JP2008288070A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】放電灯を高周波で点灯させた場合において、放電管内の気流と点灯周波数が共振する所謂音響共鳴の抑制と、電極表面に発生する輝点の安定を図る。
【解決手段】交流電力を供給す直流−交流変換回路３と、当該交流電力を制御する共振追随制御部６，投入電力演算部１１とを備える放電灯点灯回路である。上記直流−交流変換回路３は、ハーフブリッジインバータを有し、当該インバータの出力端から並列接続される共振回路７，８を備え、上記共振回路７の共振周波数は共振回路８の共振周波数の奇数倍に設定され、上記共振追随制御部６は、上記共振回路８の共振周波数となるスイッチング信号を上記インバータに出力して共振追随動作を行い、上記投入電力演算部１１は直流電圧の値により放電灯への電力を制御するよう構成した。
【選択図】 図１

Description

本発明は、放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯回路に係り、特に所謂音響共鳴の抑制と電極表面に発生する輝点の安定を図る技術分野に関する。

従来、例えば自動車用照明光源に用いられる、メタルハライドランプ等の放電灯の点灯回路には、直流−交流変換回路における電圧変換によって昇圧された出力を放電灯に供給する構成も知られている（例えば、特許文献１参照）。この場合、コンデンサとインダクタンス素子を用いた直列共振回路を備え、当該回路のインピーダンスが周波数によって変換することを利用して、直流−交流変換回路を構成するハーフブリッジの動作周波数（即ち、スイッチング素子の駆動周波数）を変化させることで放電灯への投入電力を制御する。この種の放電灯点灯回路では、一般的には、直流−交流変換回路の周波数のみをスペクトルに持つ正弦波で放電灯を点灯させることになる。

特開２００５−０６３８２１号公報

しかしながら、点灯周波数が１０ｋＨｚを越えると音響共鳴を引き起こし、放電アークが安定しない。特に、約１ＭＨｚまでは連続共鳴帯で、放電アークが安定する点灯周波数はほとんど存在しない。更に周波数を上げると音響共鳴を回避できる周波数は存在し、放電アークの形状は安定するが、電極温度が十分に上がらず、電極表面に現れる輝点が安定せずに移動を繰り返すことになる。この輝点は、放電アークの中で輝度が極めて高い部分であるので、特に放電灯を自動車前照灯用途とした場合には、音響共鳴現象は勿論のこと、当該輝点の移動も照射光のちらつきの要因となり、運転者の視認性を悪化させてしまうおそれがある。

そこで、本発明は、放電灯を高周波で点灯させた場合において、放電管内の気流と点灯周波数が共振する所謂音響共鳴の抑制と、電極表面に発生する輝点の安定を図ることを課題とする。

本発明は、上記した課題を解決するために、放電灯点灯回路は、直流電圧の入力を受け交流電圧を供給するインバータと、上記インバータの出力端に接続される第１の共振回路と、上記インバータの出力端から上記第１の共振回路と並列接続されるもので、その共振周波数が上記第１の共振回路の共振周波数の奇数倍に設定された第２の共振回路とを有する電力供給部と、上記交流電圧と上記第１の共振回路に流れる交流電流とを検出して、上記第１の共振回路の共振周波数近傍となるスイッチング信号を上記インバータに出力して共振追随動作を行う共振追随制御部を含み、放電灯の点灯を制御する制御回路とを備えている。

従って、第１の共振回路の共振周波数の正弦波にその奇数倍の高調波が重畳された波形の電力が放電灯に付与され、更に第１の共振回路の共振周波数となるような共振追随動作、並びに電力制御が行われる。

請求項１の発明によれば、放電灯を高周波で点灯させた場合において、放電管内の気流と点灯周波数が共振する所謂音響共鳴の抑制と、電極表面に発生する輝点の安定を図る放電灯点灯回路を提供することができる。

請求項２の発明によれば、第１及び第２の共振回路の共振周波数の調整を制度良く行うことが可能となる。

請求項３の発明によれば、輝点の安定化がより有効となる。

請求項４の発明によれば、更なる音響共鳴の抑制と輝点の安定を図ることができる。

請求項５の発明によれば、瞬時点灯及び安定点灯を図ることができる。

以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の実施の形態（以下、単に実施の形態と称する）について詳細に説明する。

図１には本発明の一実施の形態に係る放電灯点灯回路の回路構成例を示し説明する。

この図１に示されるように、放電灯点灯回路１は、直流安定化電源２と、当該直流安定化電源２から電源供給を受ける直流−交流変換回路３を備えている。即ち、直流−交流変換回路３は、例えば電力供給部として機能するものである。尚、図中の「Ｖin」は、この実施の形態においては、入力電圧を意味している。

この放電灯点灯回路１では、直流安定化電源２が、直流−交流変換回路３の前段に設けられている。この直流安定化電源２が出力する直流電圧Ｖout（すなわち、直流−交流変換回路３の入力電圧に相当）を操作することで、放電灯１０に供給する電力を制御する。

直流−交流変換回路３は、直流安定化電源２からの直流電圧Ｖoutを受けて交流変換及び昇圧を行うために設けられている。この例では、２つの電界効果トランジスタ５ａ，５ｂと、それらを駆動するための駆動回路４を備える。この駆動回路４としては、ハーフブリッジドライバ等を採用することができる。つまり、これら駆動回路４と電界効果トランジスタ５ａ，５ｂとは、例えばハーフブリッジインバータとして機能する。

互いに直列に接続された電界効果トランジスタ５ａ，５ｂのうち、高段側に配設された電界効果トランジスタ５ａのドレインが直流安定化電源２に接続され、該電界効果トランジスタ５ａのソースが低段側に配設された電界効果トランジスタ５ｂのドレインに接続され、当該電界効果トランジスタ５ｂのソースは直流安定化電源２に接続されている。そして、駆動回路４からの各ゲートに供給される信号によって電界効果トランジスタ５ａ，５ｂは交互にオン／オフ制御されることになる。

直流−交流変換回路３は、電力電送及び昇圧用のトランス９を有している。この例では、その一次側において共振用コンデンサ７ａ，８ａと、インダクタンス素子７ｂ，８ｂとの共振現象を利用した回路構成が用いられている。より詳細には、共振用コンデンサ７ａとインダクタンス素子７ｂは直列に接続されており、第２の共振回路としての共振回路７を構成する。この共振回路７に対して並列に、共振用コンデンサ８ａとインダクタンス素子８ｂは直列に接続されており、第１の共振回路としての共振回路８を構成する。この例では、共振回路８の共振周波数をｆ１とした場合に、共振回路７の共振周波数ｆ２はｆ１の奇数倍となるよう回路設計がされている。

そして、この共振用コンデンサ７ａと誘導性要素としてのインダクタンス素子７ｂ、及び共振用コンデンサ８ａとインダクタンス素子８ｂとの直列共振を利用し、電界効果トランジスタ５ａ，５ｂの駆動周波数を直列共振周波数以上の値に規定して該電界効果トランジスタ５ａ，５ｂを交互にオン／オフさせ、トランス９の二次巻線９ｃに接続された放電灯１０を点灯させる。この放電灯１０は、メタルハライトランプ等からなる。

ここで、共振回路８の共振周波数ｆ１は、共振用コンデンサ８ａの静電容量をＣ１、インダクタンス素子８ｂのインダクタンスをＬ１とするとき、
ｆ１＝１／（２・π・√（Ｃ１・Ｌ１））
となる。同様に、共振回路７の共振周波数ｆ２は、共振用コンデンサ７ａの静電容量をＣ２、インダクタンス素子７ｂのインダクタンスをＬ２とするとき、
ｆ２＝１／（２・π・√（Ｃ２・Ｌ２））
となる。そして、この例では、ｆ２＝ｎｆ１（ｎ＝１，３，５・・・）との関係が成立するように設計されている。これにより、共振周波数ｆ１にその奇数倍の共振周波数ｆ２を重畳することで、放電灯１０への供給電力を矩形波に近似したものとする。

共振回路８の共振用コンデンサ８ａの駆動回路４側の接続端は、共振追随制御部６に接続されており、これによりトランス９の一次側の交流電圧（交流信号）が検出される。共振回路８の共振用コンデンサ８ａとインダクタンス素子８ｂとの接続端は、共振追随制御部６に接続され、これによりトランス９の一次側の交流電流（交流信号）が検出される。

共振追随制御部６は、これら検出した交流電圧及び交流電流の値に基づいて、当該交流電圧と当該交流電流の位相差が０となる所謂共振周波数ｆ１となるようにスイッチング信号を電界効果トランジスタ５ａ，５ｂに出力して共振追随動作（周波数制御）を行う。

尚、上記説明では、共振用コンデンサ７ａ（８ａ）とインダクタンス素子７ｂ（８ｂ）により共振回路が構成されるものとしたが、共振用コンデンサ７ａ（８ａ）とトランス９の一次側巻き線９ａ（９ｂ）のインダクタンス（リーケージインダクタンス）とで共振回路を構成し、これらの共振を利用することもできる。あるいは、共振用コンデンサ７ａ（８ａ）とインダクタンス素子７ｂ（８ｂ）とトランス９の一次側巻き線９ａ（９ｂ）のインダクタンス（リーケージインダクタンス）とで共振回路を構成し、これらの共振を利用することもできる。

一方、トランス９の二次巻線９ｃには検出用端子が設けられており、当該検出用端子は投入電力演算部１１に接続されている。これにより、放電灯１０にかかるランプ電圧が検出される。さらに、トランス９の二次巻線９ｃと検出用抵抗１３の接続端は投入電力演算部１１に接続されている。これにより、放電灯１０に流れるランプ電流が検出される。投入電力演算部１１は、これら検出したランプ電圧及びランプ電流からランプへの投入電力を演算し、その演算結果に基づいて制御信号を、出力電圧が可変可能な直流安定化電源２に供給することで、その出力である直流電圧Ｖoutの制御を行い、よって放電灯１０への供給電力を制御する。これにより、放電灯の瞬時点灯や安定した点灯動作を図る。

ここで、図２及び図３の概念図を参照して、正弦波点灯と矩形波点灯での放電灯に関わる各種特性（ランプ電圧、電流、投入電力、電極温度）の相違につき説明する。

即ち、図２は正弦波点灯に係る特性図であり、図２（ａ）はランプ電圧、図２（ｂ）はランプ電流、図２（ｃ）はランプへの投入電力、図２（ｄ）は放電灯の片側の電極温度の特性を示している。これに対して、図３は矩形波点灯に係る特性図であり、図３（ａ）はランプ電圧、図３（ｂ）はランプ電流、図３（ｃ）はランプへの投入電力、図３（ｄ）は電極温度の特性を示している。ランプ電圧とランプ電流は略同位相関係にある（図２（ａ），（ｂ）及び図３（ａ），（ｂ）参照）。ここでは図示を簡略化して示していないが、ランプ電圧波形には、実際には極性切替時の再点弧電圧が重畳し歪んだ波形となる。図２（ｃ），（ｄ）及び図３（ｃ），（ｄ）は、片方の電極にとっての投入電力、電極温度という位置付けで図示している。

電極は、陽極になったときにイオンの衝突によって温度が上昇し、陰極になったときに温度が下がる。この陽極になったときの温度上昇は、電力波形に依存し（図２（ｃ）及び図３（ｃ）参照）、正弦波点灯では電極温度上昇は緩やかであるが（図２（ｄ）参照）、矩形波点灯では温度上昇が大きい（図３（ｄ）参照）。次いで、陰極になったときは電極が冷めていくことになる。この冷却過程の特性上の傾きは、電極の熱容量によって決まるので、正弦波点灯でも矩形波点灯でも同じである（図２（ｄ）、図３（ｄ）参照）。

以上より明らかなように、矩形波点灯の方が正弦波点灯よりも電極温度は高くなる。

そこで、本実施の形態に係る放電灯点灯回路では、正弦波点灯を基本的に採用し、その上で矩形波点灯時と同様の効果を得ることに主眼を置いている。そして、矩形波をフーリエ変換すると、基本周波数の正弦波と、その奇数次高調波が現れることに着目し、前述したような共振回路７，８を採用し、奇数次高調波（例えば、３次高調波）を重畳させることで、矩形波に近い波形を生成し、これにより点灯波形を加工するものである。

その様子は、図４に示される通り、図４（ａ）に示される正弦波（基本波）に、図４（ｂ）に示されるような奇数次高調波（この例は３次高調波）を重畳することで、図４（ｃ）に示されるような矩形波に近い波形を生成する。尚、ランプ電圧高調波の振幅は、３次高調波であれば１／３、５次高調波であれば１／５、７次高調波であれば１／７となる。

以上の観点から、この実施の形態に係る放電灯点灯回路では、前述したような構成により、共振周波数での動作となるように、トランスの１次電圧と１次電流が揃う周波数で直流−交流変換回路３を動作させるように制御を行う。更に、直流−交流変換回路３の入力電圧を操作することで、ランプへの投入電力を制御する。これは、出力電圧可変の直流安定化電源を直流−交流変換回路３の入力に印加することで実現する。

尚、図１の実施の形態では、第１の共振回路の共振周波数の３倍に設定された第２の共振回路のみを設けたが、例えば５倍に設定された第３の共振回路を更に設けても良い。その場合、更に音響共鳴の抑制と輝点の安定を図ることができる。

次に、図５乃至図７を参照して、直流安定化電源２の回路構成を更に詳述する。

図５には、降圧チョッパ方式の回路構成例を示し説明する。

この図５に示されるように、電源端子は、スイッチング素子２５を介して直流電源ＶBに接続されている。図中の「Ｖin」は、入力電圧、ここでは特に直流入力電圧を意味している。一の電源端子は電界効果トランジスタ２１のドレインに接続されている。この電界効果トランジスタ２１のゲートは制御入力端子に接続され、ソースはチョークコイル２３を介して一の出力端子に接続されている。他の電源端子は他の出力端子に接続されている。整流用のダイオード２２は、カソードが電界効果トランジスタ２１のソースとチョークコイル２３との接続端に接続され、そのアノードが他の電源端子と他の出力端子とを結ぶラインに接続されている。そして、出力平滑化のためのコンデンサ２４は、その一端がチョークコイル２３と一の出力端子との接続端に接続され、他端が他の電源端子と他の出力端とを結ぶラインに接続されている。

このような構成において、電界効果トランジスタ２１のゲートに投入電力演算部１１からの制御信号が付与されて当該電界効果トランジスタ２１がオンされると、整流用のダイオード２２に電流が流れる。そして、制御信号により電界効果トランジスタ２１がオフされると、チョークコイル２３に蓄積されたエネルギーが出力端子より直流電圧Ｖoutとして供給される。このとき、コンデンサ２４により直流電圧Ｖoutは平滑化されている。

図６には、フライバック方式の回路構成例を示し説明する。

この図６に示されるように、トランス３２の１次側巻線３２ａの一端は一の電源端子に接続され、他端は電界効果トランジスタ３１のドレインに接続されている。電界効果トランジスタ３１のソースは他の電源端子と一の出力端子とを結ぶラインに接続され、ゲートは制御入力端子と接続されている。トランス３２の２次側巻線３２ｂの一端は上記ラインに接続され、他端は整流用のダイオード３３のアノードに接続されている。このダイオード３３のカソードは他の出力端子に接続されている。このダイオード３３と出力端子との接続端と上記ラインとの間に並列にコンデンサ３４が接続されている。尚、ここでは図示を省略しているが、電源端子はスイッチング素子を介して直流電源に接続される。図中の「Ｖin」は、入力電圧、ここでは特に直流入力電圧を意味している。この「Ｖin」は図１に示した同符号に対応するものである。

このような構成において、投入電力演算部１１からの制御信号が電界効果トランジスタ３１のゲートに付与されると、当該電界効果トランジスタ３１がオンされ、トランス３２にエネルギーが蓄積される。制御信号により電界効果トランジスタ３１がオフされると整流用のダイオード３３を介してエネルギーが出力端子より直流電圧Ｖoutとして供給される。電界効果トランジスタ３１のオフ時には、コンデンサ３４の放電でエネルギーを供給するので、フォワード方式に比して容量の大きいコンデンサ３４が必要となる。

図７には、昇圧チョッパ方式の回路構成例を示し説明する。

この図７に示されるように、一の電源端子はチョークコイル４２を介してダイオード４３のアノードに接続され、当該ダイオード４３のカソードは一の出力端子に接続されている。上記チョークコイル４２とダイオード４３との接続端は、電解効果トランジスタ４１のドレインに接続されており、当該電界効果トランジスタ４１のソースは他の電源端子と他の出力端子との接続端に接続されている。この電解効果トランジスタ４１のゲートは制御入力端子に接続されている。一の電源端子と一の出力端子を結ぶラインと他の電源端子と他の出力端子を結ぶラインとの間にコンデンサ４４が並列に接続されている。尚、ここでは図示を省略しているが、電源端子はスイッチング素子を介して直流電源に接続されている。図中の「Ｖin」は、入力電圧、ここでは特に直流入力電圧を意味している。この「Ｖin」は図１に示した同符号に対応するものである。

このような構成において、電解効果トランジスタ４１がオフしたときのチョークコイル４２から発生する逆起電力を利用してダイオード４３を介してエネルギーが出力端子より直流電圧Ｖoutとして供給される。このとき、コンデンサ４４により直流電圧Ｖoutは平滑化されている。

以上説明したように、本発明の一実施の形態に係る放電灯点灯回路は、直流−交流変換回路のハーフブリッジインバータの出力端から並列接続される共振回路７，８を備え、上記共振回路７の共振周波数が共振回路８の共振周波数の奇数倍に設定され、制御手段としての共振追随制御部６が上記共振回路８の共振周波数となるスイッチング信号を上記インバータに出力して共振追随動作を行い、制御手段としての投入電力演算部１１が電源電圧の値により放電灯への電力を制御するよう構成される。従って、放電灯を高周波で点灯させた場合において、放電管内の気流と点灯周波数が共振する所謂音響共鳴の抑制と、電極表面に発生する輝点の安定を図ることができる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれに限定されることなくその趣旨を逸脱しない範囲で種々の改良・変更が可能であることは勿論である。

例えば、前述した実施の形態では、直流電源入力を一例として挙げて説明を進めてきたが、これに限定されることなく、交流電源入力を採用することもできる。

この場合には、図１の直流安定化電源２に変えて、図８，９に示されるような電源回路を採用することになる。即ち、図８の構成では、前述した図６のフライバック方式の回路構成の前段にダイオードＤ１乃至Ｄ４からなる整流回路５１が配設されている。この整流回路５１のさらに前段には、スイッチング素子５７を介して交流電源５８が接続されている。この整流回路５１により交流入力が全波整流され、コンデンサ５２により平滑化された後、フライバック方式の電源安定化回路に供給される。図９の構成では、出力平滑化用のコンデンサ５２が設けられていない点で、図８と相違するが、基本動作は同じである。尚、図９では図示を省略しているが、整流回路５１の前段には、スイッチング素子を介して交流電源が接続されている。図９の回路構成では、全波整流された出力に脈流の影響がでる場合もあり、電界効果トランジスタ５３の負荷は高くなるが、一般的には許容できる範囲内である。図８，９において、トランス５４の入力端に示された「Ｖin」は、図１のＶinに対応するものであり、入力電圧を意味している。また、図８，９において、電界効果トランジスタ５３、トランス５４、整流用ダイオード５５、コンデンサ５６は、それぞれ図６の符号３１乃至３４に対応し、その動作も図６と同様である。

本発明の一実施の形態に係る放電灯点灯回路の回路構成図。 （ａ）乃至（ｄ）は正弦波点灯に係る特性図。 （ａ）乃至（ｄ）は矩形波点灯に係る特性図。 基本波に奇数次高調波を重畳させる過程を説明する概念図。 直流安定化電源としての降圧チョッパ方式の回路構成図。 直流安定化電源としてのフライバック方式の回路構成図。 直流安定化電源としての昇圧チョッパ方式の回路構成図。 交流入力を採用する場合の安定化電源の回路構成図。 交流入力を採用する場合の安定化電源の他の回路構成図。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、２…直流安定化電源、３…直流−交流変換回路、４…駆動回路、５ａ…電界効果トランジスタ、５ｂ…電界効果トランジスタ、６…共振追随制御部、７…共振回路、７ａ…共振用コンデンサ、７ｂ…インダクタンス素子、８…共振回路、８ａ…共振用コンデンサ、８ｂ…インダクタンス素子、９…トランス、９ａ…１次巻線、９ｂ…１次巻線、９ｃ…２次巻線、１０…放電灯、１１…投入電力演算部。

Claims (5)

1. 直流電圧の入力を受け交流電圧を供給するインバータと、上記インバータの出力端に接続される第１の共振回路と、上記インバータの出力端から上記第１の共振回路と並列接続されるもので、その共振周波数が上記第１の共振回路の共振周波数の奇数倍に設定された第２の共振回路とを有する電力供給部と、
   上記交流電圧と上記第１の共振回路に流れる交流電流とを検出して、上記第１の共振回路の共振周波数近傍となるスイッチング信号を上記インバータに出力して共振追随動作を行う共振追随制御部を含み、放電灯の点灯を制御する制御回路とを備えた
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 上記第１の共振回路は、第１のインダクタ及び第１のコンデンサ及びトランスの第１の１次巻き線を有し、上記第２の共振回路は、第２のインダクタ及び第２のコンデンサ及びトランスの第２の１次巻き線を有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 上記第２の共振回路の共振周波数は上記第１の共振回路の共振周波数の３倍に設定されており、
   上記第１の共振回路の共振周波数の正弦波に３倍の高調波が重畳される
   ことを特徴とする請求項１及び２のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
4. 上記インバータの出力端に上記第１及び第２の共振回路と並列に接続され、インダクタ、コンデンサ及びトランスの１次巻き線からなり、上記第１の共振周波数のｍ倍（ｍは５以上の奇数）の共振周波数に設定された、少なくとも一つの更なる共振回路を備え、
   上記第１の共振周波数の正弦波に上記ｍ倍の高調波が更に重畳される
   ことを特徴とする請求項３に記載の放電灯点灯回路。
5. 上記直流電圧を供給する直流安定化電源を備え、
   当該直流安定化電源は、上記直流電圧を上記インバータに供給すると共に、上記トランスの２次巻線から検出されたランプ電圧及びランプ電流に基づいて上記直流電圧の制御を行い、放電灯の電力を制御する
   ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の放電灯点灯回路。

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