えて、増幅器１００は低電圧適用例において重要であるその出力がレールｔｏレールでスイングすることが可能であるという魅力的な特徴を有している。

然しながら、回路１００は、トランスコンダクタンス増幅器ｇ₂及びｇ₃のオフセットが直接的に入力電圧へ付加し、従って、補償することが必要であるという点において欠点を有している。図２は入力及びフィードバック信号の極性を周期的に逆転させるためにｇ₂及びｇ₃の入力に付加されるチョッパースイッチ２１０及び２２０を使用する１つの従来の増幅器２００を例示している。出力ステージの入力における付加的なチョッパースイッチ２３０は元の極性を回復させる。この形態は、実効的には、トランスコンダクタンス増幅器のオフセットをチョッパー周波数に対して変調させ、その場合にそれは、原理的に、フィルタ除去される場合がある。

電流フィードバックインスツルメンテーションアンプにおけるオフセットを除去するためにチョッピングを使用する重要な欠点は、変調されたオフセットが増幅器２００の出力において偶発的なＡＣ信号を発生させることである。例えば、増幅器２００の出力は、実際には、鋸歯状信号として表われる場合がある。インスツルメンテーションアンプの出力は典型的に、アナログ・デジタル変換器によってサンプルされるので、このような偶発的な信号は、それらがフィルタ除去されない限り、測定エラーを発生する場合がある。従来の実現例は、連続的な（非チョップ型）フィードフォアワード経路及び種々のエキストラなオフセット補償ループを使用することによりこれらの偶発的な信号を減少させ且つフィルタすることを試みている。然しながら、このことは非常に大型で且つ複雑なシステムとなる。

チョッピングを使用する別の重要な欠点は、入力供給源がトランスコンダクタンス増幅器ｇ₂の入力容量Ｃ_in2からなるスイッチされる容量性負荷へ露呈されることである。周期的な極性の逆転に起因して、この入力容量は＋Ｖ_in及び−Ｖ_inへ交互に充電されねばならない。それに関連する電流は入力オフセット電流となる。実効的に、このことはインスツルメンテーションアンプ（例えば、増幅器２００）の入力インピーダンスを次式へ減少させる。

典型的な値であるｆ_chop＝１０ｋＨｚ及びＣ_in2＝１ｐＦの場合には、入力インピーダンスは５０ＭΩである。対照的に、ＭＯＳ入力を有する非チョップ型インスツルメンテーションアンプは、典型的に、１０ＧΩのオーダーの入力インピーダンスを達成する。チョッピングに起因してこの減少されたインピーダンスは、高インピーダンス信号供給源を読取る場合に顕著な利得エラーを発生する場合がある。同様の問題はトランスコンダクタンス増幅器ｇ₃の入力において発生し、その入力容量Ｃ_in3はフィードバック回路に対するスイッチ動作される負荷を提示する。

従って、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプは、高入力インピーダンスを維持し且つ出力において偶発的な信号を回避すると同時に入力オフセットを減少させるための簡単な方法を提供するものではない。

この要約は詳細な説明において以下に更に説明される概念のうちの選択したものを簡単化した形態で導入するために与えてある。この要約は、特許請求の範囲に記載される要旨の重要な特徴又は基本的な特徴を識別することを意図したものではなく、且つ特許請求の範囲に記載されている要旨の範囲を制限するために使用されることが意図されているものでもない。

１実施例はインスツルメンテーションアンプに向けられている。このインスツルメンテーションアンプは、出力電圧を発生する出力ステージ、該出力ステージと結合されている低周波数経路、及び該出力ステージと結合されている高周波数経路を包含している。該高周波数経路は、特定の周波数より高い周波数において低周波数経路を支配し、且つ該低周波数経路は該特定の周波数より低い周波数において高周波数経路を支配する。該低周波数経路は、差動入力を検知し且つそれに基づいて中間電流を発生する入力ステージと、該入力及び出力ステージと結合されており該出力電圧に基づいてフィードバック電流を発生するフィードバックステージと、該入力、フィードバック及び出力ステージと結合されておりヌル化即ちゼロ化電流を発生する自動ゼロ化回路とを包含している。該ゼロ化電流は該入力及びフィードバックステージにおける入力オフセットから発生する中間及びフィードバック電流におけるエラーを補償する。

従って、実施例は、インスツルメンテーションアンプが非常に低い入力参照オフセット、低入力電流、及び出力における低レベル偶発的スイッチング信号を具備するインスツルメンテーションアンプを可能とする技術を提供している。更に、高周波数フィードフォアワード経路を付加することにより偶発的な信号を更に減少させることが可能である。

次に、本発明の好適実施例について詳細に参照し、その例は添付の図面に例示されている。本発明を好適実施例に関連して説明するが、本発明をこれらの実施例に制限することが意図されているものでないことが理解される。それとは反対に、本発明は特許請求の範囲に記載される本発明の精神及び範囲内に包含することが可能な代替的、修正例及び均等物をカバーすることが意図されている。更に、本発明の詳細な説明においては、本発明の完全なる理解を与えるために多数の特定の詳細について記載してある。然しながら、当業者にとって自明であるように、本発明はこれらの特定の詳細なしで実施することが可能である。その他の場合においては、良く知られている方法、手順、コンポーネント、及び回路は本発明の側面を不必要にぼかすことがないように詳細には説明していない。

外観
一般的に言えば、実施例は電流フィードバックインスツルメンテーションアンプにおける入力オフセットを減少させる技術を提供している。該技術は入力ステージのオフセットをヌル即ちゼロ化するための自動ゼロ化回路を使用することが関与する。１実施例においては、このことは自動ゼロ化回路を周期的にスイッチインさせることにより達成される。その結果、実施例は非常に低い入力参照オフセット、低入力電流、及び出力における低レベル偶発的スイッチング信号を達成することが可能である。付加的に、高周波数フィードフォアワード経路を付加することにより偶発的な信号を更に減少させることが可能である。

種々の実施例に基づく例示的回路
図３は本発明の種々の実施例に基づく電流フィードバック増幅器３００のブロック図を例示している。増幅器３００は入力ステージ３２０、出力ステージ３１０、フィードバックステージ３３０、及びフィードバックネットワーク３５０を包含している。該フィードバックネットワークは出力電圧Ｖ_out及び基準電圧Ｖ_refからフィードバック電圧Ｖ_fbを発生すべく動作可能であり、従って該増幅器の利得を定義する。増幅器３００は、又、有益的には、入力ステージ３２０、出力ステージ３１０、及びフィードバックステージ３３０へ結合されている自動ゼロ回路３４０を包含している。自動ゼロ回路３４０は、増幅フェーズに対応する増幅形態と自動ゼロ化フェーズに対応する自動ゼロ化形態との間で増幅器３００をスイッチさせるべく動作可能である。増幅フェーズ期間中に、増幅器３００は通常の増幅動作を実施すべく動作可能である。自動ゼロ化フェーズ期間中において、自動ゼロ回路３４０は入力ステージ３２０及びフィードバックステージ３３０によって発生されるオフセット電流をヌル即ちゼロ化すべく動作可能である。

１実施例においては、自動ゼロ回路３４０は、入力ステージ３２０及びフィードバックステージ３３０の入力を夫々のコモンモード電圧へ短絡させることによりオフセット電流をゼロ化させる。従って、自動ゼロ回路３４０は入力ステージ３２０及びフィードバックステージ３３０によって発生される対応するオフセット電流を測定し且つそれに基づいてゼロ化電流を発生することが可能である。このゼロ化電流は、入力ステージ３２０及びフィードバックステージ３３０によって発生されるオフセット電流を補償するために作用する。

自動ゼロ回路３４０が増幅器３００を増幅形態へ戻すべくスイッチすると、自動ゼロ回路３４０はゼロ化電流の発生を継続して行い、それにより増幅器３００におけるオフセットを減少させるか又は除去する場合もある。１実施例においては、自動ゼロ回路３４０は、ゼロ化電流を周期的に再度キャリブレーションするために増幅形態と自動ゼロ化形態との間で周期的にスイッチさせる。

理解すべきことであるが、多数の態様で達成することが可能である。例えば、図４は本発明の種々の実施例に基づく電流フィードバック増幅器４００の模式図を例示している。増幅器４００において、トランスコンダクタンス増幅器４１１は増幅器３００における出力ステージ３１０のような出力ステージとして作用し、トランスコンダクタンス増幅器４１２は増幅器３００の入力ステージ３２０のような入力ステージとして作用し、トランスコンダクタンス増幅器４１３は増幅器３００のフィードバックステージ３３０のようなフィードバックステージとして作用し、且つ抵抗４６１及び４６２は増幅器３００のフィードバックネットワーク３５０のようなフィードバックネットワークとして作用する。ここでは単一トランスコンダクタンス増幅器を参照して実施例の説明を行うが、実施例はそのようなものに制限されるものでないことを理解すべきである。例えば、適宜の周波数補償を具備する複数のステージからなるカスケードをより高い利得を得るために単一トランスコンダクタンス増幅器４１１の代わりに使用することが可能である。コンデンサ４５１及び４５２はトランスコンダクタンス増幅器４１１に対する周波数補償器として作用し、従ってミラー補償型出力ステージを形成している。抵抗４６１及び４６２は、基準電圧Ｖ_refと共に、出力電圧Ｖ_outに基づくフィードバック電圧Ｖ_fbを発生する。Ｖ_fbはフィードバックトランスコンダクタンス増幅器４１３に対する入力としてフィードバックされる。

スイッチ４３１−４３６及び４４１−４４６、トランスコンダクタンス増幅器４１４及び４１５、及びコンデンサ４５３及び４５４は、増幅器３００の自動ゼロ回路３４０のように、一体的に自動ゼロ回路として機能する。理解すべきことであるが、スイッチ４３１−４３６及び４４１−４４６はスイッチング機能を実施することが可能な多数の装置のうちのいずれかとすることが可能である。１実施例においては、スイッチ４３１−４３６及び４４１−４４６は増幅形態と自動ゼロ化形態との間で増幅器４００をスイッチすべく作用する。例えば。増幅形態は、スイッチ４４１−４４６が閉じられており且つスイッチ４３１−４３６が開いていることに対応することが可能である。逆に、自動ゼロ化形態は、スイッチ４３１−４３６が閉じられており且つスイッチ４４１−４４６が開かれていることに対応することが可能である。

自動ゼロ化フェーズ期間中に、トランスコンダクタンス増幅器４１２及び４１３の入力は、夫々、入力コモンモード電圧Ｖ_cmin及びフィードバックコモンモード電圧Ｖ_cmfbへ短絡される。増幅器４１２及び４１３のどのような入力オフセットもオフセット電流を発生させ、それはトランスコンダクタンス増幅器４１４及びコンデンサ４５３及び４５４によって形成される積分器内へ流れる。この積分器の出力は、次いで、トランスコンダクタンス増幅器４１５を駆動してゼロ化電流を発生させ、それは実効的にオフセット電流をゼロ化させる。

自動ゼロ化フェーズの終りにおいて、スイッチ４３１−４３６が開く。その結果、増幅器４１４周りの積分器の出力における電圧が保持され、従って増幅器４１５は継続して増幅器４１２及び４１３の出力におけるオフセット電流をゼロ化させる。

その後に、増幅フェーズにおいて、スイッチ４４１−４４６が閉じられる。Ｖ_in及びＶ_fbが、夫々、増幅器４１２及び４１３へ印加され、且つ増幅器４１２，４１３，４１５の加算された出力電流が出力ステージ（即ち、増幅器４１１等）と結合される。次いで、増幅器４００は、増幅器４１５により注入されたゼロ化電流が、増幅器４１２−４１３の入力参照オフセット電圧が出力電圧へ貢献することがないことを確保することを除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。その後に、爾後の自動ゼロ化フェーズにおいて、増幅器４１１及びコンデンサ４５１−４５２によって形成されるミラー補償型出力ステージが、増幅器４１２−４１３が再度自動ゼロ化される間、出力電圧を保持する。

幾つかの場合においては、入力信号のゲート動作がクロック周波数の高調波における入力信号の成分（ノイズを含む）を検知することとなる場合がある。このような成分はクロック信号と混合し且つベースバンドに至るまで変調される場合がある。従って、このことは増幅器３００及び４００の出力においてエラー及び増加されたノイズを発生する場合がある。

１実施例においては、この混合は、高周波数フィードフォアワード経路を使用することにより防止することが可能である。図５は本発明の種々の実施例に基づく高周波数フィードフォアワード経路を含む電流フィードバック増幅器５００のブロック図を例示している。増幅器５００は、入力ステージ５２０及び５７０、出力ステージ５１０、フィードバックステージ５３０及び５８０、フィードバックネットワーク５５０を包含している。増幅器５００は、又、有益的には、入力ステージ５２０、出力ステージ５１０、及びフィードバックステージ５３０へ結合されている自動ゼロ回路５４０を包含している。自動ゼロ回路５４０は、増幅フェーズに対応する増幅形態と自動ゼロ化フェーズに対応する自動ゼロ化形態との間で増幅器５００をスイッチさせるべく動作可能である。増幅フェーズ期間中に、増幅器５００は通常の増幅動作を実施すべく動作可能である。自動ゼロ化フェーズ期間中に、自動ゼロ回路５４０は入力ステージ５２０及びフィードバックステージ５３０によって発生されるオフセット電流をヌル化即ちゼロ化すべく動作可能である。

１実施例においては、自動ゼロ回路５４０は、入力ステージ５２０及びフィードバックステージ５３０の入力を夫々のコモンモード電圧へ短絡させることによりオフセット電流をゼロ化させる。従って、自動ゼロ回路５４０は入力ステージ５２０及びフィードバックステージ５３０によって発生される対応するオフセット電流を測定し且つそれに基づいてゼロ化電流を発生することが可能である。そのゼロ化電流は、入力ステージ５２０及びフィードバックステージ５３０によって発生されるオフセット電流を補償すべく作用する。

自動ゼロ回路５４０が増幅器５００を増幅形態へスイッチさせる場合には、自動ゼロ回路５４０は継続してゼロ化電流を発生し、それにより増幅器５００におけるオフセットを減少させるか又は取り除く。１実施例においては、自動ゼロ回路５４０は増幅形態と自動ゼロ化形態との間で周期的にスイッチし、周期的にゼロ化電流を再キャリブレーションする。

低周波数（例えば、クロック周波数より下）の場合には、入力ステージ５２０、フィードバックステージ５３０、自動ゼロ回路５４０からなる自動ゼロ経路は支配的であり、且つ増幅器５００は、自動ゼロ回路５４０によって注入されるゼロ化電流が、入力ステージ５２０及びフィードバックステージ５３０の入力参照オフセットが出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。その後に、爾後の自動ゼロ化フェーズにおいて、入力ステージ５２０及びフィードバックステージ５３０が再度自動ゼロ化される間、出力ステージ５１０は出力電圧を保持することが可能である。

高周波数においては、入力ステージ５７０及びフィードバックステージ５８０からなるフィードフォアワード経路が支配的である。スレッシュホールド周波数より上においては、フィードバック信号Ｖ_fbが入力信号Ｖ_inを追跡することが可能であることを該フィードバック経路が確保する。その結果、入力ステージ５２０及びフィードバックステージ５３０の入力におけるゲート動作に起因して混合が発生する場合であっても、結果的に発生する混合生成物は相殺する。

該フィードフォアワード経路の付加的な利点は、それが自動ゼロ化入力ステージにより発生されるスイッチング過渡的状態を減衰させるということである。スレッシュホールド周波数が低ければ低い程、クロック周波数及びその高調波におけるフィードフォアワード経路の相対的な利得は一層高く、従ってこのようなスイッチング過渡的状態の減衰はより良い。

増幅器５００は多数の態様で達成することが可能であることが理解される。例えば、図６は本発明の種々の実施例に基づく高周波数フィードフォアワード経路を含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプ６００の模式図を例示している。増幅器６００において、トランスコンダクタンス増幅器６１１及び６１６は、一緒になって、増幅器５００の出力ステージ５１０のような出力ステージとして作用し、トランスコンダクタンス増幅器６１２及び６１７は増幅器５００の入力ステージ５２０及び５７０のような入力ステージとして作用し、トランスコンダクタンス増幅器６１３及び６１８は増幅器５００のフィードバックステージ５３０及び５８０のようなフィードバックステージとして作用し、且つ抵抗６６１及び６６２は、一緒になって、増幅器５００のフィードバックネットワーク５５０のようなフィードバックネットワークとして作用する。コンデンサ６５１及び６５２はトランスコンダクタンス増幅器６１１に対する周波数補償器として作用し、従ってネストされているミラー補償型出力ドライバステージを形成している。更に、トランスコンダクタンス増幅器６１６は、コンデンサ６５６−６５７と共に、増幅器６００に対するミラー補償型中間ステージとして作用する。抵抗６６１及び６６２は、基準電圧Ｖ_refと共に、出力電圧Ｖ_outに基づいてフィードバック電圧Ｖ_fbを発生する。Ｖ_fbはフィードバックトランスコンダクタンス増幅器６１３及び６１８への入力としてフィードバックされる。

スイッチ６３１−６３６及び６４１−６４６、トランスコンダクタンス増幅器６１４及び６１５、及びコンデンサ６５３及び６５４は一緒になって増幅器３００の自動ゼロ回路３４０のような自動ゼロ回路として機能する。理解すべきことであるが、スイッチ６３１−６３６及び６４１−６４６はスイッチング機能を実施することが可能な多数の装置のうちのいずれかとすることが可能である。１実施例においては、スイッチ６３１−６３６及び６４１−６４６は増幅器６００を増幅形態と自動ゼロ化形態との間でスイッチさせるべく作用する。例えば、増幅形態は、スイッチ６４１−６４６が閉じられており且つスイッチ６３１−６３６が開いていることに対応することが可能である。従って、自動ゼロ化形態は、スイッチ６３１−６３６が閉じられており且つスイッチ６４１−６４６が開いていることに対応することが可能である。

自動ゼロ化フェーズ期間中、トランスコンダクタンス増幅器６１２及び６１３の入力は、夫々、入力コモンモード電圧Ｖ_cmin及びフィードバックコモンモード電圧Ｖ_cmfbへ短絡される。増幅器６１２及び６１３のいずれの入力オフセットもオフセット電流を発生させ、それはトランスコンダクタンス増幅器６１４及びコンデンサ６５３及び６５４によって形成される積分器内へ流れる。次いで、この積分器の出力はトランスコンダクタンス増幅器６１５を駆動してゼロ化電流を発生させ、それは、実効的に、オフセット電流をゼロ化させる。

自動ゼロ化フェーズの終りにおいて、スイッチ６３１−６３６が開く。その結果、増幅器６１４周りの積分器の出力における電圧が保持され、従って増幅器６１５は継続して増幅器６１２及び６１３の出力におけるオフセット電流をゼロ化させる。その後に、増幅フェーズにおいて、スイッチ６４１−６４６が閉じられる。Ｖ_in及びＶ_fbが夫々増幅器６１２及び６１３へ印加され、且つ増幅器６１２，６１３，６１５の加算された出力電流が該中間ステージ（即ち、増幅器６１６）と結合される。

低周波数（例えば、クロック周波数の下）の場合には、増幅器６１１−６１６からなる自動ゼロ経路が支配的であり、且つ、増幅器６００は、増幅器６１５によって注入されるゼロ化電流が、増幅器６１２−６１３の入力参照オフセット電圧が出力電圧に貢献することがないことを確保することを除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。その後に、その後の自動ゼロ化フェーズにおいて、増幅器６１１及びコンデンサ６５１−６５２及び増幅器６１６及びコンデンサ６５６−６５７によって形成されているネストされているミラー補償型出力ステージが、増幅器６１２−６１３が再度自動ゼロ化されている間、出力電圧を保持する。

高周波数において、増幅器６１７−６１８を含むフィードフォアワード経路が支配的である。このフィードフォアワード経路は、出力増幅器６１１と共に、約２０ｄＢ／ｄｅｃのロールオフを有する通常のミラー補償型２段増幅器を形成している。このタイプの周波数補償は「マルチパスネスト型ミラー補償（ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ ｎｅｓｔｅｄ−Ｍｉｌｌｅｒ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）」として知られており且つ従来のオペアンプにおいて使用されているが自動ゼロ化インスツルメンテーションアンプに対して適用されていない。

１実施例においては、該フィードフォアワード経路が支配的となることを開始する周波数は次式である。

（Ｃ₆₅₁＝Ｃ₆₅₂及びｇ₆₁₇＝ｇ₆₁₈を仮定している）。好適実施例においては、この周波数はクロック周波数より下であるように選択される。Ω_pzの上においては、該フィードフォアワード経路は、フィードバック信号Ｖ_fbが入力信号Ｖ_inを追跡することが可能であることを確保する。その結果、増幅器６１２−６１３の入力におけるゲート動作に起因して混合が発生する場合であっても、その結果発生する混合生成物は相殺する。

上述した混合問題は、代替的に、デュアル入力ステージ「ピンポン」アーキテクチャを使用することにより解決することが可能である。図７は、本発明の種々の実施例に基づく並列入力ステージを含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプ７００の模式図を例示している。増幅器７００は第一及び第二入力ステージ７２０及び７２５、出力ステージ７１０、第一及び第二フィードバックステージ７３０及び７３５、フィードバックネットワーク７５０を包含している。増幅器７００は、又、有益的には、入力ステージ７２０、出力ステージ７１０、フィードバックステージ７３０へ結合されている第一自動ゼロ回路７４０を包含している。増幅器７００は、更に、入力ステージ７２５、出力ステージ７１０、フィードバックステージ７３５へ結合されている第二自動ゼロ回路７４５を包含している。

１実施例において、自動ゼロ回路７４０及び７４５は、増幅器７００を第一及び第二動作フェーズに対応する第一及び第二形態の間でスイッチさせるべく作用する。例えば、第一形態は自動ゼロ回路７４０の自動ゼロ形態及び自動ゼロ回路７４５の増幅形態に対応することが可能である。逆に、第二形態は、自動ゼロ回路７４５の自動ゼロ形態及び自動ゼロ回路７４０の増幅形態に対応することが可能である。

第一フェーズ期間中、第一入力ステージ７２０及び第一フィードバックステージ７３０は、第二入力ステージ７２５及び第二フィードバックステージ７３５が増幅器７００の増幅機能を実施する間に、自動ゼロ化される。逆に、第二フェーズ期間中、第二入力ステージ７２５及び第二フィードバックステージ７３５は、第一入力ステージ７２０及び第一フィードバックステージ７３０が増幅器７００の増幅機能を実施する間に自動ゼロ化される。

従って、第一フェーズ期間中、自動ゼロ回路７４０は、第一入力ステージ７２０及び第一フィードバックステージ７３０によって発生されるオフセット電流をゼロ化させるべく動作可能である。１実施例においては、自動ゼロ回路７４０は、第一入力ステージ７２０及び第一フィードバックステージ７３０の入力を夫々のコモンモード電圧へ短絡させることによりオフセット電流をゼロ化させる。その後に、自動ゼロ回路７４０は、第一入力ステージ７２０及び第二フィードバックステージ７３０によって発生される対応するオフセット電流を測定し且つそれに基づいてゼロ化電流を発生することが可能である。該ゼロ化電流は、第一入力ステージ７２０及び第一フィードバックステージ７３０によって発生されるオフセット電流を補償すべく作用する。

同時的に、Ｖ_inが第二入力ステージ７２５へ印加され、Ｖ_fbが第二フィードバックステージ７３５へ印加され、且つ第二入力ステージ及び第二フィードバックステージ７３５が第二自動ゼロ回路７４５を介して出力ステージ７１０へ結合される。次いで、増幅器７００が、第二自動ゼロ回路７４５によって注入されるゼロ化電流（それは以下に説明するように第二フェーズにおいてキャリブレーションされる）が、第二入力ステージ７２５及び第二フィードバックステージ７３５の入力参照オフセット電圧が出力電圧へ貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

第一フェーズの終りにおいて、第一自動ゼロ回路７４０は自動ゼロ形態から増幅形態へ変化し、且つ第二自動ゼロ回路７４５は増幅形態から自動ゼロ形態へ変化する。その後に、自動ゼロ回路７４０は、第一入力ステージ７２０及び第二フィードバックステージ７３０の出力におけるオフセット電流のゼロ化を継続して行う。

その後に、第二フェーズにおいてＶ_inが第一入力ステージ７２０へ印加され、Ｖ_fbが第一フィードバックステージ７３０へ印加され、且つ第一入力ステージ７２０及び第一フィードバックステージ７３０は第一自動ゼロ回路７４０を介して出力ステージ７１０へ結合される。次いで増幅器７００は、第一自動ゼロ回路７４０により注入されるゼロ化電流が、第一入力ステージ７２０及び第一フィードバックステージ７３０の入力参照オフセット電圧が出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

第二フェーズ期間中、第一入力ステージ７２０及び第一フィードバックステージ７３０が増幅機能を実施している間に、第二自動ゼロ回路７４５は、第二入力ステージ７２５及び第二フィードバックステージ７３５によって発生されるオフセット電流をゼロ化させるべく動作可能である。１実施例においては、第二自動ゼロ回路７４５が、第二入力ステージ７２５及び第二フィードバックステージ７３５の入力を夫々のコモンモード電圧へ短絡させることによりオフセット電流をゼロ化させる。その後に、第二自動ゼロ回路７４５は第二入力ステージ７２５及び第二フィードバックステージ７３５によって発生される対応するオフセット電流を測定し且つそれに基づいてゼロ化電流を発生することが可能である。該ゼロ化電流は第二入力ステージ７２５及び第二フィードバックステージ７３５によって発生されるオフセット電流を補償すべく作用する。

動作期間中に、増幅器７００の自動ゼロ化回路７４０及び７４５は、増幅器７００を第一形態と第二形態との間で周期的にスイッチさせ、入力ステージ７２０及び７２５及びフィードバックステージ７３０及び７３５が周期的に再キャリブレーションされることを確保する。従って、この「ピンポン」動作は、信号経路内において継続的にオフセットが存在しないステージが存在することを確保する。

増幅器７００は多数の態様で達成することが可能であることが理解される。例えば、図８は本発明の種々の実施例に基づく並列入力ステージを包含する電流フィードバックインスツルメンテーションアンプ８００の模式図を例示している。増幅器８００において、トランスコンダクタンス増幅器８１１は増幅器７００における出力ステージ７１０のような出力ステージとして作用し、トランスコンダクタンス増幅器８１２及び８２２は増幅器７００の入力ステージ７２０及び７２５のような第一及び第二入力ステージとして作用し、トランスコンダクタンス増幅器８１３及び８２３は増幅器７００のフィードバックステージ７３０及び７３５のような第一及び第二フィードバックステージとして作用し、且つ抵抗８６１及び８６２は、一緒になって、増幅器７００のフィードバックネットワーク７５０のようなフィードバックネットワークとして作用する。ここにおいては単一トランスコンダクタンス増幅器を参照して実施例の説明を行うが、実施例はそのようなものに制限されるべきものでないことを理解すべきである。例えば、適宜の周波数補償を具備する複数のステージからなるカスケードをより高い利得を得るために単一トランスコンダクタンス増幅器８１１の代わりに使用することが可能である。コンデンサ８５１及び８５２はトランスコンダクタンス増幅器８１１用の周波数補償器として作用し、従ってミラー補償型出力ステージを形成している。抵抗８６１及び８６２は、基準電圧Ｖ_refと共に、出力電圧Ｖ_outに基づくフィードバック電圧Ｖ_fbを発生する。Ｖ_fbはフィードバックトランスコンダクタンス増幅器８１３及び８２３への入力としてフィードバックされる。

スイッチ８３１−８３６及び８４１−８４６、トランスコンダクタンス増幅器８１４−８１５、及びコンデンサ８５３及び８５４は、一緒になって、増幅器７００の自動ゼロ回路７４０のような第一自動ゼロ回路として機能する。同様に、スイッチ８７１−８７６及び８８１−８８６、トランスコンダクタンス増幅器８２４及び８２５、及びコンデンサ８５７及び８５８は、一緒になって、増幅器７００の自動ゼロ回路７４５のような第二自動ゼロ回路として機能する。理解すべきことであるが、スイッチ８３１−８３６、８４１−８４６、８７１−８７６及び８８１−８８６はスイッチング機能を実施することが可能な多数の装置のうちのいずれかとすることが可能である。１実施例においては、スイッチ８３１−８３６、８４１−８４６、８７１−８７６及び８８１−８８６は増幅器８００を第一及び第二動作モードに対応する第一及び第二形態の間でスイッチさせるべく作用する。例えば、第一形態はスイッチ８３１−８３６及び８７１−８７６が閉じられており且つスイッチ８４１−８４６及び８８１−８８６が開いていることに対応することが可能である。逆に、第二形態は、スイッチ８４１−８４６及び８８１−８８６が閉じられており且つスイッチ８３１−８３６及び８７１−８７６が開いていることに対応することが可能である。

第一フェーズ期間中、第一入力ステージ及び第一フィードバックステージは、第二入力ステージ及び第二フィードバックステージが増幅器８００の増幅機能を実施している間に、自動ゼロ化される。逆に、第二フェーズ期間中、第二入力ステージ及び第二フィードバックステージは、第一入力ステージ及び第一フィードバックステージが増幅器８００の増幅機能を実施している間に、自動ゼロ化される。

従って、第一フェーズ期間中、トランスコンダクタンス増幅器８１２及び８１３の入力は、夫々、入力コモンモード電圧Ｖ_cmin及びフィードバックコモンモード電圧Ｖ_cmfbへ短絡される。増幅器８１２及び８１３のいずれの入力オフセットもオフセット電流を発生させ、それはトランスコンダクタンス増幅器８１４及びコンデンサ８５３及び８５４によって形成される積分器内へ流れる。この積分器の出力は、次いで、トランスコンダクタンス増幅器８１５を駆動してゼロ化電流を発生し、それは実効的にオフセット電流をゼロ化させる。

同時的に、Ｖ_in及びＶ_fbが夫々増幅器８２２及び８２３へ印加され、且つ増幅器８２２，８２３，８２５の加算された出力電流が出力ステージ（即ち、増幅器８１１等）と結合される。次いで、増幅器８００は、増幅器８２５によって注入されるゼロ化電流（それは以下に説明するように第二フェーズにおいてキャリブレーションされる）が、増幅器８２２−８２３の入力参照オフセット電圧が出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

第一フェーズの終りにおいて、スイッチ８３１−８３６及び８７１−８７６が開く。その結果、積分器８１４周りの積分器の出力における電圧が保持され、従って増幅器８１５は継続して増幅器８１２及び８１３の出力におけるオフセット電流のゼロ化を行う。

その後に、第二フェーズにおいて、スイッチ８４１−８４６及び８８１−８８６が閉じられる。Ｖ_in及びＶ_fbが、夫々、増幅器８１２及び８１３へ印加され、且つ増幅器８１２，８１３，８１５の加算された電流が出力ステージ（即ち、増幅器８１１等）と結合される。次いで、増幅器８００は、増幅器８１５によって注入されたゼロ化電流が、増幅器８１２−８１３の入力参照オフセット電圧が出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

第二フェーズ期間中、第一入力ステージ及び第一フィードバックステージが増幅機能を実施している間に、第二入力ステージ及び第二フィードバックステージは自動ゼロ化される。換言すると、トランスコンダクタンス増幅器８２２及び８２３の入力は、夫々、入力コモンモード電圧Ｖ_cmin及びフィードバックコモンモード電圧Ｖ_cmfbへ短絡される。増幅器８２２及び８２３のいずれの入力オフセットもオフセット電流を発生させ、それはトランスコンダクタンス増幅器８２４及びコンデンサ８５７及び８５８によって形成される積分器内に流れる。次いで、この積分器の出力はトランスコンダクタンス増幅器８２５を駆動してゼロ化電流を発生し、それは実効的にオフセット電流をゼロ化させる。

動作期間中に、増幅器８００の自動ゼロ化回路は周期的に増幅器８００を第一形態と第二形態との間でスイッチさせ、入力ステージ及びフィードバックステージが周期的に再キャリブレーションされることを確保する。従って、この「ピンポン」動作は、信号経路内に継続してオフセットのないステージが存在することを確保する。

理解されるように、並列入力及びフィードバックステージの間のスイッチングは対応する過渡的状態が出力信号内に表わさせる場合がある。従って、１実施例においては、高周波数フィードフォアワード経路を図８のピンポンアーキテクチャと結合して使用することが可能である。図９は本発明の種々の実施例に基づく並列入力ステージ及び高周波数フィードフォアワード経路を含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプ９００のブロック図を例示している。増幅器９００は第一、第二、第三入力ステージ９２０，９２５，９７０、出力ステージ９１０、第一、第二、第三フィードバックステージ９３０、９３５，９８０、及びフィードバックネットワーク９５０を包含している。この増幅器９００は、又、有益的に、入力ステージ９２０、出力ステージ９１０、フィードバックステージ９３０へ結合されている第一自動ゼロ回路９４０を包含している。増幅器９００は、更に、入力ステージ９２５、出力ステージ９１０、フィードバックステージ９３５へ結合されている第二自動ゼロ回路９４５を包含している。

１実施例においては、自動ゼロ回路９４０及び９４５は、増幅器９００を第一及び第二動作フェーズに対応する第一及び第二形態の間でスイッチさせるべく作用する。例えば、第一形態は自動ゼロ回路９４０の自動ゼロ形態及び自動ゼロ回路９４５の増幅形態に対応することが可能である。逆に、第二形態は、自動ゼロ回路９４５の自動ゼロ形態及び自動ゼロ回路９４０の増幅形態に対応することが可能である。

第一フェーズ期間中に、第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０が、第二入力ステージ９２５及び第二フィードバックステージ９３５が増幅器９００の増幅機能を実施している間に、自動ゼロ化される。逆に、第二フェーズ期間中に、第二入力ステージ９２５及び第二フィードバックステージ９３５は、第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０が増幅器９００の増幅機能を実施している間に、自動ゼロ化される。

従って、第一フェーズ期間中に、自動ゼロ回路９４０は、第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０によって発生されるオフセット電流をゼロ化させるべく動作可能である。１実施例においては、自動ゼロ回路９４０は、第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０の入力を夫々のコモンモード電圧へ短絡させることによりオフセット電流をゼロ化させる。その後に、自動ゼロ回路９４０は第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０によって発生される対応するオフセット電流を測定し且つそれに基づいてゼロ化電流を発生することが可能である。そのゼロ化電流は、第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０によって発生されるオフセット電流を補償すべく作用する。

同時的に、Ｖ_inが第二入力ステージ９２５へ印加され、且つＶ_fbが第二フィードバックステージ９３５へ印加され、且つ第二入力ステージ９２５及び第二フィードバックステージ９３５は第二自動ゼロ回路９４５を介して出力ステージ９１０と結合される。次いで、増幅器９００は、第二自動ゼロ回路９４５によって注入されるゼロ化電流（それは後に説明するように第二フェーズにおいてキャリブレーションされる）が、第二入力ステージ９２５及び第二フィードバックステージ９３５の入力参照オフセット電圧が出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

第一フェーズの終りにおいて、第一自動ゼロ回路９４０は自動ゼロ形態から増幅形態へ変化し、且つ第二自動ゼロ回路９４５は増幅形態から自動ゼロ形態へ変化する。そのうちに、自動ゼロ回路９４０は、継続して、第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０の出力におけるオフセット電流のゼロ化を行う。

その後に、第二フェーズにおいて、Ｖ_inが第一入力ステージ９２０へ印加され、Ｖ_fbが第一フィードバックステージ９３０へ印加され、且つ第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０は第一自動ゼロ回路９４０を介して出力ステージ９１０と結合される。次いで、増幅器９００は、第一自動ゼロ回路９４０によって注入されるゼロ化電流が、第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０の入力参照オフセット電圧が出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

第二フェーズ期間中に、第一入力ステージ９２０及び第一フィードバックステージ９３０が増幅機能を実施している間に、第二自動ゼロ回路９４５は、第二入力ステージ９２５及び第二フィードバックステージ９３５によって発生されるオフセット電流をゼロ化させるべく動作可能である。１実施例においては、第二自動ゼロ回路９４５は、第二入力ステージ９２５及び第二フィードバックステージ９３５の入力を夫々のコモンモード電圧へ短絡させることによりオフセット電流をゼロ化させる。その後に、第二自動ゼロ回路９４５は、第二入力ステージ９２５及び第二フィードバックステージ９３５によって発生される対応するオフセット電流を測定し且つそれに基づいてゼロ化電流を発生する。そのゼロ化電流は、第二入力ステージ９２５及び第二フィードバックステージ９３５によって発生されるオフセット電流を補償すべく作用する。

動作期間中、増幅器９００の自動ゼロ化回路９４０及び９４５は、増幅器９００を第一形態と第二形態との間で周期的にスイッチさせ、入力ステージ９２０及び９２５及びフィードバックステージ９３０及び９３５が周期的に再キャリブレーションされることを確保する。従って、この「ピンポン」動作は、信号経路内に継続的にオフセットのないステージが存在することを確保する。

低周波数（例えば、クロック周波数より下）に対しては、入力ステージ９２０及び９２５、フィードバックステージ９３０及び９３５、及び自動ゼロ回路９４０及び９４５を有するピンポン自動ゼロ化経路が支配的であり、且つ増幅器９００は、自動ゼロ回路９４０及び９４５によって注入されるゼロ化電流が、入力ステージ９２０及び９２５及びフィードバックステージ９３０及び９３５の入力参照オフセットが出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

高周波数においては、入力ステージ９７０及びフィードバックステージ９８０を有するフィードフォアワード経路が支配的である。スレッシュホールド周波数の上においては、該フィードフォアワード経路は、フィードバック信号Ｖ_fbが入力信号Ｖ_inを追跡することが可能であることを確保する。その結果、入力ステージ９２０及び９２５及びフィードバックステージ９３０及び９３５の入力におけるゲート動作に起因して混合が発生する場合であっても、結果的に発生する混合生成物は相殺する。

図１０は本発明の種々の実施例に基づいて、並列入力ステージ及び高周波数フィードフォアワード経路を含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプ１０００の模式図を例示している。増幅器１０００において、トランスコンダクタンス増幅器１０１１及び１０１６は、一緒になって、増幅器９００における出力ステージ９１０のような出力ステージとして作用し、トランスコンダクタンス増幅器１０１２，１０２２，１０１７は、増幅器９００の入力ステージ９２０，９２５，９７０のような第一、第二、第三入力ステージとして作用し、トランスコンダクタンス増幅器１０１３，１０２３，１０１８は、増幅器９００のフィードバックステージ９３０，９３５，９８０のような第一、第二、第三フィードバックステージとして作用し、且つ抵抗１０６１及び１０６２は、一緒になって、増幅器９００のフィードバックネットワーク９５０のようなフィードバックネットワークとして作用する。付加的に、トランスコンダクタンス増幅器１０１６は、コンデンサ１０５６−１０５７と共に、増幅器１０００に対するミラー補償型中間ステージとして作用する。コンデンサ１０５１及び１０５２はトランスコンダクタンス増幅器１０１１に対する周波数補償器として作用し、従ってネスト型ミラー補償型出力ステージを形成している。抵抗１０６１及び１０６２は、基準電圧Ｖ_refと共に、出力電圧Ｖ_outに基づいてフィードバック電圧Ｖ_fbを発生する。Ｖ_fbは、フィードバックトランスコンダクタンス増幅器１０１３，１０２３，１０１８への入力としてフィードバックされる。

スイッチ１０３１−１０３６及び１０４１−１０４６、トランスコンダクタンス増幅器１０１４及び１０１５、コンデンサ１０５３及び１０５４は、一緒になって、増幅器９００の自動ゼロ回路９４０のような第一自動ゼロ回路として機能する。同様に、スイッチ１０７１−１０７６及び１０８１−１０８６、トランスコンダクタンス増幅器１０２４及び１０２５、コンデンサ１０５８及び１０５９は、一緒になって、自動ゼロ回路９４５のような第二自動ゼロ回路として機能する。理解すべきことであるが、スイッチ１０３１−１０３６，１０４１−１０４６，１０７１−１０７６，１０８１−１０８６は、スイッチング機能を実施することが可能な多数の装置のいずれかとすることが可能である。１実施例においては、スイッチ１０３１−１０３６，１０４１−１０４６，１０７１−１０７６，１０８１−１０８６は、増幅器１０００を第一及び第二動作フェーズに対応する第一及び第二形態の間でスイッチさせるべく作用する。例えば、第一形態は、スイッチ１０３１−１０３６及び１０７１−１０７６が閉じられており且つスイッチ１０４１−１０４６及び１０８１−１０８６が開いていることに対応することが可能である。逆に、第二形態は、スイッチ１０４１−１０４６及び１０８１−１０８６が閉じられており且つスイッチ１０３１−１０３６及び１０７１−１０７６が開いていることに対応することが可能である。

第一フェーズ期間中、第一入力ステージ及び第一フィードバックステージは、第二入力ステージ及び第二フィードバックステージが増幅器１０００の増幅機能を実施している間に、自動ゼロ化される。逆に、第二フェーズ期間中、第二入力ステージ及び第二フィードバックステージは、第一入力ステージ及び第一フィードバックステージが増幅器１０００の増幅機能を実施している間に、自動ゼロ化される。

従って、第一フェーズ期間中、トランスコンダクタンス増幅器１０１２及び１０１３の入力は、夫々、入力コモンモード電圧Ｖ_cmin及びフィードバックコモンモード電圧Ｖ_cmfbへ短絡される。増幅器１０１２及び１０１３のどのような入力オフセットもオフセット電流を発生させ、それはトランスコンダクタンス増幅器１０１４及びコンデンサ１０５３及び１０５４によって形成される積分器内に流れる。該積分器の出力は、次いで、トランスコンダクタンス増幅器１０１５を駆動してゼロ化電流を発生させ、それは、実効的に、オフセット電流をゼロ化させる。

同時に、Ｖ_in及びＶ_fbが、夫々、増幅器１０２２及び１０２３へ印加され、且つ増幅器１０２２，１０２３，１０２５の加算された出力電流が中間ステージ（即ち、増幅器１０１６）と結合される。次いで、増幅器１０００は、増幅器１０２５によって注入されるゼロ化電流（それは以下に説明にするように第二フェーズにおいてキャリブレーションされる）が、増幅器１０２２−１０２３の入力参照オフセット電圧が出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

第一フェーズの終りにおいて、スイッチ１０３１−１０３６及び１０７１−１０７６は開いている。その結果、増幅器１０１４周りの積分器の出力における電圧が保持され、従って増幅器１０１５は継続して、増幅器１０１２及び１０１３の出力におけるオフセット電流をゼロ化させる。

その後に、第二フェーズにおいて、スイッチ１０４１−１０４６及び１０８１−１０８６が閉じられる。Ｖ_in及びＶ_fbが夫々、増幅器１０１２及び１０１３へ印加され、且つ増幅器１０１２，１０１３，１０１５の加算された電流が該中間ステージ（即ち、増幅器１０１６）と結合される。次いで、増幅器１０００は、増幅器１０１５によって注入されるゼロ化電流が、増幅器１０１２−１０１３の入力参照オフセット電圧が出力電圧に貢献することがないことを確保する点を除いて、従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプと同様に動作する。

第二フェーズ期間中、第一入力ステージ及び第一フィードバックステージが増幅機能を実施している間に、第二入力ステージ及び第二フィードバックステージが自動ゼロ化される。換言すると、トランスコンダクタンス増幅器１０２２及び１０２３の入力は、夫々、入力コモンモード電圧Ｖ_cmin及びフィードバックコモンモード電圧Ｖ_cmfbへ短絡される。増幅器１０２２及び１０２３のいかなる入力オフセットも対応するオフセット電流を発生し、それはトランスコンダクタンス増幅器１０２４及びコンデンサ１０５８及び１０５９によって形成される積分器内に流れる。次いで、この積分器の出力はトランスコンダクタンス増幅器１０２５を駆動してゼロ化電流を発生させ、それは、実効的に、オフセット電流をゼロ化させる。

動作期間中、増幅器１０００の自動ゼロ化回路は、増幅器１０００を第一形態と第二形態との間で周期的にスイッチさせ、入力ステージ及びフィードバックステージが周期的に再キャリブレーションされることを確保する。従って、この「ピンポン」動作は、該信号経路内に継続的にオフセットのないステージが存在することを確保する。

高周波数において、増幅器１０１７−１０１８を有するフィードフォアワード経路が支配的である。出力増幅器１０１１と共に、それは、約２０ｄＢ／ｄｅｃのロールオフを有する通常のミラー補償型２段増幅器を形成する。１実施例においては、該フィードフォアワード経路が支配的となることを開始する周波数は次式である。

（Ｃ₁₀₅₁＝Ｃ₁₀₅₂及びｇ₁₀₁₇＝ｇ₁₀₁₈を仮定）。好適実施例においては、この周波数はクロック周波数より下であるように選択される。Ω_pzの上においては、該フィードフォアワード経路は、フィードバック信号Ｖ_fbが入力信号Ｖ_inを追跡することが可能であることを確保する。その結果、第一及び第二形態の間でのスイッチングと関連するスイッチング過渡的状態は抑圧される。Ω_pzが低ければ低い程、クロック周波数及びその高調波におけるフィードフォアワード経路の相対的な利得は一層高く、従ってこのようなスイッチング過渡的状態の減衰はより良好である。

幾つかの場合において、残留オフセットが増幅器４００，５００，６００，７００，８００，９００，１０００において表われる場合がある。この残留オフセットは、多数の要因によって発生される場合がある。例えば、図４を参照すると、増幅器４１２，４１３，４１５の有限な出力インピーダンスに起因して、出力増幅器４１１のオフセットは増幅器４１４−４１５によって形成される自動ゼロ化ループによって補償されることのないオフセット電流となる場合があり、従って、入力参照オフセット電圧を発生させる。第二に、該自動ゼロ化ループにおける有限な利得が残留入力参照オフセット電圧となる場合がある。第三に、自動ゼロ化フェーズの終りにおける電荷注入に起因して、積分器コンデンサ４５３−４５４上に格納されている電圧が僅かに変化する場合があり、その結果増幅フェーズ期間中に増幅器４１５によって注入されるゼロ化電流において小さなエラーを発生する場合がある。理解すべきことであるが、同様の効果は増幅器５００，６００，７００，８００，９００，１０００においても発生する場合がある。

１実施例においては、出力ステージのオフセットに起因する残留オフセット及び自動ゼロ化回路における有限な利得に起因する残留オフセットの両方を、図１１に示したように、電流バッファステージ１１１０を付加することにより減少させることが可能である。図１１に例示したように増幅器１１００はフィードファアワード経路即ちピンポン回路を包含するものではないが、同様の態様における電流バッファステージの付加は増幅器５００，６００，７００，８００，９００，１０００に対して達成することを可能であることを理解すべきである。

電流バッファステージ１１１０は増幅器４１１の入力におけるインピーダンスを増加させる。従って、該自動ゼロループにおける利得が増加され且つ増幅器４１１の電圧オフセットはより小さなオフセット電流となる。図１１に図示した実施例においては、電流バッファステージ１１１０自身によって導入されるオフセットは自動ゼロ化プロセスによって取除かれる。該電流バッファは簡単なカスコードステージとして実現することが可能である。利得ブースティングを該残留オフセットを更に減少させるために適用することが可能である。別の実施例においては、電流バッファステージ１１１０の代わりに又はそれと結合して実際の利得ステージを適用することが可能である。理解すべきことであるが、このような場合においては、エキストラな支配的なポールが導入され、それは付加的な周波数補償を必要とする。

１実施例においては、電荷注入に起因する残留オフセットを、完全に差動的な回路を使用することにより小さく維持することが可能である。電荷注入は、電荷注入不整合に還元される。１実施例においては、該オフセットは、小型のスイッチ及び大型の積分器コンデンサを使用することにより更に減少させることが可能である。更に別の実施例においては、ゼロ化増幅器４１５，６１５，８１５，８２５，１０１５，１０２５のトランスコンダクタンス（即ち、ｇ₄₁₅，ｇ₈₁₅等）はそれらの夫々の入力及びフィードバック増幅器のトランスコンダクタンスより小さくすることが可能であり、従って該積分器の出力における電圧は夫々の入力及びフィードバック増幅器の入力におけるオフセット電圧よりも一層大きい。ゼロ化増幅器のトランスコンダクタンスが小さければ小さい程、該積分器の出力における電圧における与えられたエラーに起因する入力参照オフセットは一層小さい。

理解すべきことであるが、図４，６，８，１０のトランスコンダクタンス増幅器４１２，６１２，８１２，８２２，１０１２，１０２２は、関連する量の入力容量を有している。そうであるから、増幅器４１２，６１２，８１２，８２２，１０１２，１０２２は、信号供給源Ｖ_inに対してスイッチドキャパシタ負荷として動作する場合があり、というのは、それらは、周期的に、自動ゼロ化フェーズ期間中に放電され且つ増幅フェーズ期間中に再充電されることを必要とするからである。種々の実施例において、この効果は、プレチャージ技術を使用することにより減少させることが可能である。図１２は、本発明の種々の実施例に基づいて、プレチャージ回路を包含する増幅器（増幅器４００等）の入力ステージ１２００を例示している。理解すべきことであるが、同様の形態は増幅器３００，５００，６００，７００，８００，９００，１０００においても使用することが可能である。図６において、増幅器４１２の入力容量はコンデンサ１２５５によって示されている。入力ステージ１２００は、付加的なスイッチ１２７１及び１２７２を包含しており、それらは、増幅形態及び自動ゼロ化形態に加えて、入力ステージ１２００の「プレチャージ」形態を可能とする。プレチャージフェーズ期間中、スイッチ４３１−４３２及び４４１−４４２は開いており且つスイッチ１２７１−１２７２は閉じられている。その結果、増幅器４１２の入力はバッファ１２８１及び１２８２を介して入力信号Ｖ_inのバッファされたバージョンと結合され、従って入力容量１２５５を充電するのに必要な電流が、信号供給源によってではなく、バッファ増幅器１２８１−１２８２によって供給される。１実施例においては、バッファ１２８１−１２８２は単位利得バッファである。従って、その後の増幅フェーズにおいて、該信号供給源は完全なる入力電圧Ｖ_inの代わりに、バッファ増幅器１２８１−１２８２の小さなオフセットエラーを補正するための電流を供給することが必要であるに過ぎない。理解すべきことであるが、入力ステージ１２００が図１２に図示されているが、その他のトランスコンダクタンス増幅器の入力容量を同様の態様でプレチャージさせることが可能である。例えば、フィードバック増幅器４１３，６１３，８１３，８２３，１０１３，１０２３は、それらの夫々のフィードバックネットワークからの負荷を減少させるためにＶ_fbへプレチャージさせることが可能である。

種々の実施例に基づく例示的動作
以下の説明は、電流フィードバックインスツルメンテーションアンプにおけるオフセットの効果を減少させるための本技術の動作を詳細に説明する。図１３−１７を参照すると、フローチャート１３００，１３５０Ａ，１４１０Ａ，１６００，１６２５Ａの各々は、電流フィードバックインスツルメンテーションアンプにおけるオフセットの効果を減少させるための本技術の種々の実施例によって使用される動作例を例示している。フローチャート１３００，１３５０Ａ，１４１０Ａ，１６００，１６２５Ａは、種々の実施例において、集積回路における回路によって実施されるプロセスを包含している。特定の動作をフローチャート１３００，１３５０Ａ，１４１０Ａ，１６００，１６２５Ａにおいて説明するが、このような動作は例示的なものである。即ち、実施例はフローチャート１３００，１３５０Ａ，１４１０Ａ，１６００，１６２５Ａにおいて示されている動作の変形例及びその他の種々の動作を実施するためにも適切である。理解されるように、フローチャート１３００，１３５０Ａ，１４１０Ａ，１６００，１６２５Ａにおける動作は、ここに定義されているのとは異なった順番で実施することが可能であり、且つフローチャート１３００，１３５０Ａ，１４１０Ａ，１６００，１６２５Ａにおける動作の全てが実施されるものではない場合がある。

図１３は本発明の種々の実施例に基づいて、電流フィードバックインスツルメンテーションアンプにおけるオフセットの効果を減少させるプロセスのフローチャート１３００を例示している。ブロック１３１０において、インスツルメンテーションアンプの入力ステージは、オプションとして、実際に該入力ステージへ入力電圧を印加する前に、入力電圧のバッファしたバージョンでプレチャージさせることが可能である。ブロック１３２０において、フィードバック信号が同様にフィードバック電圧がバッファしたバージョンでプレチャージされる。理解されるように、該プレチャージ電圧は入力及びフィードバック電圧自身とは多少異なる場合がある。然しながら、このような態様でのプレチャージは、入力ステージ及びフィードバックステージの夫々における何等かの入力容量による入力及びフィードバック電圧のローディング即ち負荷を減少させる。

ブロック１３３０は、入力電圧に基づいて中間電圧を発生することに関与する。ブロック１３４０は、該インスツルメンテーションアンプの出力電圧に基づいてフィードバック電流を発生することに関与する。理解されるように、従来のインスツルメンテーションアンプにおいては、該中間電流及びフィードバック電流は、入力ステージ及びフィードバックステージの入力オフセットに起因するエラー成分を有している。従って、ブロック１３５０において、オフセット成分に基づいてゼロ化電流が発生される。理解すべきことであるが、ゼロ化電流を発生することは多数の態様で達成することが可能である。例えば、図１４は、本発明の種々の実施例に基づいてゼロ化電流を発生するプロセスのフローチャート１３５０Ａを例示している。ブロック１４１０において、インスツルメンテーションアンプは増幅形態から自動ゼロ形態へスイッチされる。理解すべきことであるが、このことは、又、多数の態様で達成することが可能である。例えば、図１５は、本発明の種々の実施例に基づいて、インスツルメンテーションアンプを増幅形態から自動ゼロ形態へスイッチングさせるプロセスのフローチャート１４１０Ａを例示している。ブロック１１５１０において、インスツルメンテーションアンプの出力ステージがフィードバックステージにおける入力ステージから離脱される。この出力ステージが該増幅器のその他のステージから分離されている期間中に、インスツルメンテーションアンプの出力を実効的に保持するために付加的な回路を使用することが可能である。ブロック１５２０において、入力ステージ及びフィードバックステージが自動ゼロループと結合される。この自動ゼロループは、実質的に、上に説明し且つ示したものとすることが可能であるが、そのようなものに制限されるものではない。次いで、ブロック１５３０は入力ステージへのコモンモード入力電圧が関与する。同様に、ブロック１５４０は、コモンモードフィードバック電圧をフィードバックステージへ印加することに関与する。

再度図１４を参照すると、ブロック１４２０は、オフセット成分を測定することに関与する。１実施例においては、このことは、積分器を使用して達成されるが、そのようなことに制限されるものではない。次いで、ゼロ化電流が測定されたオフセット成分に基づいて発生される（ブロック１４３０）。ブロック１４４０において、インスツルメンテーションアンプが自動ゼロ形態から増幅形態へ戻すべくスイッチされる。従って、インスツルメンテーションアンプは、ゼロ化電流を継続して注入することにより増幅形態期間中にオフセットの補償を継続して行う。

再度図１３を参照すると、ブロック１３６０は、オプションとして、中間電流、フィードバック電流、ゼロ化電流、又はそれらの任意の組合わせをバッファすることに関与する。１実施例においては、このことはカスコードステージの使用を介して達成することが可能である。ブロック１３７０において、自動ゼロ化された低周波数経路と同時的に動作させることが可能な高周波数経路を使用して特定の周波数（例えば、クロック周波数）より上の周波数において出力電圧を発生する。換言すると、高周波数において、該高周波数経路は該低周波数自動ゼロ化された経路を支配し、且つ該低周波数自動ゼロ化された経路は、スレッシュホールド周波数より低い周波数において該高周波数経路を支配する。

次に図１６Ａ−１６Ｂを参照すると、フローチャート１６００は、本発明の種々の実施例に基づいて、インスツルメンテーションアンプにおけるオフセットの効果を減少させるための別のプロセスを例示している。ブロック１６０５において、インスツルメンテーションアンプの第一入力ステージは、オプションとして、入力電圧のバッファされたバージョンでプレチャージされる。フローチャート１６００においては示されていないが、該増幅器の第一フィードバックステージは、同様にフィードバック電圧でプレチャージさせることが可能である。再度、理解されるように、該プレチャージ電圧は入力及びフィードバック電圧自身とは多少異なっている場合がある。然しながら、このような態様におけるプレチャージは第一入力ステージ及び第一フィードバックステージの夫々における何等かの入力容量による入力及びフィードバック電圧のローディング即ち負荷を減少させる。ブロック１６１０において、第一増幅経路がインスツルメンテーションアンプの第一形態における第一副回路を介して供給される。次いで、ブロック１６１５は、該第一副回路の入力オフセットを第一ゼロ化電流で補償することに関与する。ブロック１６２０において、第一ゼロ化電流は、オプションとして、バッファさせることが可能である。このことは、例えば、カスコードステージで達成することが可能である。理解されるように、その他の電流を同様な態様でバッファさせることが可能である。ブロック１６２５において、インスツルメンテーションアンプの第二副回路の第二ゼロ化電流がキャリブレーションされる。理解すべきことであるが、このキャリブレーションは多数の態様で達成することが可能である。例えば、図１７は、本発明の種々の実施例に基づいて、ゼロ化電流をキャリブレーションするプロセスのフローチャート１６２５Ａを例示している。ブロック１７１０は、コモンモード入力電圧を入力ステージ（即ち、第二副回路の入力ステージ）へ印加することに関与している。ブロック１７２０は、コモンモードフィードバック電圧をフィードバックステージ（即ち、第二副回路のフィードバックステージ）へ印加することに関与している。該コモンモード入力電圧及び該コモンモードフィードバック電圧は、入力ステージ及びフィードバックステージをして入力ステージ及びフィードバックステージの何等かのオフセットに対応する電流を発生させる。従って、ブロック１７３０は、第二副回路のオフセット成分を測定することに関与する。

再度図１６Ａ−１６Ｂを参照すると、ブロック１６３０は、インスツルメンテーションアンプを第一形態から第二形態へスイッチングさせることに関与する。１実施例においては、このスイッチングは、インスツルメンテーションアンプの第一副回路を増幅形態から自動ゼロ形態へスイッチングさせ且つインスツルメンテーションアンプの第二副回路を自動ゼロ形態から増幅形態へスイッチングさせることに関与する。ブロック１６３５において、第二副回路の入力ステージが、オプションとして、入力電圧のバッファされたバージョンでプレチャージされる。同様に、第二副回路のフィードバックステージがフィードバック電圧のバッファされたバージョンでプレチャージさせることが可能である。

ブロック１６４０において、インスツルメンテーションアンプが第二形態にある間に、第二副回路を介して第二増幅経路が与えられる。ブロック１６４５において、第二副回路の入力オフセットが、ブロック１６２５においてキャリブレーションされた第二ゼロ化電流を使用して補償される。ブロック１６５０において、第二ゼロ化電流が、オプションとして、例えば、カスコードステージを使用してバッファされる。ブロック１６５５は、インスツルメンテーションアンプが第二形態にある間に、第一副回路における第一ゼロ化電流をキャリブレーションすることに関与する。１実施例においては、第一ゼロ化電流は、図１７を参照して上述したようにキャリブレーションすることが可能であるが、そのようなものに制限されるものではない。

ブロック１６６０において、インスツルメンテーションアンプは、第二形態から第一形態へ戻されるべくスイッチされる。理解すべきことであるが、第一副回路により与えられる増幅経路と第二副回路との間のスイッチングプロセスは、インスツルメンテーションアンプの動作期間中に多数回繰り返すことが可能である。このように継続して行われるスイッチングは、ゼロ化電流の周期的な再キャリブレーションを可能とし、そのことは、インスツルメンテーションアンプの出力がオフセットエラーがないことを確保する。更に、このピンポン動作は、又、インスツルメンテーションアンプが継続して入力から出力への経路を有していることを確保する。

ブロック１６６５において、自動ゼロ化された低周波数経路と同時的に動作することが可能な高周波数経路を、出力電圧を発生するために使用することが可能である。この経路は、例えば、スレッシュホールド周波数より高い周波数において使用することが可能である。１実施例においては、該高周波数経路はインスツルメンテーションアンプの第一副回路及び第二副回路とは別のものである。

従って、実施例は、入力参照オフセットが非常に低く、入力電流が低く、且つ出力における偶発的スイッチング信号が低レベルであるインスツルメンテーションアンプを可能とする技術を提供している。更に、幾つかの実施例はピンポンアーキテクチャを使用しており、それは、該信号経路内に継続的にオフセットのないステージが存在することを確保し、且つエイリアシングに起因してその際に付加的なオフセットが導入されることはない。付加的に、偶発的な信号は、高周波数フィードフォアワード経路を付加することにより更に減少させることが可能である。

開示した実施例の前の説明は、当業者が本発明を作成するか又は使用することを可能とするために提供されている。これらの実施例に対する種々の修正は当業者にとって自明なものであり、且つここに提示した包括的な原理は本発明の精神又は範囲を逸脱することなしにその他の実施例に対して適用することが可能である。従って、本発明はここに示した実施例に制限されることを意図したものではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一貫する最も広い範囲が与えられるべきものである。

１つの従来の電流フィードバックインスツルメンテーションアンプのブロック図。 ＤＣからのｇ₂及びｇ₃のオフセットを変調させるために図１からｇ₂及びｇ₃の入力及び出力に付加したチョッパースイッチを使用する１つの従来の増幅器を示した概略図。 本発明の種々の実施例に基づく電流フィードバック増幅器のブロック図。 本発明の種々の実施例に基づく電流フィードバック増幅器の概略図。 本発明の種々の実施例に基づいて高周波数フィードフォアワード経路を含む電流フィードバック増幅器のブロック図。 本発明の種々の実施例に基づいて高周波数フィードフォアワード経路を含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプの概略図。 本発明の種々の実施例に基づいて並列入力ステージを含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプの概略図。 本発明の種々の実施例に基づいて並列入力ステージを含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプの概略図。 本発明の種々の実施例に基づいて並列入力ステージ及び高周波数フィードフォアワード経路を含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプのブロック図。 本発明の種々の実施例に基づいて並列入力ステージ及び高周波数フィードフォアワード経路を含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプの概略図。 本発明の種々の実施例に基づいて電流バッファステージを含む電流フィードバックインスツルメンテーションアンプの概略図。 本発明の種々の実施例に基づいてプレチャージ回路を含むインスツルメンテーションアンプの入力ステージを示した概略図。 本発明の種々の実施例に基づいて電流フィードバックインスツルメンテーションアンプにおけるオフセットの効果を減少させるプロセスを示したフローチャート。 本発明の種々の実施例に基づいてゼロ化電流を発生するプロセスを示したフローチャート。 本発明の種々の実施例に基づいて増幅形態から自動ゼロ形態へインスツルメンテーションアンプをスイッチングさせるプロセスを示したフローチャート。 本発明の種々の実施例に基づいてインスツルメンテーションアンプにおけるオフセットの効果を減少させるためのプロセスの前半を示したフローチャート。 本発明の種々の実施例に基づいてインスツルメンテーションアンプにおけるオフセットの効果を減少させるためのプロセスの後半を示した図１６Ａと結合されるべきフローチャート。 本発明の種々の実施例に基づいてゼロ化電流をキャリブレーションするプロセスを示したフローチャート。

Claims (20)

1. インスツルメンテーションアンプにおいて、
   出力電圧を発生する出力ステージ、
   前記出力ステージと結合されている低周波数経路であって、
   差動入力を検知し且つそれに基づいて第一中間電流を発生する第一入力ステージ、
   前記第一入力ステージ及び前記出力ステージと結合されており、前記出力電圧に基づいて第一フィードバック電流を発生する第一フィードバックステージ、
   前記入力ステージと、前記フィードバックステージと、前記出力ステージとに結合されており、前記第一入力ステージ及び前記第一フィードバックステージにおける入力オフセットから発生する前記第一中間電流及び前記第一フィードバック電流におけるエラーを補償するゼロ化電流を発生する自動ゼロ化回路、を有している低周波数経路、
   前記出力ステージと結合されており、特定の周波数より高い周波数において前記低周波数経路を支配する高周波数経路、
   を有しており、前記特定の周波数より低い周波数において前記低周波数経路が前記高周波数経路を支配する、インスツルメンテーションアンプ。
2. 請求項１において、更に、
   前記第一入力ステージと、前記第一フィードバックステージと、前記自動ゼロ化回路と、前記出力ステージとに結合されており、前記第一中間電流、前記第一フィードバック電流、前記ゼロ化電流のうちの少なくとも１つをバッファする電流バッファステージ、
   を有しているインスツルメンテーションアンプ。
3. 請求項２において、前記電流バッファステージが前記出力ステージの入力において観察される入力インピーダンスを増加させるインスツルメンテーションアンプ。
4. 請求項１において、前記高周波数経路が、
   前記出力ステージ、前記第二入力ステージと結合されており、前記差動入力を検知し且つそれに基づいて第二中間電流を発生する第二入力ステージ、
   前記出力ステージ、前記第二フィードバックステージと結合されており、前記出力電圧に基づいて第二フィードバック電流を発生する第二フィードバックステージ、
   を有しているインスツルメンテーションアンプ。
5. 請求項１において、前記自動ゼロ化回路が、前記入力ステージの入力オフセットに対応するオフセット電流を検知すべく動作可能であり、且つ前記フィードバックステージが前記検知されたオフセット電流に基づいてゼロ化電流を発生するインスツルメンテーションアンプ。
6. 請求項５において、前記自動ゼロ化回路が、
   前記第一入力ステージ及び前記第一フィードバックステージへ結合されており、前記オフセット電流を検知すべく動作可能な積分器、
   前記積分器と結合されており、前記ゼロ化電流を発生するトランスコンダクタンス増幅器、
   を有しているインスツルメンテーションアンプ。
7. 請求項１において、前記自動ゼロ化回路が、
   前記第一入力ステージ及び前記第一フィードバックステージと結合されている複数個のスイッチ、
   を有しており、前記スイッチが前記第一入力ステージの入力を入力コモンモード電圧へ短絡させるべく動作可能であり、且つ更に、前記スイッチが前記第一フィードバックステージの入力をフィードバックコモンモード電圧へ短絡させるべく動作可能である、インスツルメンテーションアンプ。
8. 請求項７において、前記スイッチが、前記ゼロ化電流がキャリブレーションされている間、前記出力ステージから前記第一入力ステージ及び前記第一フィードバックステージを一時的に切断させるべく動作可能であるインスツルメンテーションアンプ。
9. 請求項１において、更に、
   前記第一入力ステージと結合されているプレチャージ回路、
   を有しており、前記プレチャージステージは前記第一入力ステージの入力をプレチャージ電圧へ充電させるべく動作可能であり、前記プレチャージ電圧は前記差動入力に基づいている、インスツルメンテーションアンプ。
10. 請求項９において、前記プレチャージ回路は、前記差動入力をロードすることなしに、前記第一入力ステージの前記入力を前記プレチャージ電圧へ充電させるべく動作可能であるインスツルメンテーションアンプ。
11. 請求項９において、前記プレチャージ回路がバッファを有しているインスツルメンテーションアンプ。
12. インスツルメンテーションアンプにおいて、
    出力電圧を発生する出力ステージ、
    前記出力ステージと結合されている低周波数経路であって、
    差動入力を検知し且つそれに基づいて中間電流を発生する入力ステージ、
    前記入力ステージ及び前記出力ステージと結合されており、前記出力電圧に基づいてフィードバック電流を発生するフィードバックステージ、
    前記入力ステージ及び前記フィードバックステージと結合されており、前記インスツルメンテーションアンプを増幅形態と自動ゼロ化形態との間でスイッチさせ、前記自動ゼロ化形態において前記入力ステージ及び前記フィードバックステージの入力オフセットに対応するオフセット電流を検知すべく動作可能であり、且つ更に、前記増幅形態において前記検知したオフセット電流に基づいてゼロ化電流を発生すべく動作可能である自動ゼロ化回路、
    前記出力ステージと結合されており、特定の周波数より高い周波数において前記低周波数経路を支配する高周波数経路、
    を有しており、更に、前記低周波数経路は前記特定の周波数より低い周波数において前記高周波数経路を支配する、インスツルメンテーションアンプ。
13. 請求項１２において、前記自動ゼロ化形態において、前記自動ゼロ化回路が前記出力ステージを前記入力ステージ及び前記フィードバックステージから離脱させ、前記入力ステージ及び前記フィードバックステージを自動ゼロループと結合させ、前記入力ステージをコモンモード入力電圧と結合させ、且つ前記フィードバックステージをコモンモードフィードバック電圧と結合させるべく動作可能であるインスツルメンテーションアンプ。
14. 請求項１２において、更に、
    前記入力ステージ、前記フィードバックステージ、前記自動ゼロ化回路、前記出力ステージと結合されており、前記中間電流、前記フィードバック電流、前記ゼロ化電流のうちの少なくとも１つをバッファする電流バッファステージ、
    前記入力ステージと結合されており、前記入力ステージの入力を前記差動入力に基づいているプレチャージ電圧へ充電すべく動作可能であるプレチャージ回路、
    を有しているインスツルメンテーションアンプ。
15. 電流フィードバックインスツルメンテーションアンプにおけるオフセットの効果を減少させる方法において、
    前記電流フィードバックインスツルメンテーションアンプの入力電圧に基づいて中間電流を発生し、
    前記電流フィードバックインスツルメンテーションアンプの出力電圧に基づいてフィードバック電流を発生し、尚前記中間電流及び前記フィードバック電流は入力ステージ及びフィードバックステージの夫々の入力オフセットに対応するオフセット成分を有しており、
    前記オフセット成分に基づいてゼロ化電流を発生し、尚前記ゼロ化電流は前記オフセット成分を補償するものであり、
    特定の周波数より高い周波数において前記出力電圧を発生させるために高周波数経路を使用する、
    ことを包含している方法。
16. 請求項１５において、更に、
    コモンモード入力電圧を前記入力ステージへ印加し、
    コモンモードフィードバック電圧を前記フィードバックステージへ印加し、
    前記コモンモード入力電圧及び前記コモンモードフィードバック電圧が前記入力ステージ及び前記フィードバックステージへ印加されている間に前記オフセット成分を測定する、
    ことを包含している方法。
17. 請求項１５において、前記ゼロ化電流を発生させる場合に、
    前記インスツルメンテーションアンプを増幅形態から自動ゼロ形態へスイッチさせ、
    前記オフセット成分を測定し、
    前記オフセット成分の測定に基づいて前記ゼロ化電流を発生する、
    ことを包含している方法。
18. 請求項１７において、前記スイッチングを行う場合に、
    前記出力ステージを前記入力ステージ及び前記フィードバックステージから離脱させ、
    前記入力ステージをコモンモード入力電圧へ結合させ、
    前記フィードバックステージをコモンモードフィードバック電圧へ結合させる、
    ことを包含している方法。
19. 請求項１５において、更に、
    前記中間電流、前記フィードバック電流、前記ゼロ化電流をバッファする、
    ことを包含している方法。
20. 請求項１５において、更に、
    前記入力ステージへ前記入力電圧を印加する前に前記入力電圧のバッファしたバージョンで前記入力ステージをプレチャージする、
    ことを包含している方法。

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