JP2008228113A - Ｏｆｄｍ伝送方式における受信方法及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】アダプティブアレイアンテにおいて最大Ｃ／Ｎ比合成を可能とすること。
【解決手段】ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を受信装置で受信したときのＣ／Ｎ比の演算方法である。特定周波数の整数倍であって受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、最大周波数Ａとする。この離散的フーリエ変換の後のスペクトルにおいて、サブキャリアが配置される周波数位置であって、サブキャリアの存在しない特定周波数の整数倍のスペクトル強度を求め、そのスペクトル強度からＣ／Ｎ比を求める。その各アンテナ系統のＣ／Ｎ比に応じた振幅にして、各アンテナの受信信号を合成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式の送信信号をアダプティブアレイアンテナを用いて受信する受信方法及び受信装置に関する。本発明は、信号のＣ／Ｎ比が最大となるように各アンテナの受信信号を合成するようにした装置に関する。特に、各アンテナ毎の各受信電波のＣ／Ｎ比を簡単な構成で求めて、このＣ／Ｎ比に応じた大きさで、各アンテナ毎の各受信信号を合成するようにした受信方法及び受信装置に関する。

近年、伝送方式として、互いに直交する複数本の副搬送波（サブキャリア）を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式（OFDM: Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing) が知られ、地上波ディジタル放送や無線ＬＡＮなどに用いられている。

一方、ＯＦＤＭ伝送方式は、移動体通信への応用も検討されている。その移動体通信では、アダプティブアレイアンテナを用いて、最大比合成により、受信電力を高くすることが行われている。しかし、Ｃ／Ｎ比を高くする合成については、検討されていない。

下記特許文献１には、ＯＦＤＭの復調装置において、受信信号から雑音成分を除去する装置が開示されている。この技術では、１シンボル期間のｎ倍の期間の時間波形について離散的フーリエ変換を行って、正規のサブキャリアの周波数間隔の１／ｎ間隔の線スペクトルを得て、そのスペクトルからサブキャリアだけを除去して、雑音スペクトルだけを抽出している。そして、その抽出された雑音スペクトルを逆フーリエ変換して、時間軸上の雑音を発生させて、受信信号からその雑音を減算することで、受信信号から雑音を除去するものである。

特開２００３−１５２６７５号公報

しかしながら、この方法では、フーリエ変換器への入力点数がｎ倍になり、フーリエ変換の演算負荷が増大する。また、入力点数がｎ倍の逆フーリエ変換器も必要となる。
さらに、１シンボルのｎ倍の期間の時間波形においてはシンボルが変化するので、シンボルの境界で波形がステップ的に変化する。したがって、１シンボルのｎ倍の時間期間のフーリエ変換の結果は、サブキャリア毎の線スペクトルにはならず、sin(ω)/ωのスペクトルとなり、サブキャリア間においても、サブキャリアのサイドローブが存在し、正確な雑音成分だけを抽出できる訳ではない。

したがって、上記特許文献１の方法により、フーリエ変換したスペクトルからサブキャリア成分と雑音成分とを抽出して、Ｃ／Ｎ比を演算するとしても、正確な値を求めることはできない。
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、ＯＦＤＭ伝送方式にけおるアダプティブアレイアンテナを用いた受信方法及び受信装置において、簡単な構成により、Ｃ／Ｎ比の高い合成を実現できるようにすることである。

上記課題を解決するための第１の発明は、ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信する受信方法において、アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号のＣ／Ｎ比を演算し、各アンテナの各受信信号の振幅を、そのＣ／Ｎ比に応じた大きさにして、合成することを特徴とする受信方法である。

すなわち、本発明は、アダプティブアレイアンテナにおいて、Ｃ／Ｎ比に応じた大きさで、受信信号を合成するようにしたことが特徴である。

第２の発明は、第１の発明において、各受信信号の振幅は、各アンテナの受信信号を合成する際の重み係数の絶対値により、変化させることを特徴とする。
アダプティブアレイアンテナでは、たとえば、合成後の信号の電力が最大となるように、振幅と位相とを変化させて、合成する重み付け装置を有している。この重み付け装置における重み係数の絶対値が、Ｃ／Ｎ比の大きい受信信号程、大きくなるようにしている。

第３の発明は、第１の発明において、各受信信号の振幅は、各アンテナの受信信号を増幅する増幅器の増幅率により、変化させることを特徴とする。
各アンテナ系統毎に、各アンテナの出力を増幅する増幅器を設けて、この増幅器の増幅率を、受信信号のＣ／Ｎが大きい信号程、大きくするようにしている。

第４の発明は、第１乃至第３の何れか一の発明において、Ｃ／Ｎ比の演算は、各アンテナの受信信号の離散的フーリエ変換の後のスペクトルにおいて、サブキャリアに割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を求め、そのスペクトル強度からＣ／Ｎ比を求めることを特徴とする。

ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を復調するとき、少なくとも、情報符号によって変調されたサブキャリアが存在しないところのヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトルが得られるように、離散的フーリエ変換される。ただし、サブキャリアに割当られる周波数位置であることが必要である。また、ヌルキャリアが割当られている特定周波数とは、信号帯域の下限、上限近くには、ガードバンドによるヌルキャリアが設けられているので、このヌルキャリアの周波数を特定周波数とする。また、この特定周波数とサブキャリアの最低周波数との差は、大きい程、望ましい。この特定周波数のスペクトルは雑音成分のみとなる。このような離散的フーリエ変換のスペクトルには、サブキャリアのないスペクトル成分、すなわち、純粋な雑音成分と、変調されたサブキャリアが存在するスペクトル成分とを得ることができるので、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。

たとえば、ＯＦＤＭ地上波ディジタルテレビジョン放送の場合、選局後の中間周波数帯域（アナログ信号としてはベースバント）の信号は、周波数４ＭＨｚを中心として、１．２ＭＨｚから６．８ＭＨｚまでの帯域幅５．６ＭＨｚの信号となる。この時、サブキャリアは、１ｋＨｚ間隔（正確には、０．９９２ｋＨｚ間隔であるが、説明を簡単にするため、以下、サブキャリアは１ｋＨｚ間隔とする）で割当られるが、１ＭＨｚ、７ＭＨｚには、変調されたサブキャリアは存在せずヌルキャリアとなっている。理解を簡単にするために、この例について、本発明により、Ｃ／Ｎ比が求められる原理について説明する。

１．第１の方法
離散的フーリエ変換においては、この特定周波数は、ルヌキャリアとして扱われる。１ＭＨｚ、７ＭＨｚのスペクトルの強度は、正確に、雑音成分の強度を示している。したがって、少なくもと、この１ＭＨｚである特定周波数の整数倍のスペクトルが得られるように、受信信号を離散的フーリエ変換し、１ＭＨｚと７ＭＨｚのスペクトルの強度を平均して雑音強度Ｎを求め、２、３、４、５、６ＭＨｚのスペクトルの強度を平均してサブキャリア強度Ｃを求めることができる。これから、Ｃ／Ｎ比を正確に演算することができる。

この場合には、sin 、cos による直交変調されて多重化された状態の信号を処理するとして、周波数の負領域を含めて、１６点のスペクトルが得られれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。そして、１ＭＨｚからサブキャリアの最低周波数である１．２ＭＨｚとの周波数差は、０．２ＭＨｚである。離散的フーリエ変換を行う場合には、その出力値の１ＭＨｚでの値に、サブキャリアの情報が含まれないためには、離散的フーリエ変換の周波数分解能を０．２ＭＨｚ以下とすることが必要となる。このため、時間軸上のウインドウは５μｓ必要となる。

このウインドウに、シンボルの境界が含まれると、上述したようにサブキャリアのサイドローブがサブキャリア間に発生するために、正確な雑音強度を求めることができない。しかし、１シンボルの期間を１ｍｓとすると、５μｓの離散的フーリエ変換のウインドウは、１シンボル期間の1/200 となり、シンボルの境界をこのウインドウに含む確率は1/200 となり、Ｃ／Ｎ比の演算精度を低下させることはない。

また、本発明では、特定周波数の整数倍のスペクトル強度が得られるように、受信信号を離散的フーリエ変換すれば良いので、離散的フーリエ変換の出力に特定周波数の整数倍以外のスペクトルが含まれていても良い。したがって、上記の地上ディジタルテレビジョン放送の場合においては、時間軸上のウインドウは、５μｓ以上の１ｍｓ未満の範囲で１μｓの整数倍であれば、任意の値に設定することができる。たとえば、サンプリング周波数が１６ＭＨｚであれば、１６ＭＨｚ×５μｓ＝８０点のサンプリング点数となり、最低８０点以上で１６点の整数倍の点数の離散的フーリエ変換を行えば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。離散的フーリエ変換をＦＦＴで実現するならば、１２８点のＦＦＴを用いることができる。これらのフーリエ変換において、１ＭＨｚの整数倍周波数のスペクトル以外は不要となる。このようにして、１ＭＨｚのスペクトルにサブキャリアの情報が現れることなく、１ＭＨｚの整数倍の周波数のスペクトルを得ることができる。１２８点のＦＦＴを用いた場合には、時間軸上のウインドウは、８μｓとなり、０．１２５ＭＨｚ間隔のスペクトルが得られることになる。

次に、一般的なシステムにおける離散的フーリエ変換の変換行列の係数について検討する。離散的フーリエ変換の変換行列の要素は、exp(-j2πik/n) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…ｎであり、ｎはサンプリング点数である。このうち、求めたい特定周波数の整数倍の周波数では、ｉが０又はｍの倍数、ｉ＝ｍｐとなる。ただし、ｍは、求めたい特定周波数の整数倍の周波数の１間隔当たりのサンプリング数であり、ｐは求めたい特定周波数の整数倍の周波数の番号である。上記例で言えば、求めたい周波数は、０、１、２、３ＭＨｚ…などのｐＭＨｚ周波数であり、ｍは１ＭＨｚ幅当たりのサンプリング数となる。上記の８０点サンプリングの場合には、ｎ＝８０、ｍ＝５である。

結局、求めたい周波数を、整数ｐで表すと、周波数ｐのスペクトルを求めるための係数は、exp(-j2πpk/(n/m) )となり、複素座標上の単位円を２π/(n/m)の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。n/m は、当然に整数となり、n/m ＭＨｚがサンプリング周波数である。また、(n/m) / ２は、ｐの最大値であり、離散的フーリエ変換の出力する最大周波数に対応する。ｐの最大値をｓとすれば、係数は、exp(-jπpk/s) となる。ｓ＝２^q （ただし、ｑは整数）に選択すると、係数の実部、虚部の絶対値は、ｓ＝２の時、０，１の２種類、ｓ＝４の時、０，１，sin(π/4) の３種類、ｓ＝８の時、０，１，sin(π/4) ，sin(π/8) ，cos(π/8) の５種類、ｓ＝１６の時、０，１，sin(π/4) ，sin(π/8) ，cos(π/8) ， sin( π/16)， cos( π/16)，sin(3 π/16)，cos(3 π/16)の９種類だけで求めることができる。各ｐについて、k を0 〜ｎまで変化させた時の係数を、サンプリング値に掛け算する必要があるが、これらは、k=２ｓの周期で繰り返されるだけである。上記の１．２ＭＨｚ〜６．８ＭＨｚ帯の地上ディジタル放送の場合には、１ＭＨｚの整数倍のスペクトルを求めることになる。したがって、ｓ＝８であるから、変換行列の要素として、５種類の値だけを用いて、フーリエ変換をすることができる。

サブキャリアの電力を求めるに当たっては、２ＭＨｚ以上の１ＭＨｚの整数倍の周波数だけでなく、得られているスペクトルにおける全てのサブキャリアの電力を平均して、この平均電力をサブキャリアの電力としても良い。また、第１の方法では、サンプリング周波数は、上記の例で言えば、帯域の設計上の上限である最大周波数８ＭＨｚの２倍以上あれば良い。サンプリング周波数ｆ_C とするとき、ナイキスト周波数はｆ_C ／２となるので、このｆ_C ／２を、設計上の仮想帯域の最大周波数、すなわち、離散的フーリエ変換の出力する最大周波数とすれば良い。この周波数ｆ_C ／２と、実際の帯域の上限（たとえば、８ＭＨｚ）より上で、ｆ_C ／２より下の周波数領域は、離散的フーリエ変換の出力が０となるだけである。したがって、サンプリング周波数は、帯域の設計上の上限である最大周波数８ＭＨｚの２倍以上あれば、良い。

２．第２の方法
以下の方法によると、さらに、離散的フーリエ変換を簡単化することができる。上記の例から分かるように、信号キャリアの存在しない周波数の整数倍のスペクトル強度を求める最も簡単な場合は、信号帯域を中心周波数で２分して、低帯域と高帯域とするとき、（上記の例では、１．２〜４ＭＨｚの低帯域と、４〜６．８ＭＨｚの高帯域）低帯域と高帯域とのそれぞれで、１ＭＨｚの整数倍のスペクトルにおいて、１本のスペクトルだけ、ヌルキャリアとするように、選択する場合である。この場合に、離散的フーリエ変換の入力点数と出力点数を最小にすることができる。すなわち、１．２〜４ＭＨｚの低帯域の１、２、３、４ＭＨｚのスペクトルを得るようにしても良い。この場合にも、周波数分解能は、０．２ＭＨｚ以下とすることが必要であるから、ウインドウは５μｓである。離散的フーリエ変換の出力の範囲は、−４ＭＨｚ〜４ＭＨｚとなるから、８ＭＨｚ／０．２ＭＨｚ＝４０点のサンプリング点数があれば、１ＭＨｚにおいて、サブキャリアが漏れることなく、１ＭＨｚの整数倍の周波数のスペクトルを得ることができる。この場合のサンプリング周波数は、４０／５μｓ＝８ＭＨｚとなる。

すなわち、４０点の離散的フーリエ変換を行えば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。離散的フーリエ変換をＦＦＴで実現するならば、６４点のＦＦＴを用いることができる。これらのフーリエ変換において、１ＭＨｚの整数倍周波数のスペクトル以外は不要となる。受信信号の中間周波数帯域信号を８ＭＨｚでサンプリングすると、０〜４ＭＨｚ帯域のスペクトルに、４〜８ＭＨｚ帯域のスペクトルがナイキスト周波数４ＭＨｚで折り返されて、重なったスペクトルとなる。すなわち、このスペクトルにおいては、１ＭＨｚの雑音成分は、本来の１ＭＨｚの雑音と、本来の７ＭＨｚの雑音成分との和の値となる。他の２、３、４ＭＨｚのサブキャリアは、６ＭＨｚ、５ＭＨｚ、４ＭＨｚのサブキャリアと、それぞれ、重なったものとなる。しかし、信号を正確に復調する必要はなく、サブキャリアの電力を検出すれば良いので、スペクトルは、このように、上記の高帯域が低帯域に４ＭＨｚで反転されて重ねられていても問題はない。したがって、離散的フーリエ変換の出力のうち、２、３、４ＭＨｚのサブキャリア１本当たりの平均電力強度をサブキャリアの強度とし、１ＭＨｚのスペクトルの強度を雑音強度とすれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。

この方法においても、第１の方法で説明したように、離散的フーリエ変換の変換行列の要素は、exp(-j2πik/n) で表される。第２の方法は、受信信号の帯域幅は同一条件、時間軸上のウインドウの長さも同一にして、第２の方法に対して、サンプリング周波数を１／２とし、離散的フーリエ変換の出力する最大周波数を１／２、サンプリング点数を１／２としたことである。したがって、上記の地上ディジタルテレビジョン信号の例で言えば、ｎ＝４０、ｍ＝５、ｐの最大値ｓは４である。したがって、離散的フーリエ変換の変換行列の要素は、絶対値で、３種類の値だけで表現でき、演算が、第１の方法に比べて、さらに、簡単となる。また、離散的フーリエ変換の点数も１／２にすることができ、演算が簡単となる。

３．第３の方法
もしも、高帯域の折り返しを禁止するのであれば、受信信号の正規にサンプリングされたディデタル信号に、帯域を２分するディジタルフィルタを操作して、一方の帯域の信号に対して、帯域幅の２倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングする。上記の地上ディジタル放送の例で言えば、受信信号の正規にサンプリングされたディデタル信号に、帯域０〜４ＭＨｚのディジタルフィルタを操作して、０〜４ＭＨｚの帯域に制限した後、８ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、０〜４ＭＨｚのスペクトルを正確に得ることができる。そして、１、２、３、４ＭＨｚのスペクトルにおいて、１ＭＨｚの周波数の電力を雑音電力とし、２、３、４ＭＨｚの周波数の平均電力をサブキャリア電力とすれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。また、ディジタル信号に、帯域４〜８ＭＨｚのディジタルフィルタを操作して、スペクトルを帯域４〜８ＭＨｚに制限した後、４ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、０〜４ＭＨｚ帯域のスペクトルを得ることができ、上記と同様にして、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。この２分された帯域に対して、上記の処理を行って求めたそれぞれの雑音強度の平均値とそれぞれのサブキャリア強度の平均値を求めて、Ｃ／Ｎ比を求めれば、０〜８ＭＨｚの全帯域に対してＣ／Ｎ比を求めることができる。また、２分割された帯域について、サブキャリアの強度が変動がないか、対称であるならば、何れか１方の方法で、Ｃ／Ｎ比を求めることも可能である。

この方法は、第１の方法に対しては、帯域を１／２に制限し、第２の方法に対しては、帯域の１／２の帯域の折り返しがないだけである。したがって、上記の地上ジィジタル放送の例でいえば、離散的フーリエ変換の点数を４０点、ｓ＝４とすることができ、離散的フーリエ変換の変換行列の要素を、絶対値で３種類だけとすることができ、演算負荷を減少させることができる。

４．第４の方法
さらに、発展させると、第１の方法に対して、時間軸上のウインドウを同一として、帯域（ＤＦＴの出力の最大周波数）を１／４、サンプリング周波数を１／４、サンプリング点数を１／４にして、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。上記の地上ディジタル放送の例で言えば、０〜２ＭＨｚの帯域だけディジタルローパスフィルタで抽出して、４ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、１、２ＭＨｚのスペクトルを得ることかできる。１ＭＨｚのスペクトル強度を雑音強度とし、２ＭＨｚのスペクトル強度をサブキャリア強度として、Ｃ／Ｎ比を求めることも可能である。この場合には、離散的フーリエ変換の入出力点数は２０点に縮小することができる。また、ＦＦＴで行う場合には、３２点ＦＦＴを用いることができる。

また、上記と同様にして、０〜２ＭＨｚ、２〜４ＭＨｚ、４〜６ＭＨｚ、６〜８ＭＨｚに帯域を４分割して、上述した処理をそれぞれ実行して、各分割帯域毎に、雑音成分、サブキャリア成分を求めることも可能である。これらの分割帯域毎のＣ／Ｎ比を平均して、全帯域のＣ／Ｎ比としても良い。これらの場合には、それぞれのバンドパスフィルタと、ダウンサンプリングと、２０点の離散的フーリエ変換を、並列処理すれば良い。

第５の発明は、第４の発明において、特定周波数の整数倍であって受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、最大周波数Ａとしたことを特徴とする。
この発明は、上記した第２の方法、第３の方法を一般化して特定したものである。上記のＯＦＤＭ地上ディジタル放送の場合においては、受信信号の帯域は、１．２ＭＨｚから６．８ＭＨｚまでの帯域幅５．６ＭＨｚの帯域を意味し、所定帯域の上限の最大周波数Ａは、８ＭＨｚを意味する。Ａ／２は、離散的フーリエ変換による出力の最大周波数である。また、変調されたサブキャリアの存在しない特定周波数ｆ₀ の整数倍を最大周波数Ａとする。この最大周波数Ａで、受信信号をサンプリングすると、上述したように、ベースバンド帯域の高帯域側（周波数Ａ／２〜Ａ）が低帯域側（０〜Ａ／２）に周波数Ａ／２を中心として、折り返される。しかし、信号の存在する帯域の下側及び上側の僅かに外に存在する両周波数は、ヌルキャリアであるので、特定周波数ｆ₀ において、スペクトルが重なっていても、雑音電力を正確に求めることができる。また、信号で変調されているサブキャリアが、低帯域と高帯域とで、重畳されていても、サブキャリアの平均電力を求めるには、問題を生じない。

また、本発明においては、受信信号を情報の復調のために、サンプリングしたデータに対して処理する場合には、ダウンサンプリング（デシメーション）を行うことになる。この場合に、遮断周波数Ａ／２のデシメーションフィルタ（ローパスフィルタ）を施してから、ダウンサンプリングすれば、高帯域が低帯域に重ならないようにすることができる。すなわち、上述した第３の方法を実現できる。また、デシメーションフィルタを用いずに、ダウンサンプリング（単に、サンプリング点を間引くだけの操作）すれば、高帯域が低帯域に折り返されて、上述した第２の方法を実現できる。なお、第３の発明における最大周波数Ａを、２Ａ（上記例では、１６ＭＨｚ）とおくと、上述した第１の方法と同一となる。したがって、離散的フーリエ変換の出力の最大周波数をどこに設定するかの問題でもある。

また、第６の発明は、離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数ｆ_c を、サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数ｆ_L と前記特定周波数ｆ₀ との差の周波数Δｆ_G ＝ｆ_L −ｆ₀ で除した値（ｆ_c ／Δｆ_G ）以上の入出力点数Ｎの離散フーリエ変換を行うことを特徴とする。
すなわち、離散的フーリエ変換の周波数分解能をΔｆ_G 以下とすることで、離散的フーリエ変換において、雑音を測定するための周波数にサブキャリアが漏れて観測されることを防止している。もちろん、特定周波数の整数倍は、Δｆ_G の整数倍となるようにΔｆ_G を選択することは必要である。また、時間軸上のウインドウは、１／Δｆ_G 以上で、スペクトルにおいて、特定周波数の整数倍が得られる時間となる。さらに、スペクトルの間隔の整数倍がΔｆ_G となると、特定周波数に対するサブキャリアのサイドローブの漏れもなくなるので、雑音電力をより正確に求めることができる。離散的フーリエ変換において、最も望ましい最小点数は、ｆ_c ／Δｆ_G である。この時、スペクトルは、Δｆ_G 間隔となるので、最も点数の少ない離散的フーリエ変換で、サブキャリアの特定周波数への漏れがなく、雑音電力を正確に測定することが可能となる。

上記の例で言えば、１ｋＨｚ間隔のサブキャリアが存在する場合において、１ｍｓ以下の時間軸上のウインドウを設定した場合には、離散的フーリエ変換の分解能は、１ｋＨｚ以上となり、１ｋＨｚ間隔の周波数を確実に分離して、そのスペクトルを検出することはできない。すなわち、求めるべき１ＭＨｚの整数倍のスペクトルは、本来のスペクトとサブキャリアのスペクトルの漏れの和として検出される。上記の例では、特定周波数ｆ₀ である１ＭＨｚと、サブキャリアの最低周波数ｆ_L である１．２ＭＨｚとの間には、サブキャリアは実在しない。そこで、離散的フーリエ変換のスペクトル間隔をΔｆ_G の０．２ＭＨｚ間隔、すなわち、時間軸上のウインドウを５μｓとすれば、１ＭＨｚへの、サブキャリアのサイドローブによる漏れはあっても、大きなメインローブによる漏れはない。サンプリング周波数ｆ_c が１６ＭＨｚ（第１の方法）であれば、８０点、８ＭＨｚ（第２、第３の方法）であば、４０点のサンプリング点が必要となる。本発明は、このことを規定したものである。離散的フーリエ変換をＦＦＴで行うとすると、これらの点数以上の２^q 点のＦＦＴを用いることになる。

なお、２ＭＨｚにおいては、１．８ＭＨｚ〜２．２ＭＨｚの帯域幅０．４ＭＨｚに存在する実在する４００本のサブキャリアのメインローブの成分が同様に漏れるが、１ＭＨｚで雑音成分を求める場合の帯域幅０．４ＭＨｚで、サブキャリアのスペクトルを求める場合と同一であるので、問題なく、雑音成分だけを正確に求めることができる。

第７の発明は、ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信し、各アンテナの各受信信号を重み付け合成して、合成信号に対して復調を行う受信装置において、アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号のＣ／Ｎ比を演算するＣ／Ｎ比演算装置と、各アンテナの各受信信号の振幅を、Ｃ／Ｎ比演算装置により演算されたＣ／Ｎ比に応じた大きさに、増加させる増幅装置とを有することを特徴とする受信装置である。
この装置は、第１の方法発明を実現する装置である。

第８乃至第１２の発明は、上記の第２乃至第６の方法発明を用いた装置発明である。よって、上記した説明が、受信装置の発明にも適用できる。
また、第１３の発明は、ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信する受信方法において、アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号の合成信号のＣ／Ｎ比を演算し、そのＣ／Ｎ比が最大となるように、各アンテナの各受信信号の振幅を変化させて、合成することを特徴とする受信方法である。
また、第１４の発明は、ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信し、各アンテナの各受信信号を重み付け合成して、合成信号に対して復調を行う受信装置において、アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号の合成後の信号のＣ／Ｎ比を演算するＣ／Ｎ比演算装置と、各アンテナの各受信信号の振幅を、Ｃ／Ｎ比演算装置により演算されたＣ／Ｎ比を最大とするように、変化させる増幅装置とを有することを特徴とする受信装置である。
これらの発明は、各アンテナの受信信号を合成した後の信号のＣ／Ｎ比が最大となるように、各アンテナの受信信号の振幅を変化させて合成することを特徴とする。

アダプティブアレイアンテナを用いた受信装置においては、通常、最大比合成が行われている。すなわち、最大電力のアンテナの受信信号の重み係数を大きくして、合成している。この結果、最大のＣ／Ｎ比が得られるとは限らない。本発明によると、各アンテナの各受信信号のＣ／Ｎ比を求めて、このＣ／Ｎ比に応じて、各受信信号の振幅を制御して、合成するようにしているので、合成後の信号においては、最大のＣ／Ｎ比が得られる。また、合成後の信号が最大電力となるように、重み係数の位相が制御される。すなわち、位相により最大比合成を行い、振幅に関して、各受信信号におけるＣ／Ｎの大きい信号を優先して、合成する。これにより、合成信号のＣ／Ｎ比を大きくすることができる。

本発明者らは、Ｃ／Ｎ比を演算するには、必ずしも、ＯＦＤＭ信号を復調するための多点離散的フーリエ変換の出力を用いる必要がないことを着想した。すなわち、本発明者らは、サブキャリアが割当られている周波数位置であって、ヌルキャアである特定周波数ｆ₀ の整数倍のスペクトル強度が得られれば、正確に、Ｃ／Ｎ比が演算できることを着想した。この結果、第４、第１０の発明によると、離散的フーリエ変換の入出力点数を減少させることができると共に、スペクトルを求めるための係数の種類を極めて少なく、簡単な数値とすることができる。したがって、装置構成を簡単にすることができると共に、演算負荷を大幅に減少することができる。これにより、アダプティブアレイアンテナの各アンテナの各受信信号について、Ｃ／Ｎ比を演算して、最大Ｃ／Ｎ比が得られるように合成することができる。なお、発明は、各アンテナの受信信号を重み付け加算して合成した信号を、復号に用いる離散的フーリエ変換で変換した後の信号のＣ／Ｎ比が最大となるように信号の振幅を増大させて、合成するようにしても良い。

仮に、復調用の多点の離散的フーリエ変換器を用いて、上記のことを行う場合には、以下のように、現実的ではない。各アンテナの受信信号毎に、Ｃ／Ｎ比を演算する必要があるが、各アンテナの合成信号に対して離散的フーリエ変換を行う情報の復調のための時間の空き時間に行う必要がある。たとえば、４本のアンテナを用いた場合には、１シンボル期間において、各アンテナの出力と、合成出力との合計５つの信号に対する離散的フーリエ変換を、実行する必要がある。これは、装置の速度を５倍に改善することが必要であるが、１シンボル毎に、Ｃ／Ｎ比を演算する必要性はないので、過剰な性能が要求されることになる。

これに対して、本発明では、Ｃ／Ｎ比を極めて簡単な構成で演算できるので、装置の性能を向上させる必要がない。このようにして、本発明では、簡単な構成により、アダフティブアレイアンテナを用いた受信方法及び装置において、最大Ｃ／Ｎ比合成を実現することができる。

第５、第１１の発明では、離散的フーリエ変換の入出力点数を、周波数２Ａでサンプリングする場合に比べて、１／２に減少させることができる。また、離散的フーリエ変換の係数の種類も少なくなり、しかも、数値もより簡単となる。したがって、離散的フーリエ変換の構造を簡単にして演算負荷を低下させることができる。

第６、第１２の発明では、離散的フーリエ変換による、雑音成分を検出するための特定周波数へのサブキャリアの漏れを防止できる。離散的フーリエ変換で得られるスペクトルの周波数間隔を、実在するサブキャリアの周波数と、特定周波数との差より、短くなるようにしているので、このサブキャリアのメインローブが、特定周波数に被さることが防止される結果、正確な雑音電力を求めることができる。
また、第１３、第１４の発明では、合成後の信号のＣ／Ｎ比を最大とすることができる。

以下、本発明の具体的な一実施例に基づいて説明する。本発明は、下記の実施例に限定されるものではない。

本実施例は、ＯＦＤＭ地上波ディジタルテレビジョン放送の受信装置に関するものである。サブキャリアが配置される周波数位置は、１ｋＨｚ毎とする。本受信装置は、図１に示すように、４本のアンテナ１０ａ〜１０ｄから成るアダプティブアレイアンテナを用いている。各アンテナ１０ａ〜１０ｄには、チューナ１２ａ〜１２ｄ、Ａ／Ｄコンバータ１４ａ〜１４ｄが、それぞれ、接続されている。Ａ／Ｄコンバータ１４ａ〜１４ｄには、直交復調装置１６が接続され、さらに、乗算器４０ａ〜４０ｄが接続され、乗算器４０ａ〜４０ｄの出力が合成器４２で合成される。合成器４２の出力は、ＦＦＴ演算装置１８で、複素フーリエ係数に変換されて、復号装置２０で、情報源のデータに復号される。直交復調装置１６により復調された４つの系統のＩ成分、Ｑ成分が複素相関演算装置４４に入力している。複素相関演算装置４４には、合成器４２の出力する合成信号も入力し、合成信号と、各アンテナ系統の受信信号との間の相関演算が実施される。重み係数演算装置３０は、この相関が大きくなるように、重み係数の位相を制御している。この重み係数の絶対値も、上記の相関が大きくなるように制御すれば、アダプティブアレイアンテを用いた受信装置における、従来の最大比合成となる。本発明では、相関が大きくなるように、重み係数の位相だけを決定するようにしている。

次に、本発明の特徴部分について説明する。各Ａ／Ｄコンバータ１４ａ〜１４ｄには、ディシメーション装置２２ａ〜２２ｄ、ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄ、Ｃ／Ｎ比演算装置２６ａ〜２６ｄが、順次、それぞれ、接続されている。本実施例では、同一構成の４つのアンテナ系統から成るので、一つのアンテナ系統について、以下説明する。アンテナ１０ａでＯＦＤＭのＲＦ信号が受信されて、チューナ１２ａにより、選局された所定のＩＦ帯域（変調されたサブキャリアを多重化した状態でのベースバンド）信号が抽出される。ＩＦ帯域は、図２に示すように、１．２〜６．８ＭＨｚの５．６ＭＨｚの帯域である。チューナ１２ａのバンドパスフィルタでは、１、７ＭＨｚの周波数は通過帯域に存在する。このアナログのＩＦ帯域信号は、Ａ／Ｄコンバータ１４ａにより、３２ＭＨｚでサンプリングされて、ディジタルデータ列に変換される。このディジタルデータ列は、直交復調器１６に入力されている。

Ａ／Ｄコンバータ１４ａに、ディシメーション装置（ダウンサンプラー）２２ａが接続されており、３２ＭＨｚでサンプリングされたディジタルデータ列は、ディシメーション装置２２ａにおいて、周波数８ＭＨｚでダウンサンプリングされる。ここでは、単に、サンプル点を１／４に間引くだけで、ディシメーションフィルタを用いていない。３２ＭＨｚでサンプリングされたディジタルデータ列のスペクトルは、図３（ａ）に示すように、３２ＭＨｚ周期で、ＩＦ帯域が繰り返されたものとなる。図３（ｂ）に示すように、このディジタルデータ列を８ＭＨｚでダウンサンプリングすると、ナイキスト周波数は４ＭＨｚとなるので、４ＭＨｚを中心線として、ベースバンドスペクトルが反転されて、重ねられたスペクトルとなる。このスペクトルが８ＭＨｚ周期で繰り返される。そして、ベースバンドＢは、図３（ｂ）に示す−４〜４ＭＨｚ帯域となり、−８〜８ＭＨｚ帯域が１／２に圧縮される。

ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄは、６４点のＦＦＴで構成されている。−４ＭＨｚ〜４ＭＨｚの出力範囲に対して、６４点（ｎ＝６４）の出力であるから、０．１２５ＭＨｚ間隔のスペクトルが得られる。図４に示すように、時間軸上のウインドウは８μｓであり、サンプリング周期は８ＭＨｚである。この場合のＦＦＴ演算装置２４ａの変換行列は、exp(-j2πik/64 ) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…６３である。このうち、０、１、２、３ＭＨｚ…などの整数ＭＨｚ周波数は、ｉが０又は８の倍数となるので（ｍ＝８，ｉ＝ｍｐ）、ｓ＝(n/m) / ２＝４となる。結局、係数は、exp(-jπpk/4 )となり、複素座標上の単位円をπ/4の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。すなわち、１ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、２^1/2 ／２＝ａとして、（１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ）を１周期とする８回（ｍ回）の繰り返しとなる。２ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、（１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１）を１周期とする８回の繰り返しとなる。以下、同様であり、これらの種類以外の係数は存在しない。すなわち、係数の実部と虚部の絶対値は、０，１，ａの３種類だけである。したがって、ＦＦＴ演算装置２４ａの構成が極めて簡単となり、演算負荷も小さい。実施例１のＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄは、図４に示すように、６４点ＦＦＴのスペクトルのうち、１、２、３、４ＭＨｚだけを抽出するか、その周波数だけを演算する。

次に、実施例１のＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄの出力するスペクトルについて、詳しく検討する。時間軸上のウインドウは８μｓと、１シンボル期間に比べて遥かに短い。よって、本来のスペクトルは、上述した図５のようなスペクトルとなる。この時、６４点ＦＦＴの出力は、０．１２５ＭＨｚ周期となる。サブキャリアの最低周波数は、１．２ＭＨｚである。したがって、１．２ＭＨｚ以上の帯域に実在するサブキャリアの絶対値の小さいサイドローブは１ＭＨｚの位置に漏れるが、絶対値の大きいメインローブは１ＭＨｚの位置には、漏れない。したがって、振幅の大きなサブキャリアが、振幅の小さな１ＭＨｚの雑音成分に漏れることがなく、より正確に、１ＭＨｚの雑音成分のみを演算することができる。２ＭＨｚのサブキャリアの周波数においては、上記したように他の２５０本のサブキャアのメインローブが重なる。しかし、１ＭＨｚの雑音を測定する場合においても、図５に示すsinc関数で、雑音成分が重なっているので、結局は、ほぼ、帯域幅０．２５ＭＨｚのsinc関数で抽出した雑音成分が検出され、２ＭＨｚにおいても、帯域幅０．２５ＭＨｚのsinc関数で抽出したサブキャリア成分が検出されているので、同一帯域幅での、Ｃ／Ｎ比とすることができる。

Ｃ／Ｎ比演算装置２６ａは、ＦＦＴ演算装置２４の出力するスペクトルの成分から、１ＭＨｚのスペクトルの大きさの１／２を雑音電力Ｎとし、２、３、４ＭＨｚのスペクトルの大きさの総和の１／６をサブキャリ１本当たりの電力Ｃとする。この後、この値からＣ／Ｎ比を演算する。ＦＦＴ演算装置２４ａは、ＣＰＵや専用ハードウエアを用いることができる。また、Ｃ／Ｎ比演算装置２６ａは、ＣＰＵや加算器、乗算器などで構成することができる。

このようにして、各アンテナ系統毎に、受信信号のＣ／Ｎ比が演算されて、これらの値は、重み係数演算装置３０に入力する。重み係数演算装置３０では、このＣ／Ｎ比に比例した大きさに、各アンテナ系統の重み係数の絶対値Ｖが決定される。複素相関演算装置４４において、決定された位相θとから、各重み係数は、Ｖexp(ｊθ) で決定される。この重み係数が、乗算器４０ａ〜４０ｄにおいて、各系統のＩ成分、Ｑ成分に乗算される。そして、加算器４２で合成されて、ＦＦＴ演算装置１８による解析をへて、情報源データに復号される。このようにして、各アンテナ系統の受信信号のＣ／Ｎ比の大きい受信信号が大きく増幅されて加算されるので、合成後の信号はＣ／Ｎ比の大きい信号となる。

上記では、離散的フーリエ変換装置として、入出力点数６４点のＦＦＴ演算装置２４を用いているが、４０点の離散的フーリエ変換を行っても、変換行列の係数は、０，１，２^1/2 ／２の３種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓとなる。この場合には、１ＭＨｚにおいて、最低周波数の１．２ＭＨｚのサブキャリアのサイドローブの値は零となる。したがって、１ＭＨｚにおいて、サブキャリアの漏れが全くなくなり、正確に、雑音電力を測定することが可能となる。よって、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。

上記実施例１は、特定周波数ｆ₀ である１ＭＨｚの整数倍であって受信信号の５．６ＭＨｚ幅の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａを８ＭＨｚとして、ＦＦＴの入力を８ＭＨｚでサンプリングした値としている。本実施例では、図１と同一の構成において、１６ＭＨｚでサンプリングした例である。すなわち、図１のディシメーション装置２２ａ〜２２ｄは、Ａ／Ｄコンバータ１４ａ〜１４ｄで３２ＭＨｚでサンプリングした値を１／２に間引くものとする。これにより、図３（ａ）のスペクトルは、図６に示すように、−８〜８ＭＨｚのベースバンドＢが１６ＭＨｚ周期で繰り返されたものとなる。したがって、この実施例では、ＩＦ帯域信号のエイリアシングは起こらない。

本実施例では、ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄの入出力点数を１２８点とした。これにより、最大周波数８ＭＨｚで、周波数間隔１ＭＨｚのスペクトルを得ることができる。得られる周波数間隔は０．１２５ＭＨｚであるから、時間軸上のウインドウは、８μｓである。この場合のＦＦＴの変換行列の係数は、exp(-j2πik/128) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…１２７である。このうち、０、１、２、３ＭＨｚ…などの整数ＭＨｚ周波数は、ｉが０又は８の倍数となるので（ｍ＝８，ｉ＝ｍｐ）、ｓ＝(n/m) / ２＝８となる。結局、係数は、exp(-jπpk/8 )となり、複素座標上の単位円をπ/8の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。

したがって、たとえば、１ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、a=２^1/2 ／２、b=a(1-a) ^1/2、c=a(1+a)^1/2 、として、（１，ｃ−ｊｂ，ａ−ｊａ，ｂ−ｊｃ，−ｊ，−ｂ−ｊｃ，−ａ−ｊａ，−ｃ−ｊｂ，−１，−ｃ＋ｊｂ，−ａ＋ｊａ，−ｂ＋ｊｃ，ｊ，ｂ＋ｊｃ，ａ＋ｊａ，ｃ−ｊｂ）を１周期とする８回（ｍ回）の繰り返しとなる。また、２ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、（１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ，１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ）、４ＭＨｚのスペクトルは、（１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１，１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１）を１周期とする８回の繰り返しとなる。他の周波数のスペクトルを求めるための行列も、これらの係数の何れかになる。

このように、実施例１に比べて、行列の係数が、ｂ、ｃを用いる必要があり、係数の種類が多少増えるが、本実施例によっても、Ｃ／Ｎ比を正確に求めることができる。
本実施例では、離散的フーリエ変換装置として、入出力点数１２８点のＦＦＴ演算装置２４としているが、８０点の離散的フーリエ変換装置を用いても良い。この場合にも、変換行列の係数の実部、虚部の絶対値は、０，１，ａ，ｂ，ｃの５種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓとなる。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。この場合には、

実施例１において、ディシメーション装置２２ａ〜２２ｄの前に、０〜４ＭＨｚのディジタルローパスフィルタを設けた例である。ダウンサンプリング周波数は８ＭＨｚ、時間軸上のウインドウは８μｓ、ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄは、６４点入出力としている。これにより、０〜４ＭＨｚの低帯域だけのスペクトルが正確に求まる。この場合には、スペクトルの重なりがないので、１ＭＨｚのスペクトル強度から雑音強度Ｎを、２、３、４ＭＨｚのスペクトル強度の１／３をサブキャリアの強度Ｃとして、Ｃ／Ｎ比を正確に演算することができる。ＦＦＴに用いる係数は、実施例１と同様に、０，１，２^1/2 ／２の３種類で済む。また、ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄに代えて、４０点の離散的フーリエ変換装置を用いても良い。この場合にも、変換行列の要素の実部、虚部の絶対値は、上記の３種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓ、ダウンサンプリング周波数は８ＭＨｚである。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。

実施例３において、ディシメーション装置２２ａ〜２２ｄの前に、０〜２ＭＨｚのディジタルローパスフィルタを設けた例である。そして、ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄを、３２点のＦＦＴとし、ダウンサンプリングの周波数を４ＭＨｚ、時間軸上のウインドウを８μｓとした。この場合に、１ＭＨｚと２ＭＨｚの周波数スペクトルを得ることができる。また、この時の変換行列は、１ＭＨｚのスペクトルを求める場合が（１，−ｊ，−１，ｊ）を１周期として８回繰り返し、２ＭＨｚのスペクトルを求める場合が（１，−１，１，−１）を１周期として８回繰り返したものとなる。したがって、ＦＦＴの構造は、極めて簡単となる。また、ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄに代えて２０点の離散的フーリエ変換装置としても良い。この場合にも、変換行列の要素の実部、虚部の絶対値は、上記の１種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓ、ダウンサンプリング周波数は４ＭＨｚである。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。
また、０〜２ＭＨｚ、２〜４ＭＨｚ、４〜６ＭＨｚ、６〜８ＭＨｚのディジタルバンドパスフィルタを設けて、それぞれの通過信号に対して、４ＭＨｚでダウンサンプリングして、離散的フーリエ変換して、各帯域毎にＣ／Ｎ比を演算するようにしても良い。そして、全帯域でのＣ／Ｎ比を求めるには、これらの各帯域のＣ／Ｎ比の平均値を求めれば良い。

上記の実施例１〜４は、直交復調する前のＩＦ信号において、離散的フーリエ変換を行って、Ｃ／Ｎ比を求めたものである。すなわち、サンプリングされた値は、実数として、離散的フーリエ変換を行えばよいので、演算負荷が低減される。

実施例１〜４は、直交復調する前のＩＦ信号において、離散的フーリエ変換を行って、Ｃ／Ｎ比を求めたものである。この場合には、cos 変調成分と、sin 変調成分とが、重畳されたものとなっている。本実施例は、図７に示すように、Ｃ／Ｎ比の演算を、直交復調した後の信号で行うようにしたことが特徴である。すなわち、図１の構成において、Ａ／Ｄコンバータ１４ａ〜１４ｄの後段に、直交復調装置１６を設けて、その直交復調装置１６（実際には、４つの直交復調装置から成る）から出力される各系統の信号をディシメーション装置２２（実際には４つのディシメーション装置２２ａ〜ｄから成る）に、それぞれ、入力するようにしている。直交復調されたＩ成分、又は、Ｑ成分のそれぞれについて離散的フーリエ変換を行って、上記した実施例１乃至実施例４と同様に、Ｃ／Ｎ比演算装置２６（実際には４つのＣ／Ｎ比演算装置２６ａ〜ｄから成る）で、Ｃ／Ｎ比を演算しても良い。Ｉ成分とＱ成分とを共に用いる場合には、それらから求めれたＣ／Ｎ比を平均すれば良い。これらの場合には、サンプリングされた実数値について、離散的フーリエ変換を行えば良いので、演算負荷が低減される。また、また、直交復調されたＩ成分を実部、Ｑ成分を虚部として、サンプリングされた値を複素数として、離散的フーリエ変換を行っても良い。

上記実施例１乃至実施例５では、乗算器４０ａ〜４０ｄにより、各アンテナ系統の受信信号の振幅を、求めた各アンテナ系統のＣ／Ｎ比に応じて、変化させている。本実施例は、図８に示すように、実施例１における直交復調装置１６の後段に、レベル調整装置５０（増幅器）（実際には４つのレベル調整装置から成る）を設けて、各アンテナ系統の受信信号の振幅を、各アンテナ系統のＣ／Ｎ比に応じて、変化させた例である。その他の構成やＣ／Ｎ比の演算や合成に関しては、実施例１乃至実施例５の全ての実施例に記載した方式が、本実施例においても適用できる。Ｃ／Ｎ比を演算するための受信信号は、直交復調装置１６に入力される前の信号でも、その出力である直交復調後の信号であっても良い。

実施例６とは異なり、図９に示すように、各アンナで受信されて、チューナ１２により選局されれた後の信号を、各アンナ系統の受信信号のＣ／Ｎ比に応じて、ＡＧＣ（自動利得調整器）（実際には４つの自動利得調整器から成る）５４を用いて、各アンナの受信信号をＲＦ回路５２（実際には４つのＲＦ回路から成る）により増幅しても良い。その他の構成やＣ／Ｎ比の演算や合成に関しては、実施例１乃至実施例５の全ての実施例に記載した方式が、本実施例においても適用できる。Ｃ／Ｎ比を演算するための受信信号は、直交復調装置１６に入力される前の信号でも、その出力である直交復調後の信号であっても良い。

実施例１乃至実施例７は、各アンナ毎の受信信号から各系統のＣ／Ｎ比を求めて、このＣ／Ｎ比に応じて、各アンテナ系統の受信信号の振幅を制御するようにしている。しかし、図１０に示すように、情報源の復号に用いられるＦＦＴ演算装置１８の出力から、Ｃ／比演算装置５６により、合成信号のＣ／Ｎ比を求め、そのＣ／Ｎ比が最大となるように、乗算器４０ａ〜４０ｄで乗算される重み係数の振幅を決定して、合成するようにしても良い。重み係数の位相は、各アンテナの受信信号と合成信号との相関が大きくなるように決定する。

本発明は、アダプティブアレイアンテにおける最大Ｃ／Ｎ比合成に用いることができる。

本発明の実施例１に係る受信装置の構成を示したブロック図である。 同実施例に係る装置における周波数配置を示す特性図である。 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。 実施例２の装置の作用を説明するための説明図。 実施例５に係る受信装置の構成を示したブロック図である。 実施例６に係る受信装置の構成を示したブロック図である。 実施例７に係る受信装置の構成を示したブロック図である。 実施例８に係る受信装置の構成を示したブロック図である。

符号の説明

２２…デシィメーション装置
２４…ＦＦＴ演算装置
２６…Ｃ／Ｎ比演算装置。

Claims (14)

1. ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信する受信方法において、
   前記アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号のＣ／Ｎ比を演算し、前記各アンテナの前記各受信信号の振幅を、そのＣ／Ｎ比に応じた大きさにして、合成することを特徴とする受信方法。
2. 前記各受信信号の前記振幅は、前記各アンテナの前記受信信号を合成する際の重み係数の絶対値により、変化させることを特徴とする請求項１に記載の受信方法。
3. 前記各受信信号の前記振幅は、前記各アンテナの前記受信信号を増幅する増幅器の増幅率により、変化させることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の受信方法。
4. 前記Ｃ／Ｎ比の演算は、各アンテナの受信信号の離散的フーリエ変換の後のスペクトルにおいて、サブキャリアに割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を求め、そのスペクトル強度からＣ／Ｎ比を求めることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の受信方法。
5. 前記特定周波数の整数倍であって前記受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記最大周波数Ａとしたことを特徴とする請求項４に記載のＣ／Ｎ比演算方法。
6. 前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数と前記特定周波数との差の周波数で除した値以上の入出力点数の離散フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項４乃至請求項５の何れか１項に記載の受信方法。
7. ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信し、各アンテナの各受信信号を重み付け合成して、合成信号に対して復調を行う受信装置において、
   前記アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号のＣ／Ｎ比を演算するＣ／Ｎ比演算装置と、
   前記各アンテナの各受信信号の振幅を、前記Ｃ／Ｎ比演算装置により演算された前記Ｃ／Ｎ比に応じた大きさに、増加させる増幅装置と
   を有することを特徴とする受信装置。
8. 前記増幅装置は、前記各アンテナの前記各受信信号を合成する際の重み係数の絶対値を、前記Ｃ／Ｎ比演算装置により演算された前記Ｃ／Ｎ比に応じた大きさに、変化させる装置であることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
9. 前記増幅装置は、前記Ｃ／Ｎ比演算装置により演算された前記Ｃ／Ｎ比に応じた大きさに応じて、増幅率を変化させる増幅器であることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の受信装置。
10. 前記Ｃ／Ｎ比演算装置は、前記各アンテナの前記受信信号の離散的フーリエ変換の後のスペクトルにおいて、サブキャリアに割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を求め、そのスペクトル強度からＣ／Ｎ比を求める装置であることを特徴とする請求項７乃至請求項９の何れか１項に記載の受信装置。
11. 前記Ｃ／Ｎ比演算装置は、前記特定周波数の整数倍であって前記受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記最大周波数Ａとする装置であることを特徴とする請求項１０に記載の受信装置。
12. 前記Ｃ／Ｎ比演算装置は、前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数と前記特定周波数との差の周波数で除した値以上の入出力点数の離散フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項１０又は請求項１１に記載の受信装置。
13. ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信する受信方法において、
    前記アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号の合成信号のＣ／Ｎ比を演算し、そのＣ／Ｎ比が最大となるように、前記各アンテナの前記各受信信号の振幅を変化させて、合成することを特徴とする受信方法。
14. ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信し、各アンテナの各受信信号を重み付け合成して、合成信号に対して復調を行う受信装置において、
    前記アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号の合成後の信号のＣ／Ｎ比を演算するＣ／Ｎ比演算装置と、
    前記各アンテナの各受信信号の振幅を、前記Ｃ／Ｎ比演算装置により演算された前記Ｃ／Ｎ比を最大とするように、変化させる増幅装置と
    を有することを特徴とする受信装置。

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