JP2008263701A - 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】駆動電源用のコンデンサに印加される電圧の高周波リプルを低減し、コンデンサ及び装置全体の小型化を可能にした絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】直流入力電圧を１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂを有する絶縁トランス５Ａにより所定の大きさの直流電圧に変換し、主巻線１１ａ及び補助巻線１１ｂを有する平滑用のチョークコイル１１Ａを介して出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。直流電源１の両端に接続された１次巻線５ａとＭＯＳＦＥＴ４との直列回路と、２次巻線５ｂの両端に接続されたダイオード７と主巻線１１ａと負荷６との直列回路と、ＭＯＳＦＥＴ４をオン・オフ制御する制御回路２と、を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、補助巻線１１ｂの両端に接続された全波整流回路２０とその出力側の両端子間に接続されたコンデンサ１２と定電圧回路３とを備え、その出力電圧を制御回路２の駆動電源電圧として用いる。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流入力電圧を所望の大きさの直流出力電圧に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、詳しくは、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御回路の駆動電源電圧を生成する技術に関するものである。

この種の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、従来からよく知られており、一般的な方式として、例えば非特許文献１に記載されている１石フォワードコンバータがある。

図４は、上記１石フォワードコンバータの実用回路の構成を示している。図４において、１は入力端子に接続された直流電源、２は制御回路、３は制御回路２に一定の電圧を供給する定電圧回路、４はスイッチング素子としての電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、５は１次巻線５ａ（巻数をＮ_１とする）、２次巻線５ｂ（巻数をＮ_２とする）及び補助巻線５ｃを備えたトランス、６は出力端子に接続された負荷、７〜１０はダイオード、１１は出力平滑用のチョークコイル、１２は定電圧回路３を介して制御回路２に電源電圧を供給するためのコンデンサ、１３は出力平滑用のコンデンサ、１４は限流抵抗である。

この回路の動作について、図５を用いて説明する。
図４の回路では、例えばＰＷＭ制御される制御回路２の動作によってＭＯＳＦＥＴ４が所定の周期でオン・オフする。いま、ＭＯＳＦＥＴ４がオンすると、トランス５の１次巻線５ａに直流電源１の電圧Ｖ_ｉｎが印加され、トランス５の２次巻線５ｂには、巻数比（Ｎ_２／Ｎ_１）に比例した電圧Ｖ_ｔ２（＝Ｖ_ｉｎ×（Ｎ_２／Ｎ_１））が発生する。また、このときのチョークコイル１１の両端電圧Ｖ_Ｌは、Ｖ_ｉｎ×（Ｎ_２／Ｎ_１）−Ｖ_ｏｕｔとなっている。
ここで、トランス５の２次巻線５ｂの電圧Ｖ_ｔ２が出力電圧Ｖ_ｏｕｔより高いとダイオード７がオンし、チョークコイル１１を介して負荷６にエネルギーが供給される。

一方、ＭＯＳＦＥＴ４がオフすると、トランス５の２次巻線５ｂには、チョークコイル１１に蓄えられたエネルギーによりそれまでと逆極性の電圧Ｖ_ｔ２が発生し、整流素子としてのダイオード７がオフ、還流素子としてのダイオード８がオンとなり、負荷６に引き続きエネルギーが供給される。
また、前記トランス５に設けられた補助巻線５ｃにより、ダイオード１０を介してコンデンサ１２が充電され、定電圧回路３を介して制御回路２へ電源電圧を供給する。

この際、スイッチング素子４がオンしたときに発生するトランス５の補助巻線５ｃの電圧がコンデンサ１２に印加される。なお、起動時のように、トランス５にエネルギーが蓄積されていない場合には、直流電源１から限流抵抗１４、ダイオード９を介してコンデンサ１２が充電される。
コンデンサ１２の両端電圧Ｖ_Ｃは、定電圧回路３を介することにより、安定した電源電圧として制御回路２に供給されることになる。

次に、図６は、特許文献１に開示されている別の１石フォワードコンバータの回路構成図である。
図４との主な相違点は、補助巻線を有しないトランス５Ａと、主巻線１１ａ及び絶縁された補助巻線１１ｂを有するチョークコイル１１Ａとを用いた点である。そして、上記補助巻線１１ｂの両端にダイオード１０とコンデンサ１２とが直列に接続され、直流電源１の両端に定電圧回路３とダイオード９とコンデンサ１２とが直列に接続されている。
この従来技術では、ＭＯＳＦＥＴ４がオフしたときにチョークコイル１１Ａの補助巻線１１ｂに発生する電圧によりコンデンサ１２を充電し、この電圧を制御回路２に電源電圧として供給している。

図６の動作を、図７を用いて更に説明する。
ＭＯＳＦＥＴ４がオフしたときには、前述したようにダイオード７がオフ、ダイオード８がオンしているため、チョークコイル１１Ａの主巻線１１ａにはコンデンサ１３の両端電圧つまり、負荷６の電圧Ｖ_ｏｕｔが印加されていることになる。ここで、チョークコイル１１Ａの補助巻線１１ｂには、主巻線１１ａと補助巻線１１ｂとの巻数比に比例した電圧が発生し、ダイオード１０がオンする。

その結果、図７からも明らかなように、数式１に示す充電電圧Ｖ_ｃが発生するので、この電圧Ｖ_ｃが制御回路２に電源電圧として供給される。
［数式１］
Ｖ_ｃ＝Ｖ_ｏｕｔ×（Ｎ_１２／Ｎ_１１）−Ｖ_ｆ
なお、数式１において、Ｎ_１１はチョークコイル１１Ａの主巻線１１ａの巻数、Ｎ_１２は同じく補助巻線１１ｂの巻数、Ｖ_ｆはダイオード１０の順方向電圧降下である。

また、起動時のように、トランス５Ａにエネルギーが蓄積されていない場合には、直流電源１から定電圧回路（起動回路）３及びダイオード９を介してコンデンサ１２を充電し、コンデンサ１２の電圧が所定値に達した後は、定電圧回路３の動作を停止して前記補助巻線１１ｂからの充電に切り替えるようになっている。

「パワーエレクトロニクス回路」，株式会社オーム社，Ｐ２６７〜Ｐ２６９，平成１２年１１月３０日発行 特開平６−２８４７１４号公報（段落［００１２］、図５等）

図４、図６に示した従来技術において、制御回路２に電源電圧を供給するためのコンデンサ１２には、ＭＯＳＦＥＴ４のオンまたはオフに同期したパルス状の高周波電圧（数１０〜数１００〔ｋＨｚ〕オーダの周波数の電圧）が印加される。
図４の従来技術では、ＭＯＳＦＥＴ４がオンした時間に、トランス５の１次巻線５ａと補助巻線５ｃとの巻数比に比例した入力電圧がコンデンサ１２に印加される。
また、図６の従来技術では、ＭＯＳＦＥＴ４がオフした時間に、チョークコイル１１の主巻線１１ａと補助巻線１１ｂとの巻数比（Ｎ_１２／Ｎ_１１）に比例した負荷電圧がコンデンサ１２に印加されて電源電圧として利用される。この電圧は、図７の波形からもわかるように大きなリプルを発生させる原因となる。

よって、コンデンサ１２としてはリプル耐量のあるコンデンサが必要となり、制御回路２に供給する電圧が高くなれば高くなるほど、大きなリプル耐量をもつコンデンサを選択しなければならない。

例えば、制御回路２に１０〔Ｖ〕の電源電圧を供給する場合、１０〔Ｖ〕かつ数１００〔ｋＨｚ〕のリプルに対応したコンデンサ１２を選択する必要がある。このため、従来技術では、コンデンサの容量が増加して部品や装置が大型化するおそれがあり、複数のコンデンサを並列接続して対応しようとすると、部品点数が増加することになる。
また、対応策として、平滑用のチョークコイルを追加してコンデンサのリプルを低減することも考えられるが、この場合にも大型化や部品数の増加を招くという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、駆動電源用のコンデンサに印加される電圧の高周波リプルを低減し、コンデンサ及び装置全体の小型化を可能にした絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電源から入力される電圧を、１次巻線及び２次巻線を有する絶縁トランスにより所定の大きさの直流電圧に変換し、この直流電圧を、主巻線及び補助巻線を有する平滑用のチョークコイルを介して負荷に供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記直流電源の両端に接続された前記１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、前記２次巻線の両端に接続された整流素子と前記主巻線と前記負荷との直列回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせるための制御回路と、を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチング素子のオン・オフにより前記補助巻線に発生する電圧を全波整流してなる直流電圧を用いて、前記制御回路の駆動電源電圧を得るものである。

請求項２に記載した発明では、請求項１に記載した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記補助巻線の両端に接続されたダイオードブリッジからなる全波整流回路と、この全波整流回路の出力側の両端子間に接続されたコンデンサと、このコンデンサの電圧を定電圧化する定電圧回路と、を備え、
前記定電圧回路の出力電圧を前記制御回路の駆動電源電圧として用いたものである。

本発明においては、チョークコイルの補助巻線に発生する電圧を全波整流して駆動電源用のコンデンサを充電することにより、トランスの１次巻線に直列接続されたスイッチング素子のオン・オフ全期間の電圧を利用して駆動電源電圧を生成している。このような作用により、従来技術に比べてコンデンサに印加される電圧の高周波リプルを低減させ、コンデンサの容量を小さく抑えることができる。従って、小型かつ単一のコンデンサを使用可能とし、コンデンサ及び装置全体の小型化を実現することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図６と同一の構成要素については同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。

図１の実施形態では、チョークコイル１１Ａの補助巻線１１ｂの両端に全波整流回路２０が接続されており、その出力側の両端子間にコンデンサ１２が接続されている。
また、直流電源１の両端には、図４と同様に、限流抵抗１４とダイオード９とコンデンサ１２とが直列に接続されており、ダイオード９とコンデンサ１２との接続点は、定電圧回路３を介して制御回路２に接続されている。この制御回路２は、例えばＰＷＭ制御によりＭＯＳＦＥＴ４をオン・オフする駆動信号を生成するものである。

上記全波整流回路２０は、図２に示す如く、ダイオード２１〜２４により構成された周知のダイオードブリッジ回路であり、入力の正負の電圧を正側の電圧に変換する。このようなダイオードブリッジ回路は、モジュール単位でチップ状のＩＣとして部品化されているため、全波整流回路２０の存在が大型化を招くおそれはない。

次に、この実施形態の動作を、図３を参照しつつ説明する。なお、図３と図７とは、コンデンサ１２の両端電圧の波形のみが異なっている。
図１において、まず、ＭＯＳＦＥＴ４がオフしたときには、前述のように整流素子としてのダイオード７がオフ、還流素子としてのダイオード８がオンしているため、チョークコイル１１Ａの主巻線１１ａにはコンデンサ１３の両端電圧、つまり負荷６の電圧Ｖ_ｏｕｔが印加されていることになる。

ここで、チョークコイル１１Ａの補助巻線１１ｂには、主巻線１１ａと補助巻線１１ｂとの巻数比（Ｎ_１２／Ｎ_１１）に比例した電圧が発生し、この電圧は、全波整流回路２０を介してコンデンサ１２の両端に数式２の充電電圧Ｖ_Ｃ２を発生させる。
［数式２］
Ｖ_Ｃ２＝Ｖ_ｏｕｔ×（Ｎ_１２／Ｎ_１１）−Ｖ_ｆ２ （ＭＯＳＦＥＴ４のオフ時）

一方、ＭＯＳＦＥＴ４がオンしたときには、前述したようにトランス５Ａの１次巻線５ａに直流電源１の電圧Ｖ_ｉｎが印加され、トランス５Ａの２次巻線５ｂには１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの巻数比（Ｎ_２／Ｎ_１）に比例した電圧Ｖ_ｔ２が発生する。
ここで、チョークコイル１１Ａの補助巻線１１ｂには、主巻線１１ａと補助巻線１１ｂとの巻数比（Ｎ_１２／Ｎ_１１）に比例した電圧が発生し、この電圧は、全波整流回路２０を介してコンデンサ１２の両端に数式３の充電電圧Ｖ_Ｃ２ ^’を発生させる。
［数式３］
Ｖ_Ｃ２ ^’＝｛Ｖ_ｉｎ×（Ｎ_２／Ｎ_１）−Ｖ_ｏｕｔ｝×（Ｎ_１２／Ｎ_１１）−Ｖ_ｆ２ （ＭＯＳＦＥＴ４のオン時）

なお、数式２，数式３において、Ｖ_ｉｎは入力電圧、Ｎ_１はトランス５Ａの１次巻線５ａの巻数、Ｎ_２は同じく２次巻線５ｂの巻数、Ｎ_１１はチョークコイル１１Ａの主巻線１１ａの巻数、Ｎ_１２は同じく補助巻線１１ｂの巻数、Ｖ_ｆ２は全波整流回路２０内のダイオードの順方向電圧降下である。

上述した本実施形態を従来技術と比較すると、図３と図７との比較からも明らかなように、本実施形態ではＭＯＳＦＥＴ４のオン・オフに関わらず、大きさの変動が少ない直流電圧がコンデンサ１２に印加されるため、よりリプルの少ない直流電圧を、定電圧回路３を介して制御回路２に供給することができる。つまり、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ４のオン・オフ全期間の電圧を利用して制御回路２の電源電圧を生成しているので、図６に示した従来技術に比べてコンデンサ１２に印加される電圧の高周波リプルを低減させ、コンデンサ１２の容量を小さく抑えることができる。
また、トランス５Ａの１次巻線５ａ、２次巻線５ｂの巻数、及び、チョークコイル１１Ａの主巻線１１ａ、補助巻線１１ｂの巻数を適宜調整することにより、ＭＯＳＦＥＴ４のオン・オフ全期間にわたってほぼ一定の直流電圧をコンデンサ１２に供給することも可能である。

上記のように、本実施形態によれば、駆動電源用に大容量のコンデンサや並列接続される複数のコンデンサ等を用いなくても、コンデンサ１２に印加される電圧の高周波リプルを低減することができるため、コンデンサ１２及び装置全体の小型化が可能である。また、前述した如く、新たに追加される全波整流回路２０はチップ状部品として実現可能であるから、装置の小型化という観点からは特に問題にならない。

なお、本発明は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
例えば、上記実施形態では、トランス５Ａの１次側に接続されるスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを例示したが、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ等の各種のスイッチング素子を用いることもできる。

また、ダイオード７，８をＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子に置き換え、これらのスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴ４（トランス５Ａの１次側のスイッチング素子）に同期させて交互にオン・オフさせてもよい。その場合、ダイオード７，８と比較すると電圧降下が小さくなるので、損失を低減させることができる。
更に、全波整流回路２０の出力端子間に別のスイッチング素子を設け、このスイッチング素子をオン・オフ（チョッパ動作）させてコンデンサ１２の充電電圧を所定値に制御することも可能である。

本発明の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。 図１における全波整流回路の構成図である。 図１に示した実施形態の動作説明図である。 従来技術としての１石フォワードコンバータの回路構成図である。 図４の動作説明図である。 別の従来技術としての１石フォワードコンバータの回路構成図である。 図６の動作説明図である。

符号の説明

１：直流入力電源
２：制御回路
３：定電圧回路
４：ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
５，５Ａ：トランス
５ａ：１次巻線
５ｂ：２次巻線
５ｃ：補助巻線
６：負荷
７〜１０：ダイオード
１１，１１Ａ：チョークコイル
１１ａ：主巻線
１１ｂ：補助巻線
１２，１３：コンデンサ
１４：限流抵抗
２０：全波整流回路
２１〜２４：ダイオード

Claims (2)

1. 直流電源から入力される電圧を、１次巻線及び２次巻線を有する絶縁トランスにより所定の大きさの直流電圧に変換し、この直流電圧を、主巻線及び補助巻線を有する平滑用のチョークコイルを介して負荷に供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記直流電源の両端に接続された前記１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、前記２次巻線の両端に接続された整流素子と前記主巻線と前記負荷との直列回路と、前記スイッチング素子をオン・オフさせるための制御回路と、を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記スイッチング素子のオン・オフにより前記補助巻線に発生する電圧を全波整流してなる直流電圧を用いて、前記制御回路の駆動電源電圧を得ることを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記補助巻線の両端に接続されたダイオードブリッジからなる全波整流回路と、この全波整流回路の出力側の両端子間に接続されたコンデンサと、このコンデンサの電圧を定電圧化する定電圧回路と、を備え、
   前記定電圧回路の出力電圧を前記制御回路の駆動電源電圧として用いたことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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