JP2008278622A - １ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】低回転におけるトルク制御では低回転域の振動と騒音を低減するが高回転域までの運転は出来ず、高回転域では正弦波通電での高速運転ができるが、低回転域の振動と騒音が大きくなる。
【解決手段】上記課題を解決するために本発明は、低回転域では振動、音を考慮したトルク制御を行い、高回転域ではＤＣブラシレスモータ１の相電流を正弦波にして進角させる。これを両立させる切り換え区間を設け出力電力で制御を行うことで、信頼性の高いモータ制御装置を提供することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法に関するものである。

ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来１２０゜通電制御の方式（例えば、特許文献１参照）と、正弦波１８０゜通電制御（例えば、特許文献２、又は特許文献３参照）がある。

１２０゜通電方式として特許文献１に記載されたものは、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。

１８０゜通電方式として特許文献２、３に記載のものは、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検知信号を得ている。この位置検知信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である。
特開平１−００８８９０号公報 特開平７−２４５９８２号公報 特開平７−３３７０７９号公報

図１２を用いて従来の制御について説明する。１２０゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。また、１２０゜通電では、１相当たり誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を１５０゜程度に設定して運転させようとすると、１相当たり誘起電圧が電気角３０゜分しか連続確認できず、通常運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。また、この構成では、１８０゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。

図１２（ａ）は１２０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧６０に対して相電流６１の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流６２の位置まで進角させる。しかし、相電流６２の位置より進角させることは困難であるため、最高回転数も低くなり、限定された速度範囲しか運転できない課題がある。

図１２（ｂ）は正弦波通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。この方式によると、通常運転時には誘起電圧６５に対して相電流６６の位置に設定し、最高回転数を増加させる。１２０°通電と比較してより進角させることが出来るが、ロータリーコンプレッサーにおいて負荷トルク変動の大きな低回転域での音、振動の低減が出来ないという課題があった。

前記従来の課題を解決する為に、本発明の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法は、低回転域では振動、音を考慮したトルク制御を行い、高回転域ではＤＣブラシレスモータ１の相電流を正弦波にして進角させるものであり、これらを両立させる切り換え区間を設け出力電力で制御を行うようにしたものである。これによって、信頼性の高いモータ制御装置を提供することができる。

本発明は、高速領域ではＤＣブラシレスモータの相電流を正弦波とし、正弦波通電時のみ相電流を誘起電圧に対して進角させる進角制御を行い、本制御をトルク制御と同時に行うため切り換え区間を出力電力によって設定し、制御の重複する区間を排除するものである。

また、ＤＣブラシレスモータの入力電圧急変時においても、進角制御とトルク制御と同時に行う区間を排除するものである。

また、ＤＣブラシレスモータの負荷急変時においても、進角制御とトルク制御と同時に行う区間を排除するものである。

（実施の形態１）
請求項１、３、４に記載の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転方法を図１から図５を用いて説明する。

図１は本発明の制御ブロック図である。

図１において、ＤＣブラシレスモータ１に連結された１ピストンロータリーコンプレッサー７と、スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換しＤＣブラシレスモータ１に供給する直流交流変換手段２と、直流交流変換手段２の出力電流を検出する出力電流検出手段３と、出力電流検出手段３から出力されるモータ回転数情報８に基づいて所定の電圧波形を出力する電圧制御手段４と、所定の電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、直流電圧情報３１を電圧制御手段４にフィードバックする直流電圧検出手段９とで構成される空気調和機のＤＣブラシレスモータ制御装置である。

図２は、速度領域における電圧制御手段４の出力の選択を示す図である。図２において、ＤＣブラシレスモータ１の速度領域を示し左端を０Ｈｚとした横軸２０と、電圧制御手段４の出力が公知のトルク制御相電流となる電圧波形Ａ２１の出力区間と、電圧制御手段４の出力が公知の１２０°通電相電流から公知の正弦波通電の相電流となる電圧波形Ｂ２２の出力区間と、電圧制御手段４の出力が正弦波通電の相電流を誘起電圧に対し進角させるＣ２３の出力区間と、電圧波形Ａ２１と電圧波形Ｂ２２の切り替え点２４（以降ｆｔ）と電圧波形Ｂ２２と電圧波形Ｃ２３の切り替え点２５（以降ｆｗ）を示しており、ｆｔとｆｗの関係は、０＜ｆｔ＜ｆｗとなる。

図３は、トルク制御と１２０°通電の混在度合いを設定するトルク制御ゲインＧｔとモータ回転数８の関係を示す図である。図中、ｆｔにおいてＧｔ＝０となる、ゲインカーブ２７と、トルク制御の最低駆動速度２８を表している。

図４を用いて直流交流変換手段出力電力Ｗｉ（以下Ｗｉ）の算出方法を説明する。Ｗｉは直流交流変換手段の出力電圧Ｖｏ（以下Ｖｏ）とＩｏと位相差φの関数である。Ｖｏはインバータ駆動部１２によってモータ２０の制御を行うために、Ｖｄとインバータの駆動信号よりｄｑ軸上のベクトル

として算出されている。ｄｑ軸はモータ制御において既知であるので説明を省略する。Ｉｏはインバータ出力電流検出回路９のインバータ電流出力９８にてインバータ駆動部１２に入力され、同じくｄｑ軸上のベクトル

として算出されている。また、位相差φはｄｑ軸上でベクトルＶｏとベクトルＩｏの角度差で表され、図４に示すベクトル図となる。このとき電力Ｗｉは、

と定義できる。右辺はベクトルの内積の計算式でもあるので、

となる、ここでベクトルＶｏを数１、ベクトルＩｏを数２で置き換えると

としてＷｉが計算される。

図１のように構成された、１ピストンロータリーコンプレッサーの本発明における運転方法を説明する。起動より特定の回転数まではモータ回転数情報８を検出することが困難なため、公知の同期運転によりＤＣブラシレスモータ１の運転を開始し特定の回転数まで加速させ、それ以上のＤＣブラシレスモータ１の低速領域では電圧制御手段４は電圧波形Ａ２１を出力し公知のトルク制御により１ピストンロータリーコンプレッサー７の低速回転領域の音、振動の低減を行っている。電圧制御手段４は、トルク制御と１２０°通電の混在度合いを設定するトルク制御ゲインＧｔ（０％＜＝Ｇｔ＜＝１００％）と、モータ回転数情報８との関係を図３に示すように、ｆｔでトルク制御ゲイン＝０％、つまり１２０°通電のみにする制御を行うことで、脱調が発生することなく安定した電圧波形Ａ２１から電圧波形Ｂ２２への切り替えを実現している。

電圧波形Ｂ２２の出力区間では、モータ回転数情報８を基に電圧制御手段４の出力ｄｕｔｙを１００％まで増加させ、相電流の振幅を増加した後、電圧制御手段４の出力を電圧波形Ｃ２３の正弦波になるように通電角を１２０°から通電角１８０°にまで広げ、ｆｗにおいて正弦波となる制御を行う。

電圧波形Ｃ２３の区間では、誘起電圧１０に対し相電流をモータ回転数情報８を基に演算されるα°（０＜＝α＜＝６０）進角させることで、高速領域までの運転を実現している。

本制御を行うとき、ＤＣブラシレスモータ１の負荷が増大すると、ＰＷＭ信号のデューティを１００％まで増加させてもモータ回転数が増加せず電圧波形Ｂ２２の区間が狭くなり、さらには式２６の関係が成り立たなくなる可能性があり、こうなった場合トルク制御と進角制御を同時に行うこととなり脱調現象の発生は免れない。また、直流電圧の減少によりＤＣブラシレスモータ１の回転数が急激に低下した場合においても、トルク制御と進角制御が同時に行われる可能性がある。

電圧制御手段４は図５（ａ）に表すように、０＜Ｘ≦ｆｗのときα＝０、ｆｗ＜Ｘ≦ｆｗ１のときα＝ｂＸ（ｂは傾きを表す定数と定義する）、ｆｗ１＜Ｘのとき、α＝α１で表される１次関数によって増減し、常に０＜ｆｔ＜ｆｗの関係を満足する。ｆｗはＷｉの関数で増減させ、Ｗｉが大きいときはｆｗを減少方向に補正し、Ｗｉが小さいときはｆｗは増加方向に補正することで、負荷に応じた回転数と進角を適切に与えることが出来る。Ｗｉが増大した場合、前記の通りｆｔ＞ｆｗとなりうるが、図５（ｂ）のようにｆｔとなった時α＝０°とすることにより進角制御が入らないよう制御を行うことで、安定した１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転を行うことができる。

（実施の形態２）
請求項１、２、５に記載の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転方法を図２、図３、図６、図７を用いて本発明の第２の実施の形態について説明する。

図２、図３は実施の形態１と同様である。図６は、本発明の制御ブロック図である。基本制御は実施の形態１と同様のため、説明は省略する。

ＰＷＭ信号のデューティを１００％まで増加させてもモータ回転数が増加せず０＜ｆｔ＜ｆｗの関係を満足しない可能性があるため、図７のように直流電圧がＶＬまで低下した場合α＝０とすることで直流電圧の低下によらず安定した１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転を行うことができる。

（実施の形態３）
図２、図３、図８、図９を用いて本発明の第３の実施の形態を説明する。図２、図３は実施の形態１の通りである。図８は、本実施の形態の制御ブロック図である。実施の形態１の構成に、熱交換器４１の温度検出手段４０と、外気温度検出手段４２を設け、熱交換器温度４３をＴｈ、外気温度４４をＴｏする。

本実施例の温度検出手段４０と、外気温検出手段４２はサーミスタと抵抗の分圧により、電圧を検知する。基本制御は実施例１と同様のため、説明は省略する。

図９（ａ）に示すように、Ｔｈ−Ｔｏ＝Ｔｌを求め、ＴｌがＴＯを満足する範囲である場合、ＤＣブラシレスモータ１の負荷が過負荷であると判断し、図９（ｂ）に示すようにα＝０とする。これにより、安定した１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転を行うことができる。

（実施の形態４）
図２、図３、図１０、図１１を用いて本発明の第４の実施の形態を説明する。図２、図３は実施の形態１の通りである。図１０は、本実施の形態の制御ブロック図である。

本実施の形態は、実施の形態１の構成に、１ピストンロータリーコンプレッサー７の振動をピックアップする振動検出手段であるトルクゲージ５０を備えたものであり、振動情報５１を電圧制御手段４にフィードバックする。

図２の電圧波形Ｃ２３の区間における進角α°（０＜＝α＜＝６０）を進角制御中に発生するＤＣブラシレスモータ１の振動情報５３を基に図１１（ａ）に示すように振動値Ａまでの間振動情報５１が振動値Ａよりも増加した場合αを減少させ、そうでない場合、振動情報５１がある振動値Ａとなるまでαを増加させるというステップ制御を行うことでαを負荷によって微調整を行うことが出来、高速領域までの安定した運転を実現している。また、振動とともに発生する音をフィードバックし、図１１（ｂ）に示すようにある音圧Ｂまでαをステップ制御により増減させることにより同様の効果が得られる。その他の基本制御は実施の形態１と同様のため、説明は省略する。

本発明は１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転にたいして幅広く適用できるものである。

実施の形態１におけるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図 実施の形態１〜４における速度領域と制御方式を示す図 実施の形態１〜４におけるモータ回転数とゲインの関係を示す図 実施の形態１におけるＷｉの計算式と内積のベクトル説明図 実施の形態１におけるＤＣブラシレスモータの回転数とαの関係を示すグラフ 実施の形態２におけるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図 実施の形態２におけるＤＣブラシレスモータの回転数と直流電圧の関係を示すグラフ 実施の形態３におけるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図 （ａ）実施の形態３におけるＤＣブラシレスモータに接続される熱交換器と外気温度との差と、外気温度よりＴＯを決定するグラフ（ｂ）実施の形態３における熱交換器と外気温度の差と、αの関係を示すグラフ 実施の形態４におけるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図 （ａ）実施の形態４におけるＤＣブラシレスモータの振動値とαの関係を示すグラフ（ｂ）実施の形態４におけるＤＣブラシレスモータの音圧とαの関係を示すグラフ 従来のＤＣブラシレスモータの電気角に対する相電流と誘起電圧を示す図

符号の説明

１ ＤＣブラシレスモータ
２ 直流交流変換手段
３ 出力電流検出手段
４ 電圧制御手段
５ ＰＷＭ制御手段
６ 直流電源
７ １ピストンロータリーコンプレッサー
８ モータ回転数情報
９ 直流電圧検出手段
１０ 直流電圧情報
２０ モータ回転数
２１ 電圧波形Ａの区間
２２ 電圧波形Ｂの区間
２３ 電圧波形Ｃの区間
２４ ｆｔ切り替え点
２５ ｆｗ切り替え点
２７ ゲインカーブ
２８ 最低駆動速度
４０ 温度検出手段
４１ 熱交換機
４２ 外気温検出手段
４３ 熱交換器温度
４４ 外気温度
５０ トルクゲージ
５１ 振動情報
６０ １２０°通電誘起電圧波形
６１ １２０°通電相電流波形
６２ １２０°通電進角時相電流波形
６５ 正弦波通電時誘起電圧波形
６６ 正弦波通電時相電流波形

Claims (7)

1. ＤＣブラシレスモータに連結されたロータリーコンプレッサーと、スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し前記ＤＣブラシレスモータに供給する直流交流変換手段と、前記直流交流変換手段の出力電流を検出する出力電流検出手段と、前記出力電流検出手段から出力される出力電流情報に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、前記電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するＤＣブラシレスモータ制御装置において、前記ＤＣブラシレスモータが前記出力電流情報によりモータ回転数ｆｔ（０＜ｆｔ）までは所定の電圧波形１を電圧制御手段により出力し、前記ｆｔよりモータ回転数ｆｗの間は所定の電圧波形２を出力し、前記ｆｗ以上では前記ＤＣブラシレスモータに流れる電流位相角を所定の物理量１により決定されるα°（０°＜＝α＜＝６０°）進角させると共に所定の電圧波形３を出力するとき、所定の条件１に基づき、ｆｔ＜ｆｗを満足することを特徴とする１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法。
2. 直流電圧を検出する直流電圧検出手段を有し、前記直流電圧検出手段の出力を所定の条件１とすることを特徴とする請求項１記載の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法。
3. 直流電圧検出手段の出力と出力電流より求められる、直流交流変換手段の出力電力を所定の条件１とすることを特徴とする請求項１記載の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法。
4. 所定の物理量１は、モータ回転数情報であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法。
5. 所定の物理量１は、ロータリーコンプレッサーの本体、またはその周辺の振動または音を検出し出力する振動検出手段または音検出手段の出力であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法。
6. 振動検出手段は、トルクゲージを用いたものであることを特徴とする請求項５に記載の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法。
7. 音検出手段は、音検知センサを用いたものであることを特徴とする請求項５に記載の１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御方法。

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