JPH05501344A

JPH05501344A - コンピュータ断層撮影に有用な雑音消去光検出器前置増幅器

Info

Publication number: JPH05501344A
Application number: JP3517862A
Authority: JP
Inventors: リブナー，ディビット・ビャード
Original assignee: ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ
Priority date: 1990-09-17
Filing date: 1991-09-11
Publication date: 1993-03-11
Anticipated expiration: 2013-07-23
Also published as: CA2042277A1; US5084639A; WO1992005629A1; JP2779267B2; EP0504373A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】コンピュータ断層撮影に有用な雑音消去光検出器前置増幅器発明の背景本発明は低雑音固体前置増幅回路に関するものであり、更に詳しくはオフセット、電荷注入、ｋＴ／Ｃ雑音および低周波フリッカ雑音の消去を可能とする三相二重自動零点規正スイッチングシーケンスをそなえた二段集積回路増幅器に関するものである。コンピュータ断層撮影の用途に特に有用な回路は、前置増幅器の全体的な周波数補償と併用されたフィルタ方法を用いることにより熱雑音の緩和も行う。

従来技術の説明コンピュータ断層撮影（ＣＴ−ｃｏｍｐｕｔｅｒｉｚｅｄ　ｔｏｍｏｇｒａｐｈｙ）では、シンチレータのすぐ後ろに実装されたホトダイオードのアレー（配列）を使ってＸ線信号が検出される。検出されるべき信号の分解可能なダイナミックレンジは人体で出会うＸ線減衰の範囲により、百方対−１すなわち１２０ｄＢのオーダである。数ＣＴチャネルに対する前置増幅器および後続のアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）を−緒に単一のＣＭＯＳモノリシック集積回路（ＩＣ）上に完全に集積できることから、経済性とシステム構成上の利点が得られる。

しかし、ＣＭＯＳの雑音特性と電源レベルのため、どの信号調節機能のダイナミックレンジも従来では約９５ｄＢに制限されている。

したがって、ＣＭＯ８の光検出器前置増幅器で１２０ｄＢのダイナミックレンジとそれに対応する直線性が達成されることが望ましい。

ＣＴ前置増幅器の従来の構成では、所望の広いダイナミックレンジを達成するため低雑音の接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）の入力のバイポーラ演算増幅器を含む個別部品が使用されてきた。低雑音の充分に集積化されたＣＴ用ＣＭＯ３前置増幅器はこれまで具体化されなかったが、いくつかのＣＭＯ３計測増幅器がある程度これに類似している。しかし、それらの基本的機能は異なっている。

これらのＣＭＯ８計測増幅器の例はたとえば、アール・ディー・イエンおよびビー・アール・グレーによるＩ　ＥＥＥ誌所載の論文、ｒＭＯｓスイッチト・キャパシタ計測増幅器Ｊ　（Ｒ，Ｄ、Ｙｅｎ　ａｎｄＰ、Ｒ，Ｇｒａｙ、’　ＡＭＯ３５ｗ１ｔｃｈｅｄ−Ｃａｐａｃｉｔｏｒ　Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｔｉｏｎ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ″、ＩＥＥＥ　Ｊ、５ｏｌｉｄ−３ｔａｔｅ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ。

Ｖｏｌ、５Ｃ−１７，Ｄｅｃ、１９８２．１）ｐ、１００８−１０１３）、ディー・ジエー・アルストットによるＩＥＥＥＥＥＥ誌所載、「精密可変電源ＣＭＯ８比較器」（Ｄ。

Ｊ、Ａｌｌ５ｔｏｔ、”Ａ　Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ　Ｖａｒｉａｂｊｅ−８ｕｐｐｌｙ　ＣＭＯ３Ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ”、ＩＥＥＥ　Ｊ、５ｏｌｉｄ−３ｔａｔｅ　Ｃ１ｒｃｕｉ　ｔｓ、Ｖｏｌ、５Ｃ−１７，Ｄｅｃ、１９８２．　ｐｐ、１０８０−１０８７）　、ビー・ニス・ソングおよびビー・アール・グレーによるＩ　ＥＥＥ誌所載の論文、「精密湾曲補償ＣＭＯＳバンドギャップ基準Ｊ　（Ｂ、Ｓ、Ｓｏｎｇ　ａｎｄ　Ｐ、Ｒ，Ｇｒａｙ、”　Ａ　Ｐｒｅｃｉｓｉ。

ｎ　Ｃｕｒｖａｔｕｒｅ−Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ　ＣＭＯ３Ｂａｎｄｇａｐ　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ”、ＩＥＥＥＪ、５ｏｌｉｄ　５ｔａｔｅ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、Ｖ。

１．５Ｃ−１８，Ｄｅｃ、１９８３．Ｉ）ｐ、６３４−６４３）ならびにビー・ニス・ソング、エム・エフ・トムプセットおよびケー・アール・ラクシミクマーによるＩ　ＥＥＥ誌所載の論文、「１２ビツト、１メガサンプル／Ｓのコンデンサ誤差平均化パイプラインＡ／Ｄ変換器Ｊ　（Ｂ、Ｓ。

Ｓｏｎｇ、Ｍ、Ｆ、Ｔｏｍｐｓｅｔｔ　ａｎｄ　Ｋ、Ｒ。

Ｌａｋｓｈｍｉｋｕｍａｒ、’Ａ　１２−Ｂｉｔ　１−Ｍｓａｍｐｌｅ／ｓ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ　Ｅｒｒｏｒ−Ａｖｅｒａｇｉｎｇ　Ｐｉｐｅｌｉｎｅｄ　Ａ／Ｄ　Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ”、ＩＥＥＥ　Ｊ、５ｏｌｉｄ−８ｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ、Ｖｏｌ、２３．Ｄｅｃ、１９８８＋ｐｐ、１３２４−１３３３）に示されている。これらの論文で開示された回路は電圧モードの信号の増幅を対象としているのに対して、光検出器前置増幅器は電流モードの信号を増幅しなければならない。

発明の概要したがって、本発明の一つの目的は光検出器で与えられるような低レベル電流モード信号を、これを１２０ｄＢのオーダのダイナミックレンジが得られる対応する電圧モード信号に変換する装置を提供することである。

本発明のもう一つの目的は数チャネルの、アナログ−ディジタル変換を含むＣＴインタフェース機能の単一の集積回路への完全な集積化にそなえてＣＭＯ５技術で具現することができる前置増幅回路を提供する二重である。

要約すると、本発明の一態様によれば、電流信号入力を受けて信号の積分後に出力電圧を発生するために低雑音０Ｍ０３回路が設けられる。この回路の重要な特性はＭＯＳトランジスタを使用するときに通常生じる低周波雑音を消去できることである。発生するＭＯＳトランジスタ特有の理想的でない性質はトランジスタのフリッカおよび熱雑音、電荷注入、電圧オフセット、デバイス不整合、ならびに非直線性等である。本発明による前置増幅回路は相関二重サンプリング（ＣＤＳ：ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ−ｄｏｕｂｌｅ　ｓａｍｐＪｊｎｇ）の使用により低周波雑音を消去し、低域フィルタリングの使用により高周波雑音を制限するように動作する。

図面の簡単な説明図１は本発明による基本的な低雑音前置増幅回路の概略図である。

図２は図１の回路に対する関連のクロック波形を示すタイミング図である。

図３Ａ、３Ｂ１および３Ｃはそれぞれ第一の増幅段の自動零点規正（ａｕｔｏ− ｘｅ＋ｏｉｎｇ）　、第二の増幅段の自動零点規正、および入力電流信号の積分の動作を示す図１の基本前置増幅回路の簡略化された概略図である。

図４は雑音を制限する内部周波数補償を行った本発明による低雑音前置増幅器を示す概略図である。

図５は本発明による低雑音前置増幅回路のシングルエンド形式を示す概略図である。

本発明の実施例の詳細な説明１ｍｌは特有の自動零点規正スイッチングシーケンスを使用することにより殆ど完全にオフセットおよび電荷注入を消去する平衡形で二状態の容量結合された積分器を含む、本発明の低雑音前置増幅器の基本的な回路を示す。第一段には演算増幅器１１が含まれている。演算増幅器１１の反転入力および非反転入力はそれぞれ入力端子１２および１３に接続されている。判御がＡ１の演算増幅器は相補的な電圧出力信号を供給するので、以後、ダブルエンド（または平衡）出力をそなえていると言う。ホトダイオード９の出力は入力端子１２を介して演算増幅器１１の反転入力に結合されている。また、入力端子１３を介して基準電流源（図示しない）を演算増幅器１１の非反転入力に結合することができる。暗電流補正を行うため基準電流源を使用してもよく、あるいは代案としてこれを省略してもよい。もう一つの代案として、増幅器１１に対するダブルエンド入力として動作するように、ホトダイオード９の逆極性出力端子を（図４に示すように）入力端子１３を介して演算増幅器１１の非反転入力に結合してもよい。

演算増幅器１１のダブルエンド出力は容量値が０２の段間結合コンデンサを介して第二の演算増幅器１６の反転入力および非反転入力に交差結合されている。第二の演算増幅器１６は第一の演算増幅器１１とほぼ同じであるが、利得はＡ２である。第二の増幅器１６のダブルエンド出力は低域雑音制限フィルタ１７を介して前置増幅器出力端子１８および１９に結合されて出力電圧を供給する。

第一の帰還路はコンデンサ２１により低域フィルタ１７の正側から演算増幅器１１の反転入力まで形成される。第二の帰還路はコンデンサ２２により低域フィルタ１７の負側から演算増幅器１１の非反転入力まで形成される。帰還コンデンサの容量値はＣ１である。これらの帰還路は前置増幅器の積分機能を行う。

この回路には多数のＣＭＯＳスイッチ対が含まれており、これらのＣＭＯＳスイッチ対は図２に示す種々のクロック相によって制御される。これらのＣＭＯＳスイッチの中の第一のスイッチ対は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２３および２４である。ＦＥＴ２３および２４はそれぞれ演算増幅器１１の正出力と反転入力との間、および負出力と非反転入力との間に結合される。このＦＥＴ対は図２に示すように時間間隔△ｌの間にクロック相φ１によりターンオンされる。次のＣＭＯＳスイッチ対はＦＥＴ２５および２６で構成される。ＦＥＴ２５および２６はそれぞれ演算増幅器１６の正出力と反転入力との間、および負出力と非反転入力との間に結合される。このＦＥＴ対は図２に示すように時間間隔△　およびＡ２の間にクロック相φ１２によりターンオンされる。もう一つの対であるＦＥＴ２７および２８はそれぞれ低域フィルター７の正出力と帰還コンデンサ２１との間、および低域フィルター７の負出力と帰還コンデンサ２２との間に結合される。ＦＥＴ２７および２８は時間間隔△３の間にクロック相φ３によりターンオンされる。最後のスイッチ対はＦＥＴ２９および３１で構成される。ＦＥＴ２９および３１はそれぞれＦＥＴ２７と帰還コンデンサ２１の接続点と回路のアースとの間、およびＦＥＴ２８と帰還コンデンサ２２の接続点と回路のアースとの間に結合される。ＦＥＴ２９および３１は図２に示すように時間間隔△　およびＡ２の間にクロック相φ１２によりターンオンされる。時間間隔△２はクロック相φ １の後であるが、クロック相φ１２の終了前の期間を表す。

図２に示すクロック相によって定められるスイッチングパターンには、それぞれ増幅器１１および１６に対する二つの自動零点規正段階が含まれ、その後に入力電流信号を処理するための積分段階が続く。これらの段階の動作がそれぞれ図３Ａ、３Ｂ、および３Ｃに示されている。時間間隔△１の間、ＦＥＴスイッチ２３．２４お２５．２６が閉じるので、両方の増幅器１１および１６が自動零点規正され、それらの入力に関連しているオフセットおよび雑音電圧がそれらのそれぞれの出力に現れる。ＦＥＴスイッチ２９および３１もこのとき閉じており、ＦＥＴスイッチ２７および２８は開放している。この状態が図３Ａに示されている。

時間間隔△１の終わりに、図３Ｂに示すようにＦＥＴスイッチ２３および２４が開き、増幅器１１の雑音およびオフセットはコンデンサ２１および２２によってサンプリングされ、時間間隔△２の間に増幅器１１の利得によって増幅される。

この増幅された誤差電圧信号はコンデンサ１４および１５の左側に印加され、コンデンサ１４および１５の右側は増幅器１６のオフセットおよび雑音のレベルに保持され続ける。時間間隔△２の終わりにスイッチ２５および２６が開き、増幅された誤差電圧信号はコンデンサ１４および１５を横切って増幅器１６によりサンプリングされる。次に、時間間隔△３の初めに図３０に示すようにコンデンサ２１および２２の右側がアース（０ボルト）から増幅器１６の出力に切り換えられるが、前置増幅器の出力信号は雑音、オフセットおよびスイッチ電荷注入のすべてに拘わらず０ボルトにとどまる。このときの残留オフセットはスイッチ２５および２６を開いたことにより段間コンデンサ１４および１５にサンプリングされる電荷注入および雑音である。しかし、入力換算で、この誤差は増幅器１１の利得に対応する係数Ａｔだけ小さくなる。したがって、これは前置増幅器の第一段に充分な利得を使うことにより無視できる程小さくすることができる。

時間間隔△３は電流信号が実際に積分される時間間隔である。この積分間隔の間、増幅器１１の入力で表された雑音は出力信号を１／βの雑音利得で置き換える。但し、β＝Ｃ，／　（ｃ、＋ｃ、　）であり、ｃｓはホトダイオードの分路容量である。この増幅された雑音は後続の段によりサンプリングすることができる。したがって、出力雑音レベルを小さくするため、図１に示すように低域フィルタ１７をループに含めることにより、どの広帯域熱雑音の帯域幅も制限する。この場合には出力実効値雑音電圧はであることを示すことができる。但し、εは入力換算の熱雑音パワースペクトル密度を（Ｈ２）ｌ／２当たりのボルトの単位で表したものである。ω１は増幅器１６および低域フィルタ１７と縦続接続された増幅器１１の利得が１の帯域幅をラジアン／秒単位で表したものである。このフィルタ処理を具体化するとともに縦続接続された増幅器の周波数補償も行うための有効な方法が図４に示されている。図４では、容量値Ｃｃのコンデンサ３２および３３を付加することにより、極分割手法を使って相φ３の間に前置増幅器の補償を行う。補償コンデンサの値はミラー効果によりＡ２＋１だけ増大する。但し、Ａ２は増幅器１６の利得である。これにより、増幅器１１の出方に支配的な低周波数の極が形成される。（ミラー効果はたとえば、ニー・ニス・セトラおよびケー・ニス・スミスによる著書［マイクロエレクトロニック回路Ｊ　［Ａ、Ｓ、５ｅｄｒａ　ａｎｄＫ、Ｓ、Ｓｍｉ　ｔｈ、’　Ｍｉｃｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ’、Ｈｏ１ｔ、Ｒｉｎｅｈａｒｔａｎｄ　Ｗｉｎｓｔｏｎ、１９８２．Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ。

Ｎ、Ｙ、、ｐｐ　４１−４３］に説明されているようにミラーの回路網定理に基づいている。付加されたコンデンサ３２および３３はまた増幅器１６の出力の容量性負荷により形成される極を高周波に動かし、これにより安定性が得られる。

この接続では、閉ループの利得が１の帯域幅をラジアン／秒単位で表すと、次式が得られる。

ω丁′テβω丁　＝β　（ｇｏ１／　２　Ｃｃ　）　（２）但し、ｇ、１は増幅器１１の相互コンダクタンスである。

この回路について、増幅器１１の入力差動ＭＯＳＦＥＴ対２３．２４の熱雑音の場合に対し、出力雑音を決めることができる。ＭＯＳ）ランジスタの熱雑音パワースペクトル密度（ＰＳＤ−ｐｏｗｅｒ　５ｐｅｃｔｒａｌ　ｃｉｅｎｓｉｔｙ）は次式で表される。

但し、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは０に単位で表した温度である。この場合、増幅器１１の相互コンダクタンスはｇｌｌｌｌであり、出力雑音の分散は次式のように計算される。

また、実効値熱雑音は次式で表される。

興味のあることであるが、この雑音は増幅器１１および１６によって直接決まらず、補償コンデンサの大きさおよび帰還率βによって決まる。通常の雑音レベルを示すだめの一例として、Ｃ＝２００　ｐ　Ｆ、　Ｃ＋　＝７５　ｐ　Ｆ、かつＣｃ、＝３００ｐＦの場合、式（５）を使って出力実効値雑音電圧はσｎｏ＝８．３ μＶとなる。

相補的な光検出器出力信号の利用可能性に応じて、シングルエンド回路を用いてもよい。この場合、図５に示す前置増幅器を使うことができる。この回路で、増幅器１１゛および１６゛　はダブルエンド出力ではなくてシングルエンド出力を供給する点を除けば増幅器１１および１６と同様である。増幅器１１゛　の出力信号は反転増幅器３４（利得が１）によって反転された後、段間結合コンデンサー４に印加される。この回路はシングルエンド入力を用い、シングルエンド出力を供給するので、図１の各スイッチ対に置き換わるものとして１個のスイッチしか必要としない。その他の点では、回路動作は実質的に変わらない。

要するに、本発明による前置増幅回路はオフセットおよび電荷注入を殆ど完全に消去し、通常の相関二重サンプリングによりフリッカ雑音を除去し、そして周波数補償に組み込まれた帯域制限を介して熱雑音を制御する。

本発明のいくつかの好ましい特徴だけを図示し説明してきたが、熟練した当業者は多数の変形および変化を考えつき得る。したがって、本発明の趣旨に合致するこのようなすべての変形および変化を包含するように請求の範囲を記載しである。

如国際調査報告　ｏｒ丁／ＩＩｃ　０Ｍｎ１；ζフ１

Claims

【特許請求の範囲】

１．低レベル電流モードの信号を対応する電圧信号に変換するための、ダイナミックレンジの広い前置増幅回路に於いて、低レベル電流モードの信号を受ける入力および第一の増幅された出力電圧信号を供給する出力をそなえた第一の演算増幅手段、上記第一の演算増幅手段に結合されて、上記第一の増幅された出力電圧信号を反転し、反転された出力信号を供給する反転手段、上記反転手段に結合されて、上記の反転された出力信号をサンプリングする段間結合コンデンサ、上記段間結合コンデンサに結合された入力および第二の増幅された電圧出力信号を供給する出力をそなえた第二の演算増幅手段、上記第一の演算増幅手段の上記入力に結合された帰還コンデンサ手段、および第一の動作段階の間は上記第一の演算増幅手段の上記出力を上記第一の演算増幅手段の上記入力に結合するとともに上記第二の演算増幅手段の上記出力を上記第二の演算増幅手段の上記入力に結合し、第二の動作段階の間は上記第二の演算増幅手段の上記出力を上記第二の演算増幅手段の上記入力に結合し、これにより上記第一および第二の演算増幅手段の自動零点規正を行い、そして第三の動作段階の間は上記第二の演算増幅手段の上記出力を上記帰還コンデンサ手段に結合するスイッチング手段を含むことを特徴とする前置増幅回路。
２．上記第一および第二の演算増幅手段に対して低域フィルタ作用と周波数補償を行うために上記反転手段と上記第二の演算増幅手段の上記出力との間に結合された補償コンデンサ手段も含まれている請求項１記載の前置増幅回路。
３．上記第一および第二の演算増幅手段の各々には、反転入力、非反転入力、第一の正出力、および第二の負の相補的な出力をそれぞれそなえた差動増幅器が含まれており、上記反転手段には上記第二の差動増幅手段の上記入力の一つが含まれている請求項１記載の前置増幅回路。
４．上記第一および第二の演算増幅手段の各々には、単一の出力をそなえたシングルエンド増幅回路がそれぞれ含まれている請求項１記載の前置増幅回路。
５．上記低レベル電流モードの信号を発生するため上記第一の演算増幅手段の入力に結合されたホトダイオードが含まれている請求項１記載の前置増幅回路。
６．低レベル電流モードの信号にインタフェースして対応する電圧信号に変換するための、ダイナミックレンジの広い前置増幅回路に於いて、上記低レベル電流モードの信号を受けるための反転入力および非反転入力をそなえ、かつ第一の正の出力および第二の負の相補的な出力をそなえた第一の演算増幅器、反転入力および非反転入力をそなえ、かつ第一の正の出力および第二の負の相補的な出力をそなえた第二の演算増幅器、上記第一の演算増幅器の上記第一の正の出力と上記第二の演算増幅器の上記非反転入力との間、および上記第一の演算増幅器の上記第二の負の出力と上記第二の演算増幅器の上記反転入力との間にそれぞれ結合された第一および第二の段間結合コンデンサ、上記第一の演算増幅器の上記反転入力および上記第一の演算増幅器の上記非反転入力にそれぞれ結合された第一および第二の帰還コンデンサ、上記第一の演算増幅器の第一の正の出力と反転入力との間、および上記第二の演算増幅器の第二の負の出力と非反転入力との間にそれぞれ結合された第一および第二のスイッチング手段、上記第二の演算増幅器の第一の正の出力と反転入力との間、および上記第二の演算増幅器の第二の負の出力と非反転入力との間にそれぞれ結合された第三および第四のスイッチング手段、および上記第二の演算増幅器の第一の正の出力と上記第一の帰還コンデンサとの間、および上記第二の演算増幅器の第二の負の出力と上記第二の帰還コンデンサとの間にそれぞれ結合された第五および第六のスイッチング手段を含み、第一の動作段階の期間の間は上記第一、第二、第三および第四のスイッチング手段がターンオンされ、その後の第二の動作段階の期間の間は上記第一および第二のスイッチング手段がターンオフされ、かつ上記第三および第四のスイッチング手段がオン状態に留まり、第三の動作段階の期間の間は上記第三および第四のスイッチング手段がターンオフされ、かつ上記第五および第六のスイッチング手段がターンオンされることを特徴とする前置増幅回路。
７．上記第二の演算増幅手段の正の出力と上記第一の帰還コンデンサ手段との間、および上記第二の演算増幅手段の負の出力と上記第二の帰還コンデンサ手段との間に結合された低域フィルタ手段も含まれている請求項６記載の前置増幅回路。
８．上記第五のスイッチング手段と上記第一の帰還コンデンサの接続点と回路のアースとの間に結合された第七のスイッチング手段、および上記第六のスイッチング手段と上記第二の帰還コンデンサの接続点と回路のアースとの間に結合された第ハのスイッチング手段も含まれており、上記第七および第八のスイッチング手段は上記第三の動作段階の期間の間を除いて通常ターンオンされる請求項６記載の前置増幅回路。
９．上記スイッチング手段の各々が電界効果トランジスタで構成されている請求項８記載の前置増幅回路。
１０．上記第一の演算増幅器の第一の正の出力から、上記第一の帰還コンデンサと上記第五のスイッチング手段との間の接続点へ結合された第一の補償コンデンサ、および上記第一の演算増幅器の第二の負の出力から、上記第二の帰還コンデンサと上記第六のスイッチング手段との間の接続点へ結合された第二の補償コンデンサも含まれており、上記第一および第二の補償コンデンサが上記第一および第二の演算増幅器に対して低域フィルタ作用および周波数補償を行う請求項６記載の前置増幅回路。
１１．上記第二の演算増幅器の上記第一の正の出力と上記第五のスイッチング手段との間および上記第二の演算増幅器の上記第二の負の出力と上記第六のスイッチング手段との間に結合された低域フィルタ手段も含まれており、上記低域フィルタは上記第二の演算増幅器の相補的な出力に対応する第一の正の、および第二の負の相補的な出力を供給する請求項６記載の前置増幅回路。
１２．上記低レベルの電流モード信号を発生するため上記第一の演算増幅器の反転入力および非反転入力に結合されたホトダイオードが含まれる請求項６記載の前置増幅回路。