JP2008211449A - Ｅｅｒ増幅装置、ｅｅｒ増幅装置における同期制御方法、および無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力信号の振幅成分と位相成分の両信号を正確に同期させるようにしたＥＥＲ増幅装置を提供する。
【解決手段】電力増幅器は、入力端子１からの入力信号を位相信号と振幅信号に分離して、位相信号を電力増幅するとともに振幅信号に対応する電圧に基づいて振幅変調を行うことにより、増幅信号を出力する。その際、信号入力部２では、信号の回路通過時間τおよび位相信号に対する振幅信号の位相遅延時間を測定するための校正信号Ｓin１，Ｓin２を生成する。位相差算出部１１は、校正信号、および校正信号の増幅信号に基づいて、回路通過時間τおよび位相遅延時間Δを演算する。移相制御部１２は、位相差算出部１１で演算された位相遅延時間Δに応じて位相信号の位相量を制御する。したがって、移相制御部１２で制御される位相量に応じて、位相信号と振幅信号との同期合わせを行うことができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力信号を位相信号と振幅信号に分離して、この位相信号を電力増幅するとともに振幅信号に対応する電圧に基づいて振幅変調を行うことにより、入力信号を増幅した信号を出力するＥＥＲ増幅装置に関し、とくに高効率な増幅性能を有するＥＥＲ増幅装置、ＥＥＲ増幅装置における同期制御方法、および無線通信装置に関する。

無線通信機などの高周波増幅器では、高周波入力信号（以下、ＲＦ入力信号という。）を増幅するときに低歪みと高効率が要求されているが、通信装置などの高周波増幅器は、線形性と効率とを両立させることが困難であった。そこで、高効率な増幅性能を有するＥＥＲ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ：包絡線除去および復元）増幅方式を用いた電力増幅装置がＲＦ入力信号の増幅変調に利用されている。

図５は、従来のＥＥＲ増幅方式の電力増幅装置を示すブロック図である。
ここでは、カプラ１０１に入力されたＲＦ入力信号がリミッタ１０２と包絡線検波部１０３のそれぞれに入力される。リミッタ１０２では、ＲＦ入力信号から位相成分情報が取り出される。また、包絡線検波部１０３では、ＲＦ入力信号の振幅成分情報が取り出されて、その振幅信号が振幅変調部１０４に供給される。

リミッタ１０２で取り出された位相成分情報は、位相信号として高周波増幅部１０５に入力される。高周波増幅部１０５に入力される信号が位相成分だけであることから、高周波増幅部１０５には振幅増幅機能が必要ない。したがって、ＥＥＲ増幅装置では高周波増幅部１０５に効率の優れた飽和増幅器を用いることができる利点がある。

こうして、リミッタ１０２で取り出された位相信号と、包絡線検波部１０３で取り出され、振幅変調部１０４で所定の大きさに変調された振幅信号とは、互いに独立した経路で増幅された後、高周波増幅部１０５において再構成されて、ＲＦ入力信号から電力増幅された歪みの少ない出力信号を得ることができる。

ところで、このようなＥＥＲ増幅装置では、２つに分けた信号成分の相互で高周波増幅部１０５に到達するまでの時間にずれ（位相のずれ）が生じやすく、これが原因で出力信号が歪んでしまう問題があった。そこで、従来から位相遅延の補正を行うための技術がさまざまに提案されている。

特許文献１には、移相器によって電力増幅器の位相回転特性を補償した高周波電力増幅装置が開示されている。ここでは、電力増幅器の位相回転特性を補償するための制御値については、たとえば移相制御信号生成部として反転利得増幅器を用いる、あるいは位相伝達関数を実測によって求めるといった記載がある。また、実際には製品のばらつきや経時変化などにより補償する値も変化するため、特許文献１の高周波電力増幅装置においてもそのための対策が必要となる。ただし、特許文献１では、そのような事項を課題として提示していない。

特許文献２，３は、いずれも送出されるディジタル信号と該ディジタル信号の送信信号を復調して得た帰還信号との振幅、位相を比較して、送信回路の歪みを演算推定して補償のためのテーブルを作成し、送信ディジタル信号をプリディストーションするエンベロープ検出型リニアライザ装置の発明が記載されている。また、このような補償テーブルの作成方法については、送出されるディジタル信号と該ディジタル信号の差の自乗が減少するように演算するＬＭＳ法についての記載がある。
特開２００６−１４８７８１号公報（段落番号［００４９］〜［００７９］、図１〜図７） 特開２００６−２１１７０１号公報（段落番号［０１０７］〜［０１２４］、図５〜図１０） 特開２０００−２７８１９０号公報（段落番号［００７９］〜［００９５］、図５〜図１０）

ＥＥＲ増幅装置は、ＲＦ入力信号を振幅成分と位相成分に分解し、各々を別々に増幅した後、高周波増幅部で再構成することで電力増幅した出力信号を得ているため、信号を再構築する際には両信号を正確に同期させる必要がある。ところが、位相信号と振幅信号はそれぞれ種々な異なる回路素子を経由して高周波増幅部に入力するため、それらの到達時間には差異が発生する。位相信号と振幅信号で正しく同期が取れない場合、入力信号の振幅・位相成分を正確には再現できず、誤ったＲＦ信号が出力されてしまう。

また、ＥＥＲ増幅装置において生じるこうした時間的な遅延量は、回路組立の時点で補正しておいたとしても、その使用環境などによって変動する。しかし、その電力増幅動作に追従して常に補正操作することは困難であって、従来のＥＥＲ増幅装置では十分な補正が行われていなかった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、入力信号の振幅成分と位相成分の両信号を正確に同期させるようにしたＥＥＲ増幅装置、ＥＥＲ増幅装置における同期制御方法、および無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明では、上記問題を解決するために、入力信号を位相信号と振幅信号に分離して、前記位相信号を電力増幅するとともに前記振幅信号に対応する電圧に基づいて振幅変調を行うことにより、前記入力信号を増幅した信号を出力するＥＥＲ増幅装置において、前記位相信号に対する前記振幅信号の位相遅延時間を測定するための校正信号を生成する校正信号生成手段と、前記校正信号、および前記校正信号の増幅信号に基づいて、前記位相遅延時間を演算する演算手段と、前記演算手段で演算された前記位相遅延時間に応じて前記位相信号の位相量を制御する移相制御手段と、前記移相制御手段で制御される位相量に応じて、前記位相信号と前記振幅信号との同期合わせを行う位相校正手段と、を備えたことを特徴とするＥＥＲ増幅装置が提供される。

本発明によれば、ＲＦ入力信号の振幅成分と位相成分の両信号を正確に同期させることによって、ＲＦ入力信号を劣化させることなく電力増幅することが可能なＥＥＲ増幅装置、ＥＥＲ増幅装置における同期制御方法、および無線通信装置を提供できる。

以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。最初に、ＥＥＲ方式の電力増幅器について説明する。なお、この電力増幅器は、無線送信機、あるいは無線受信機などの通信装置におけるＲＦ増幅段に適用することができる。

（電力増幅器の構成）
図１は、実施の形態に係る電力増幅器の構成を示すブロック図である。
電力増幅器の入力端子１は、信号入力部２を介してカプラ３と接続され、このカプラ３に入力端子１からＲＦ入力信号Ｓinが供給されている。また、カプラ３には信号入力部２で生成される校正信号が供給される。この校正信号は、ＲＦ入力信号Ｓinの位相信号に対する振幅信号の位相遅延時間を測定するためのものであって、この信号入力部２では、後述するような２種類の校正信号Ｓin１、およびＳin２が適宜に生成されている。

この電力増幅器では、カプラ３がリミッタ４、移相器５を介して高周波増幅部６と接続され、移相器５から高周波増幅部６にはＲＦ入力信号Ｓinの位相成分情報だけが供給されている。また、カプラ３と接続された包絡線検波部７では、ＲＦ入力信号の振幅成分情報が取り出され、ここから振幅変調部８を介して高周波増幅部６に対して、ＲＦ入力信号の振幅成分に対応する大きさの電圧信号が供給されている。そして、この高周波増幅部６の出力側にはカプラ９が接続され、出力端子１０から増幅信号Ｓoutが出力されている。

つぎに、移相器５の位相制御を行うための構成を説明する。
高周波増幅部６の前段に配置した移相器５には、位相差算出部１１が移相制御部１２を介して接続されている。位相差算出部１１は、２種類の校正信号Ｓin１，Ｓin２、およびそれらの増幅信号Ｓout１，Ｓout２に基づいて、位相遅延時間を演算する演算手段であって、カプラ３とカプラ９に接続されている。移相制御部１２では、位相差算出部１１で演算された位相遅延時間に応じて、移相器５における位相信号の位相量を制御することによって、ＲＦ入力信号から分離された位相信号と振幅信号との同期合わせを行っている。

（位相差算出部１１の具体的構成および動作）
図２は、位相差算出部１１の具体的な構成例を示すブロック図である。
位相差算出部１１は、カプラ３とカプラ９から入力する第１の校正信号Ｓin１，Ｓout１（あるいは第２の校正信号Ｓin２，Ｓout２）を乗算する乗算器１１ａと、この乗算器１１ａの乗算結果から交流成分を除去して直流成分を抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１ｂと、メモリ１１ｃとから構成されている。

このように構成された電力増幅器では、信号入力部２で第１の校正信号Ｓin１、および第２の校正信号Ｓin２が順次に生成され、通常のＲＦ入力信号と同様、カプラ３を介してそれぞれリミッタ４、包絡線検波部７に供給されるとともに、位相差算出部１１に供給される。位相差算出部１１には、これらの校正信号Ｓin１，Ｓin２を高周波増幅部６で増幅した増幅信号、すなわち校正信号Ｓout１，Ｓout２が、順次にカプラ９を介して供給される。

信号入力部２では、最初に、第１の校正信号Ｓin１が生成される。すると、位相差算出部１１の乗算器１１ａにカプラ３から校正信号Ｓin１が入力し、その後、カプラ９からその増幅信号（出力信号）Ｓout１が入力する。位相差算出部１１の乗算器１１ａでは、第１の校正信号Ｓin１およびその増幅信号Ｓout１が乗算され、交流成分を除去するローパスフィルタ１１ｂから、後述するような演算手順で演算された回路通過時間τがメモリ１１ｃに出力されて、そこに格納される。

つぎに、信号入力部２で第２の校正信号Ｓin２が生成されると、同様に位相差算出部１１の乗算器１１ａにはカプラ３から校正信号Ｓin２が入力し、その後、カプラ９からその増幅信号（出力信号）Ｓout２が入力する。そして、乗算器１１ａで第２の校正信号Ｓin２およびその増幅信号Ｓout２が乗算され、ローパスフィルタ１１ｂからの出力信号とメモリ１１ｃに記憶されている回路通過時間τとから、後述するような演算手順で位相遅延時間Δが演算され、移相制御部１２に出力される。

このように、位相差算出部１１では乗算器１１ａ、ローパスフィルタ１１ｂ、およびメモリ１１ｃを用いて、電力増幅器に入力された信号が高周波増幅部６を経て出力されるまでの回路通過時間τが算出され、さらに位相成分と振幅成分の間に生じる時間差である位相遅延時間Δが算出されて移相制御部１２に出力されることによって、移相制御部１２から移相器５を制御するように構成される。したがって、実施の形態に係る電力増幅器では、比較的シンプルな構成の演算手段によって位相遅延時間Δが算出でき、入力信号の振幅成分と位相成分の両信号が高周波増幅部６まで到達する時間差を正確に補正できる。ただし、図１の電力増幅器では伝送線路によって生じる遅延については無視している。また、このような校正動作は、通常のＲＦ入力信号Ｓinが電力増幅器に入力されないタイミングで行われる。

（校正動作の概略）
つぎに、位相差算出部１１における校正動作の概略を説明する。
図３は、位相差算出部１１での処理の流れを示すフローチャートである。

ここでは、図１の電力増幅器の校正信号として２種類の校正信号Ｓin１、Sin２が用いられる。最初に信号入力部２で生成される第１の校正信号Ｓin１は、回路通過時間τを算出するための周期関数信号として、たとえば
Ｓin１＝ｃｏｓ（ω₁ｔ）…（１）
のように生成され、カプラ３からリミッタ４、包絡線検波部７、および位相差算出部１１に入力される（ステップＳ１）。ここで、第１の校正信号Ｓin１の周波数ω₁は、入力端子１に供給されるＲＦ入力信号Ｓinに近い周波数が選択される。

このとき、図１の電力増幅器のカプラ９から、それぞれ出力端子１０および位相差算出部１１に出力される増幅信号（出力信号）Ｓout１は、図１の電力増幅器の増幅率Ａによってその振幅が決まり、
Ｓout１＝Ａｃｏｓ［ω₁（ｔ−τ）］…（２）
のような周期関数信号となる（ステップＳ２）。

さらに、（１）式、（２）式に示す２つの校正信号を乗算器１１ａで乗算し、回路通過時間τを算出して、ローパスフィルタ１１ｂからメモリ１１ｃなどに記憶する（ステップＳ３）。

位相差算出部１１で回路通過時間τが求められると、つぎに、位相遅延時間Δを算出するために、信号入力部２ではたとえば下記の（３）式のような第２の校正信号Ｓin２が生成される（ステップＳ４）。

Ｓin２＝Ｅ（ｔ）ｃｏｓ（ω₂ｔ）…（３）
ここで、Ｅ（ｔ）は周期関数ではない時間関数（非周期関数）信号として設定される。また、第２の校正信号Ｓin２の周波数ω₂は、入力端子１に供給されるＲＦ入力信号Ｓinに近い周波数が選択される。この校正信号Ｓin２を図１の電力増幅器に入力し、そのとき出力される増幅信号（出力信号）Ｓout２を求める（ステップＳ５）。

この増幅信号（出力信号）Ｓout２は、
Ｓout２＝ＡＥ（ｔ−τ−Δ）ｃｏｓ［ω₂（ｔ−τ）］…（４）
となって、カプラ９から位相差算出部１１に入力される。このとき、位相差算出部１１では、すでにメモリ１１ｃに回路通過時間τが格納されているので、（３）式、（４）式に示す２つの校正信号を乗算器１１ａで乗算し、ローパスフィルタ１１ｂからの直流成分と回路通過時間τに基づいて、位相遅延時間Δが算出できる（ステップＳ６）。さらに、移相制御部１２では、こうして得られた位相遅延時間Δをもとに、位相成分が通過する移相器５の位相量を調整する（ステップＳ７）。

こうして、その後に入力するＲＦ信号に対して、高周波増幅部６における振幅成分と位相成分の両信号を同期させて、出力端子１０から入力信号の振幅位相成分を正確に再現した信号を出力できる。

なお、以上のような校正動作は、高周波増幅器の初期動作試験の時、電源投入の時、もしくは電源投入後では一定間隔で、あるいは電力増幅器への入力信号がない空き時間に適宜に実施することになる。したがって、回路組立の時点で位相量を補正するだけでなく、高周波増幅器の使用環境などによって位相遅延時間が変動した場合でも、必要に応じて校正動作を行うようにして、常に入力信号の振幅成分と位相成分の両信号を正確に同期させることができる。

（回路通過時間τの演算方法）
つぎに、上述した校正動作のステップＳ３における回路通過時間τの演算方法の一例について説明する。

乗算器１１ａは、上述した（１）式と（２）式の校正信号をそのまま乗算することによって、回路通過時間τを算出している。
いま、乗算器１１ａによる乗算結果をＳcal１とすると、その右辺は以下のように展開できる。

Ｓcal１＝Ｓin１×Ｓout１
＝ｃｏｓ（ω₁ｔ）×Ａｃｏｓ［ω₁（ｔ−τ）］
＝（A/2）｛ｃｏｓ［ω₁ｔ−ω₁（ｔ−τ）］＋ｃｏｓ［ω₁ｔ＋ω₁（ｔ−τ）］｝
＝（A/2）ｃｏｓ（ω₁τ）＋（A/2）［ｃｏｓ（２ω₁ｔ）・ｃｏｓ（ω₁τ）
＋ｓｉｎ（２ω₁ｔ）・ｓｉｎ（ω₁τ）］…（５）
上記（５）式の右辺において、第１項は直流成分（一定値）、第２項は２ω₁の周期で振動する交流成分となる。そこで、この乗算結果Ｓcal１をローパスフィルタ１１ｂに通すことにより第２項の交流成分が除去され、以下の（６）式のように直流成分Ｓdc１だけが出力される。

Ｓdc１＝（A/2）ｃｏｓ（ω₁τ）…（６）
この（６）式を、回路通過時間τについて書き換えたものが、以下の（７）式である。この（７）式において、校正信号Ｓin１の周波数ω₁と電力増幅器の増幅率Ａが既知であれば、回路通過時間τは決定できる。

τ＝｛ｃｏｓ^-1（２Ｓdc１／Ａ）±２ｎπ｝／ω₁…（７）
ところが、（７）式には整数値ｎが含まれているため、これだけでは回路通過時間τを一意に特定することができない。そこで、信号入力部２において（１）式の周波数ω₁をδω（≠０）だけ変化させたω₁₁（＝ω₁−δω）の校正信号Ｓin11を生成し、校正信号Ｓin11およびその増幅信号（出力信号）Ｓout11の積の直流成分Ｓdc11をローパスフィルタ１１ｂから出力する。この直流成分Ｓdc11は、（６）式と同様に求めることができ、次の（８）式となる。

Ｓdc11＝（A/2）ｃｏｓ（ω₁₁τ）…（８）
ここで、増幅信号（出力信号）Ｓout11の振幅は、図１の電力増幅器の増幅率Ａによって決まる大きさであって、増幅信号（出力信号）Ｓout１の振幅に等しい。この（８）式を回路通過時間τについて書き換えると、以下の（９）式となる。

τ＝｛ｃｏｓ^-1（２Ｓdc11／Ａ）±２ｎπ｝／ω₁₁…（９）
これら（７）式、（９）式から整数値ｎを消去することによって、以下の（１０）式に示すように、回路通過時間τを一意に特定できる。

τ＝｛ｃｏｓ^-1（２Ｓdc１／Ａ）−ｃｏｓ^-1（２Ｓdc11／Ａ）｝／（ω₁−ω₁₁） …（１０）
なお、信号入力部２で生成される第１の校正信号Ｓin１は、周波数ω₁とω₁₁の間に以下の（１１）式で示す不等式を満たす必要がある。

｜τ（ω₁−ω₁₁）｜＜０…（１１）
（位相遅延時間Δの演算方法）
つぎに、上述した校正動作のステップＳ６における位相遅延時間Δの演算方法の一例について説明する。

ここでも、乗算器１１ａによって上述した（３）式と（４）式の第２の校正信号Ｓin２とその増幅信号（出力信号）Ｓout２をそのまま乗算し、位相遅延時間Δを算出している。

いま、乗算器１１ａによる乗算結果をＳcal２とすると、その右辺は以下のように展開される。
Ｓcal２＝Ｓin２×Ｓout２
＝Ｅ（ｔ）ｃｏｓ（ω₂ｔ）×ＡＥ（ｔ−τ−Δ）ｃｏｓ［ω₂（ｔ−τ）］
＝（A/2）Ｅ（ｔ）Ｅ（ｔ−τ−Δ）ｃｏｓ（ω₂τ）＋（A/2）Ｅ（ｔ）Ｅ（ｔ−τ−Δ）［ｃｏｓ（２ω₂ｔ）・ｃｏｓ（ω₂τ）＋ｓｉｎ（２ω₂ｔ）・ｓｉｎ（ω₂τ）］
…（１２）
上記（１２）式の右辺において、第１項は直流成分（一定値）、第２項は２ω₂の周期で振動する交流成分となる。そこで、この乗算結果Ｓcal２をローパスフィルタ１１ｂに通すことにより第２項の交流成分が除去され、以下の（１３）式のように直流成分Ｓdc２だけが出力される。

Ｓdc２＝（A/2）Ｅ（ｔ）Ｅ（ｔ−τ−Δ）ｃｏｓ（ω₂τ）…（１３）
この（１３）式では、第２の校正信号Ｓin２の周波数ω₂、電力増幅器の増幅率Ａが既知であり、メモリ１１ｃに回路通過時間τが格納されている。いま、たとえば非周期関数として、Ｅ（ｔ）＝ａｔ（ａ≠０）のような単純増加関数が設定されているとすれば、（１３）式は、
Ｓdc２＝（A/2）ａ²ｔ（ｔ−τ−Δ）ｃｏｓ（ω₂τ） …（１３１）
となる。但し、ｔ−τ−Δ＜０のときは、Ｓdc２＝０。

さらに、この（１３１）式を位相遅延時間Δについて書き換えると、以下の（１４）式に示すようになる。
Δ＝ｔ−τ−［２Ｓdc２／Ａａ²ｔｃｏｓ（ω₂τ）］…（１４）
したがって、ローパスフィルタ１１ｂから出力される直流成分Ｓdc２を任意の時間ｔのタイミングで求めることにより、この（１４）式に基づいて適宜に位相遅延時間Δが算出できる。

また、第２の校正信号Ｓin２の振幅成分Ｅ（ｔ）として周期関数を設定した場合であっても、回路通過時間τを求めたのと同様の手法を用いることによって、位相遅延時間Δを一意に特定できる。

（回路通過時間τの別の演算方法）
つぎに、上述した（１）式と（２）式の校正信号を乗算するやり方とは別の回路通過時間τの演算方法について説明する。

ここでは、（１）式の校正信号Ｓin１の周波数成分に対して、周期Ｔで０とπの２つの値に変化する位相成分φ（ｔ）を加え、新たな第３の校正信号Ｓin３を信号入力部２で生成し、それを図１の電力増幅器に入力し、そのとき出力される信号Ｓin３の増幅信号Ｓout３と位相差算出部１１の乗算器１１ａで乗算して、回路通過時間τを求めている。

図４は、第３の校正信号Ｓin３とその増幅信号（出力信号）Ｓout３の位相成分φ（ｔ）、φ（ｔ−τ）、および乗算結果Ｓcal３の直流成分Ｓdc３を示すタイミング図である。

最初に、（１５）式のような第３の校正信号Ｓin３が信号入力部２で生成される。
Ｓin３＝ｃｏｓ［ω₁ｔ＋φ（ｔ）］…（１５）
いま、第３の校正信号Ｓin３の位相成分φ（ｔ）は、ｎ＝０，１，２…に対して、ｎＴ＜ｔ＜（２ｎ＋１）Ｔ／２のときπ、（２ｎ＋１）Ｔ／２＜ｔ＜（ｎ＋１）Ｔのとき０となるように、信号入力部２において、たとえばＴ／２の周期で２つの信号ｃｏｓ（ω₁ｔ）とｃｏｓ［ω₁ｔ＋π］＝−ｃｏｓ（ω₁ｔ）を切り替えるスイッチ素子などによって設定する（図４（ａ）参照）。

この校正信号Ｓin３を図１の電力増幅器に入力すると、以下の（１６）式のような増幅信号Ｓout３が回路通過時間τだけ遅延して出力される。
Ｓout３＝Ａｃｏｓ［ω₁（ｔ−τ）＋φ（ｔ−τ）］…（１６）
第３の校正信号Ｓin３に対する増幅信号（出力信号）Ｓout３は、その位相成分φ（ｔ−τ）について考察すると、ｎ＝０，１，２…に対して、ｎＴ＋τ＜ｔ＜［（２ｎ＋１）Ｔ／２］＋τのときπ、［（２ｎ＋１）Ｔ／２］＋τ＜ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ＋τのとき０である（図４（ｂ）参照）。

そこで、第３の校正信号Ｓin３とその増幅信号（出力信号）Ｓout３の乗算器１１ａによる乗算結果をＳcal３とすると、τ＜ｔ＜Ｔ／２の期間には、以下のようにその右辺が展開される。

Ｓcal３＝ｃｏｓ［ω₁ｔ＋φ（ｔ）］×Ａｃｏｓ［ω₁（ｔ−τ）＋φ（ｔ−τ）］
＝ｃｏｓ（ω₁ｔ＋π）×Ａｃｏｓ［ω₁（ｔ−τ）＋π］
＝ｃｏｓ（ω₁ｔ）×Ａｃｏｓ［ω₁（ｔ−τ）］…（１７）
図４（ａ）および（ｂ）に示すように、位相成分φ（ｔ）の値は、時間ｔの経過に応じて０とπの間で変化するから、つぎのＴ／２＜ｔ＜（Ｔ／２）＋τの期間には、
Ｓcal３^*＝ｃｏｓ（ω₁ｔ＋０）×Ａｃｏｓ［ω₁（ｔ−τ）＋π］
＝−ｃｏｓ（ω₁ｔ）×Ａｃｏｓ［ω₁（ｔ−τ）］…（１８）
となる。ここで、（１７）式のＳcal３と（１８）式のＳcal３^*とは、正負の符号だけが異なる。

同様に、つぎの（Ｔ／２）＋τ＜ｔ＜Ｔの期間における乗算結果Ｓcal３は（１７）式と同じ値となり、さらに、つぎのＴ＜ｔ＜Ｔ＋τの期間では（１８）式のＳcal３^*と同じ値となる。したがって、（１７）式の右辺を上述した（５）式と同様に展開することで、そのフィルタ出力である直流成分Ｓdc３が、以下のように求められる。

Ｓdc３＝（A/2）ｃｏｓ（ω₁τ）…（１９）
また、（１８）式の右辺からは、そのフィルタ出力である直流成分Ｓdc３^*が、以下のように求められる。

Ｓdc３^*＝−（A/2）ｃｏｓ（ω₁τ）…（２０）
このように、校正信号Ｓin３および増幅信号Ｓout３を乗算器１１ａによって乗算し、ローパスフィルタ１１ｂで交流成分を除去することにより、位相差算出部１１の出力が交互に正負に切り替わる。すなわち、［（２ｎ＋１）Ｔ／２］＜ｔ＜［（２ｎ＋１）Ｔ／２］＋τと（ｎ＋１）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ＋τの期間で、図４（ｃ）に示すように直流成分Ｓdc３^*が負値となるから、その期間を計測することによって回路通過時間τを特定できる。

なお、位相成分φ（ｔ）の周期Ｔは、回路通過時間τの２倍以上大きく（Ｔ＞２τ）設定されている。
以上、実施の形態の電力増幅器によれば、入力端子１からの入力信号を位相信号と振幅信号に分離して、位相信号を電力増幅するとともに振幅信号に対応する電圧に基づいて振幅変調を行うことにより、増幅信号を出力する際に、信号入力部２では、位相信号に対する振幅信号の位相遅延時間を測定するための校正信号Ｓin１，Ｓin２もしくはＳin３，Ｓin２を生成し、位相差算出部１１では、校正信号、および校正信号の増幅信号に基づいて、位相遅延時間Δを演算し、移相制御部１２では、位相差算出部１１で演算された位相遅延時間Δに応じて位相信号の位相量を制御することによって、移相制御部１２で制御される位相量に応じて、位相信号と振幅信号との同期合わせを行うことができる。

また、この電力増幅器における同期制御方法によれば、信号入力部２を電源投入後の一定間隔で、あるいは通信を行わない空き時間において、適宜構成信号を出力するよう動作させて、移相器５に対して位相遅延時間Δに応じた位相量を設定できる。

さらに、上述した電力増幅器を備えた無線通信装置では、ＲＦ入力信号Ｓinの振幅成分と位相成分の両信号を正確に同期させて、ＲＦ入力信号Ｓinを劣化させることなくその電力増幅が可能となるから、出力変調波形に歪みを生じさせない、高効率なＥＥＲ増幅装置を用いた送信機あるいは受信機が実現できる。

実施の形態に係る電力増幅器の構成を示すブロック図である。 位相差算出部の具体的な構成例を示すブロック図である。 位相差算出部での処理の流れを示すフローチャートである。 第３の校正信号Ｓin３とその増幅信号Ｓout３の位相成分φ（ｔ）、φ（ｔ−τ）、および乗算結果Ｓcal３の直流成分Ｓdc３を示すタイミング図である。 従来のＥＥＲ増幅方式の電力増幅器を示すブロック図である。

符号の説明

１ 入力端子
２ 信号入力部
３ カプラ
４ リミッタ
５ 移相器
６ 高周波増幅部
７ 包絡線検波部
８ 振幅変調部
９ カプラ
１０ 出力端子
１１ 位相差算出部
１２ 移相制御部
Ｓin１，Ｓout１ 第１の校正信号とその増幅信号（出力信号）
Ｓin２，Ｓout２ 第２の校正信号とその増幅信号（出力信号）

Claims (8)

1. 入力信号を位相信号と振幅信号に分離して、前記位相信号を電力増幅するとともに前記振幅信号に対応する電圧に基づいて振幅変調を行うことにより、前記入力信号を増幅した信号を出力するＥＥＲ増幅装置において、
   前記位相信号に対する前記振幅信号の位相遅延時間を測定するための校正信号を生成する校正信号生成手段と、
   前記校正信号、および前記校正信号の増幅信号に基づいて、前記位相遅延時間を演算する演算手段と、
   前記演算手段で演算された前記位相遅延時間に応じて前記位相信号の位相量を制御する移相制御手段と、
   前記移相制御手段で制御される位相量に応じて、前記位相信号と前記振幅信号との同期合わせを行う位相校正手段と、
   を備えたことを特徴とするＥＥＲ増幅装置。
2. 測定信号生成手段は、
   前記入力信号が増幅されて出力するまでの回路通過時間を測定するための第１の校正信号、および前記位相信号に対する前記振幅信号の位相遅延時間を測定するための第２の校正信号を順次に生成する、
   ことを特徴とする請求項１記載のＥＥＲ増幅装置。
3. 前記演算手段は、
   乗算器、ローパスフィルタ、およびメモリを備え、
   前記第１の校正信号とその増幅信号を前記乗算器によって乗算し、前記乗算器の乗算結果から前記ローパスフィルタによって直流成分を得て、前記回路通過時間を演算して前記メモリに記憶し、
   前記第２の校正信号とその増幅信号を前記乗算器によって乗算し、前記乗算器の乗算結果から前記ローパスフィルタによって直流成分を得るとともに、前記メモリに記憶された前記回路通過時間によって前記位相遅延時間を演算するようにしたことを特徴とする請求項２記載のＥＥＲ増幅装置。
4. 前記第１の校正信号には周期関数を用い、前記第２の校正信号には非周期関数と周期信号を乗算した信号を用いるようにしたことを特徴とする請求項２記載のＥＥＲ増幅装置。
5. 前記移相制御手段を電源投入後の一定間隔、あるいは前記入力信号のない空き時間に動作させて、前記位相校正手段に対して前記位相遅延時間に応じた位相量を設定するようにしたことを特徴とする請求項２記載のＥＥＲ増幅装置。
6. 前記請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＥＥＲ増幅装置を備えたことを特徴とする無線通信装置。
7. 入力信号に対する増幅信号を出力するＥＥＲ増幅装置における同期制御方法において、
   前記入力信号を位相信号と振幅信号に分離して、前記位相信号を電力増幅するとともに前記振幅信号に対応する電圧に基づいて振幅変調を行うとき、
   校正信号生成手段が、前記位相信号に対する前記振幅信号の位相遅延時間を測定するための校正信号を生成し、
   演算手段が、前記校正信号、および前記校正信号の増幅信号に基づいて、前記位相遅延時間を演算し、
   移相制御手段が、前記演算手段で演算された前記位相遅延時間に応じて前記位相信号の位相量を制御し、
   位相校正手段が、前記移相制御手段で制御される位相量に応じて、前記位相信号と前記振幅信号との同期合わせを行う、
   ようにしたことを特徴とするＥＥＲ増幅装置における同期制御方法。
8. 前記校正信号として、前記入力信号が増幅されて出力するまでの回路通過時間を測定するための第１の校正信号、および前記位相信号に対する前記振幅信号の位相遅延時間を測定するための第２の校正信号を順次に生成する、
   ことを特徴とする請求項７記載のＥＥＲ増幅装置における同期制御方法。

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