JP2008209490A

JP2008209490A - 音響処理装置及び音響処理方法

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Publication number: JP2008209490A
Application number: JP2007043967A
Authority: JP
Inventors: Yasuaki Nagoshi; 靖朗名越
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2007-02-23
Filing date: 2007-02-23
Publication date: 2008-09-11

Abstract

【課題】本発明は、簡易な構成でスピーカからリスニングポジションまでの到達時間を正確に算出できるようにする。
【解決手段】本発明は、サブウーファーＳＷから測定音として出力させる正弦波信号Ｓ１を生成し、その測定音をサブウーファーＳＷから出力し、マイクロフォンＭＦで集音したときに得られる測定音波形ＷＶ１の高周波成分ＨＦを除去するため時間軸方向及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理を施し、その結果得られるフィルタ処理後測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの立上りエッジＵＥ１を検出するための閾値ＴＨ１を、フィルタ処理後測定音波形の最大ピーク値ＰＫ１に対する所定割合の乗算結果を用いて設定し、その閾値ＴＨ１を用いてフィルタ処理後測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの立上りエッジＵＥ１を測定音の受信タイミングｔ_１として検出するようにする。
【選択図】図１５

Description

本発明は、音響処理装置及び音響処理方法に関し、例えば視聴ルーム等の静かな音響環境において、５．１ｃｈのマルチチャンネル音声聴取システムにおける各スピーカからリスニングポイントまでの距離を算出し、その算出結果に基づいてタイムアライメント処理を自動的に実行するような音響処理装置に適用して好適なものである。

近年、ＤＶＤ(Digital Versatile Disc)に記録された映画等のコンテンツやディジタルテレビ放送等においては、５．１チャンネルや７．１チャンネルなどの所謂マルチチャンネルの音声データが扱われており、ユーザが５．１チャンネルや７．１チャンネル等のマルチチャンネル音声聴取システムを設定する機会が増えつつある。

例えば、５．１チャンネルのマルチチャンネル音声聴取システムでは、前方左チャンネル、前方中央チャンネル、前方右チャンネル、後方左チャンネル、後方右チャンネル及びサブウーファーチャンネルからなる６つの音声チャンネルからなり、これら６つの音声チャンネルにそれぞれ対応した６個のスピーカを用いて音声を再生することが可能である。なお、５．１チャンネル等における「．１」という表現は、低周波数成分を補うサブウーファーチャンネルのことを意味している。

このマルチチャンネル音声聴取システムにおいては、複数のスピーカを用いるため、それぞれのスピーカから放音される音声をユーザが聴取するリスニングポジションにおける各スピーカとユーザとの距離、各スピーカの出力特性、スピーカとユーザとの間に存在する障害物などの影響を受けて、当該マルチチャンネル音声聴取システムによって形成される再生音場が適切なものとならない場合がある。例えば、前方中央に定位すべきボーカルの音像が右側又は左側に片寄ってしまうといったことが起こり得る。

このためマルチチャンネル音声聴取システムのなかには、各スピーカから放音する音声を適切に遅延させることにより、適切な再生音場を生成する所謂タイムアライメント機能を備えたものがある。

このようなタイムアライメント機能を備えたマルチチャンネル音声聴取システムでは、インパルス信号のエネルギーを時間軸上に分散させたＴＳＰ(Time-Stretched Pulse)測定用信号をディジタルシグナルプロセッサーにより生成し、これを各スピーカから放音させ、リスニングポジションに設置されたマイクロフォンによって集音した後、ディジタル変換して解析することによりインパルス応答を求めるようになされている。

そしてマルチチャンネル音声聴取システムでは、先程求めたインパルス応答に基づいて各スピーカから放音される音声のリスニングポジションまでの到達時間を算出し、各スピーカから出力する音声の遅延時間を調整することにより、リスニングポジションに居るユーザに対して各スピーカから放音された音声を同じタイミングで聴取させ、リスニングポジションに応じた最適な再生音場を簡易かつ適正に形成し得るようになされている。

しかしながらマルチチャンネル音声聴取システムにおいては、超低域乃至低域の周波数帯域を持つサブウーファーのインパルス応答が、特に家庭内のような部屋であれば壁の反射や定在波の影響で収束するまでの時間が長く、測定時間が長くなって記憶容量の大きなメモリーが必要になってしまう。

そこでサブウーファーから放音する音声に対する遅延時間を迅速かつ小容量のメモリーで算出できるようにするため、測定用信号として単一周波数の正弦波信号を用い、サブウーファーから正弦波信号の測定音を出力した後、それをマイクロフォンで集音したときにおける最初の波形部分の立上りエッジを受信タイミングとして推定することにより、サブウーファーからリスニングポジションまでの時間遅延を求めるようになされたマルチチャンネル音声聴取システムが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開2006-310930公報

ところでかかる構成のマルチチャンネル音声聴取システムでは、例えば図１に示すように、各スピーカのうちサブウーファーから出力する測定音の正弦波信号を任意の振幅及び任意の周期に設定した場合、その測定音量が大きくなり、かつその出力時間が長くなってユーザに耳障りな印象を与え、かつ不愉快な思いをさせかねない。

また上述したマルチチャンネル音声聴取システムでは、サブウーファーから放音した正弦波信号の測定音をマイクロフォンで集音したときにおける最初の波形部分の立上りエッジを受信タイミングとして推定することにより時間遅延を求めているため、その推定結果に誤りがあった場合、自動音場補正を行うのに必要なサブウーファーからリスニングポジションまでの到達時間や距離を必ずしも正確に算出できていないという問題もあった。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、簡易な構成でスピーカからリスニングポジションまでの到達時間を正確に算出し得る音響処理装置及び音響処理方法を提案しようとするものである。

かかる課題を解決するため本発明においては、スピーカから測定音として出力させるための正弦波信号を生成する正弦波信号生成手段と、正弦波信号に基づく測定音をスピーカから出力したとき、任意のリスニングポジションで測定音を集音する集音手段と、測定音を集音したときに得られる測定音波形の高周波成分を除去するために時間軸方向のフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理をそれぞれ施すフィルタ手段と、フィルタ手段による２回のフィルタリング処理が施された後のフィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジを検出するための閾値を、フィルタ処理後測定音波形のうち最大レベル値に対する所定割合の乗算結果を用いて設定する閾値設定手段と、閾値設定手段により設定された閾値を用いてフィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジを測定音の受信タイミングとして検出する検出手段と、フィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジの受信タイミングと、測定音を出力したときの出力タイミングとの時間差をスピーカから集音手段までの到達時間として算出する算出手段とを設けるようにする。

これにより、フィルタ処理後測定音波形の前段に現れるオーバーシュートのレベルと、フィルタ処理後測定音波形の第１波のレベルとの間で設定すべき閾値を、フィルタ処理後測定音波形のうち最大レベル値に対する所定割合の乗算結果により設定することができるので、適正な閾値を用いて第１波の立上りエッジを測定音の受信タイミングとして正確に検出することができる。

また本発明においては、スピーカから測定音として出力させるための正弦波信号を正弦波信号生成手段によって生成する正弦波信号生成ステップと、正弦波信号に基づく測定音をスピーカから出力したとき、所定の集音手段により任意のリスニングポジションで測定音を集音する集音ステップと、測定音を集音したときに得られる測定音波形の高周波成分を除去するために時間軸方向のフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理を所定のフィルタ手段によってそれぞれ施すフィルタリング処理ステップと、フィルタリング処理ステップによる２回のフィルタリング処理が施された後のフィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジを検出するための閾値を、閾値設定手段によって、フィルタ処理後測定音波形のうち最大レベル値に対する所定割合の乗算結果を求めることにより設定する閾値設定ステップと、閾値設定ステップにより設定された閾値を用いてフィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジを所定の検出手段により測定音の受信タイミングとして検出する検出ステップと、フィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジの受信タイミングと、測定音を出力したときの出力タイミングとの時間差をスピーカから集音手段までの到達時間として所定の算出手段により算出する算出ステップとを設けるようにする。

本発明によれば、フィルタ処理後測定音波形の前段に現れるオーバーシュートのレベルと、フィルタ処理後測定音波形の第１波のレベルとの間で設定すべき閾値を、フィルタ処理後測定音波形のうち最大レベル値に対する所定割合の乗算結果により設定することができるので、適正な閾値を用いて第１波の立上りエッジを測定音の受信タイミングとして正確に検出することができ、かくして簡易な構成でスピーカからリスニングポジションまでの到達時間を正確に算出し得る音響処理装置及び音響処理方法を実現することができる。

以下、図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。

（１）本発明の基本原理
本発明においても、図２に示すように、例えば５．１チャンネルのマルチチャンネル音声聴取システム１を対象とし、サブウーファーＳＷから出力する測定音には当該サブウーファーＳＷにとって最も効率良く出力可能な１００[Hz]の正弦波信号Ｓ１を用い、前方左スピーカＦＬ、前方中央スピーカＣＴ、前方右スピーカＦＲ、後方左スピーカＲＬ、後方右スピーカＲＲ及びサブウーファーＳＷのうち、特にサブウーファーＳＷからユーザの位置するリスニングポジションに設置されたマイクロフォンＭＦまでの距離Ｌ１を測定することを前提とする。

この場合、正弦波信号Ｓ１の周期を短くすれば測定音の出力時間が短くなるため、振幅レベルを多少大きくしてＳＮ比を改善するようにしても、ユーザに対して耳障りな印象を持たせずに済むが、その周期を幾つにするのかが問題となり、それを決定するまでの基本的な考え方について最初に説明する。

（１−１）正弦波信号の周期決定の考え方
具体的には、サブウーファーＳＷから正弦波信号Ｓ１に応じた測定音を出力した出力タイミングｔ_０と、マイクロフォンＭＦでその測定音を集音したときの受信タイミングｔ_１との差分すなわち到達時間Δｔ（ｔ_１−ｔ_０）を基にサブウーファーＳＷからマイクロフォンＭＦまでの距離Ｌ１を算出するが、図３に示すように当該マイクロフォンＭＦで集音した測定音の波形（以下、これを測定音波形と呼ぶ）ＷＶ１は一般的に高周波成分ＨＦが乗った状態であり、かつマイクロフォンＭＦが動作してから測定音波形ＷＶ１を受信するまでの間にノイズ成分ＮＺが存在している。

このような例えば１．５周期の正弦波信号Ｓ１に対応した測定音波形ＷＶ１では、マイクロフォンＭＦによる無音検出期間（ノイズ成分ＮＺ検出期間）の後に、当該測定音波形ＷＶ１における第１波ＷＦ１の立上りエッジ（すなわち受信タイミングｔ_１に相当）を検出する必要があるものの、その測定音波形ＷＶ１に重畳された高周波成分ＨＦによって立上りエッジを正確に検出することが出来ない状態であるため、測定音波形ＷＶ１に対してローパスフィルタをかけることにより高周波成分ＨＦを除去する必要がある。

そこで、カットオフ周波数２００[Hz]のローパスフィルタにより測定音波形ＷＶ１に対して時間軸方向に沿ったフィルタリング処理を施したとすると、図４に示すように、元の測定音波形ＷＶ１における第１波ＷＦ１〜第３波ＷＦ３の振幅レベルよりもそれぞれ所定レベルだけ低下する所謂なまりが発生し、そのなまりが発生したときの第３波ＷＦ３Ａの隣にオーバーシュートＯＳ１が発生し、かつ全体的に位相遅れが生じたローパスフィルタ１回通過後の測定音波形ＷＶ１Ａが得られることとなる。

この場合、ローパスフィルタ通過前の測定音波形ＷＶ１に比べてローパスフィルタ１回通過後の測定音波形ＷＶ１Ａでは位相遅れが生じているため、高周波成分ＨＦが除去されていたとしても、元の測定音波形ＷＶ１における第１波ＷＦ１の立上りエッジ（すなわち受信タイミングｔ_１に相当）を正確に検出することができず、ローパスフィルタ１回通過後の測定音波形ＷＶ１Ａに対して時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理を再度施す必要がある。

この場合、ローパスフィルタ１回通過後の測定音波形ＷＶ１Ａ（図４）に対し、カットオフ周波数２００[Hz]のローパスフィルタにより時間軸を遡る方向に沿って再度フィルタリング処理を施したとすると、図５に示すように、ローパスフィルタ１回通過後の測定音波形ＷＶ１Ａに対して更になまりが発生し、２度目のなまりが発生した第１波ＷＦ１Ｂの隣に、ノイズ成分ＮＺが含まれたオーバーシュートＯＳ２が発生し、かつ最初の時間軸方向に沿ったフィルタリング処理に係る位相の遅れを打ち消すように位相が変化したローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂが得られることとなる。

これにより１回目の時間軸方向に沿ったフィルタリング処理と、２回目の時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理とが施されたローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂの総合特性としては、元の測定音波形ＷＶ１における第１波ＷＦ１〜第３波ＷＦ３よりも振幅レベルが下がり、かつその両側にオーバーシュートＯＳ１及びＯＳ２が発生するものの、元の測定音波形ＷＶ１に比べて何ら位相特性に変化が生じておらず、かつ高周波成分ＨＦが殆ど除去されたことにより、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの立上りエッジを正確に検出し得る状態にある。

従って、このローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂに対して全波整流処理を施して絶対値を取った後、図６に示すように、第１波ＷＦ１Ｂの立上りエッジＵＥ（すなわち検出タイミングｔ_１に相当）を検出するための閾値ＴＨ１を設定すれば、その閾値ＴＨ１を最初に超えたとき、それを第１波ＷＦ１Ｂであると認識し、その立上りエッジＵＥ１を正弦波信号Ｓ１に応じた測定音の受信タイミングｔ_１として検出することが出来るのである。

但し、図６との対応部分に同一符号を付した図７に示すように、例えばマイクロフォンＭＦによって測定音波形ＷＶ１を検出する前に表れるノイズ成分ＮＺ（図３）のピーク値の１．２倍に相当するレベルを閾値ＴＨ２として設定したような場合、その閾値ＴＨ２がオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルよりも低くなることがあり、そのようなときはオーバーシュートＯＳ２を測定音波形ＷＶ１Ｂの第１波ＷＦ１Ｂであると誤認識してしまい、その結果、そのオーバーシュートＯＳ２の立上りエッジＵＥ２を正弦波信号Ｓ１に応じた測定音の受信タイミングｔ１であると誤検出してしまうことになる。

また、図６との対応部分に同一符号を付した図８に示すように、例えばマイクロフォンＭＦによって測定音波形ＷＶ１を検出する前に表れるノイズ成分ＮＺ（図３）のピーク値の１．２倍に相当するレベルを閾値ＴＨ２として設定した場合、その閾値ＴＨ３が第１波ＷＦ１の振幅レベルよりも高くなることがあり、そのようなときは測定音波形ＷＶ１Ｂの第２波ＷＦ２Ｂを第１波ＷＦ１Ｂであると誤認識してしまい、その結果、その第２波ＷＦ２Ｂの立上りエッジＵＥ３を正弦波信号Ｓ１に応じた測定音の受信タイミングｔ１であると誤検出してしまうことになる。

このような誤検出を未然に防ぐため、第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値と、オーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値との差を出来るだけ大きくし、オーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値よりも大きく、かつ第１波ＷＦ１の振幅レベルの最大値よりも小さい値に設定することができれば、本来閾値ＴＨ１と設定すべきところを閾値ＴＨ２又はＴＨ３と誤まって設定してしまうことを未然に防止できると考えられる。そのためには、第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値をなるべく大きくさせる一方、オーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値を極力小さくして、閾値設定のマージンを十分に取ることが望ましい。

そこで、実際には、どのような周期の正弦波信号Ｓ１を用いれば、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値をなるべく大きくさせる一方、オーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値を極力小さくできるのかを検証する。

図９〜図１２に示すように、０．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｈに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｈ、１周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｆ、１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｑ若しくは２周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆ２に応じた測定音波形ＷＶ１_Ｆ２に対して、時間軸方向に沿ったフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理をそれぞれ施すことにより得られるローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ_Ｈ、ＷＶ１Ｂ_Ｆ、ＷＶ１Ｂ_Ｑ、ＷＶ１Ｂ_Ｆ２ついてそれぞれ確認する。

この場合、０．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｈに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｈ（図９）、１周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｆ（図１０）、１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｑ（図１１）、若しくは２周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆ２（図１２）については、ローパスフィルタ２回通過前であっても、説明の便宜上、高周波成分ＨＦについては図中省略している。

実際上、図９（Ａ）に示すように、振幅レベルが「１．０００」でなる０．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｈに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｈに対し、上述したような時間軸方向に沿ったフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理を順次施す。

これにより、図９（Ｂ）に示すように、測定音波形ＷＶ１_Ｈの振幅レベルになまりが生じると共に、時間軸方向及び時間軸を遡る方向にそれぞれオーバーシュートＯＳ１_Ｈ及びＯＳ２_Ｈが発生したローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ_Ｈとなり、その第１波ＷＦ１Ｂ_Ｈの振幅レベルの最大値Ｖ１が「０．５０００」となり、かつオーバーシュートＯＳ２_Ｈの振幅レベルの最大値Ｖ２が「−０．２２２」となる。

また図１０（Ａ）に示すように、振幅レベルが「１．０００」でなる１周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｆに対し、上述したような時間軸方向に沿ったフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理をそれぞれ施す。

これにより、図１０（Ｂ）に示すように、測定音波形ＷＶ１_Ｆの振幅レベルになまりが生じると共に、時間軸方向及び時間軸を遡る方向にそれぞれオーバーシュートＯＳ１_Ｆ及びＯＳ２_Ｆが発生したローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ_Ｆとなり、その第１波ＷＦ１Ｂ_Ｆの振幅レベルの最大値Ｖ１が「０．６８１」となり、かつオーバーシュートＯＳ２_Ｆの振幅レベルの最大値Ｖ２が「−０．２１３」となる。

さらに図１１（Ａ）に示すように、振幅レベルが「１．０００」でなる１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｑに対し、上述したような時間軸方向に沿ったフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理をそれぞれ施す。

これにより、図１１（Ｂ）に示すように、測定音波形ＷＶ１_Ｑの振幅レベルになまりが生じると共に、時間軸方向及び時間軸を遡る方向にそれぞれオーバーシュートＯＳ１_Ｑ及びＯＳ２_Ｑが発生したローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ_Ｑとなり、その第１波ＷＦ１Ｂ_Ｑの振幅レベルの最大値Ｖ１が「０．６８５」となり、かつオーバーシュートＯＳ２_Ｑの振幅レベルの最大値Ｖ２が「−０．１９８」となる。

さらに図１２（Ａ）に示すように、振幅レベルが「１．０００」でなる２周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆ２に応じた測定音波形ＷＶ１_Ｆ２に対し、上述したような時間軸方向に沿ったフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理をそれぞれ施す。

これにより、図１２（Ｂ）に示すように、測定音波形ＷＶ１_Ｆ２の振幅レベルになまりが生じると共に、時間軸方向及び時間軸を遡る方向にそれぞれオーバーシュートＯＳ１_Ｆ２及びＯＳ２_Ｆ２が発生したローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ_Ｆ２となり、その第１波ＷＦ１Ｂ_Ｆ２の振幅レベルの最大値Ｖ１が「０．６７２」となり、かつオーバーシュートＯＳ２_Ｆ２の振幅レベルの最大値Ｖ２が「−０．２０１」となる。

この結果をまとめた図１３から明らかなように、１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑに応じたローパスフィルタ通過前の測定音波形ＷＶ１_Ｑに対し、時間軸方向に沿ったフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理をそれぞれ施したときのローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ_Ｑにおける第１波ＷＦ１Ｂ_Ｑの振幅レベルの最大値Ｖ１（「０．６８５」）とオーバーシュートＯＳ２_Ｑの振幅レベルの最大値Ｖ２（「０．１９８」）との絶対値差ΔＶ（「０．４８７」）が最も大きくなることが判明した。

これは、図１４（Ａ）に示すように、１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑに応じたローパスフィルタ通過前の測定音波形ＷＶ１_Ｑに対し、時間軸方向に沿ったフィルタリング処理を施すことにより得られたローパスフィルタ１回通過後の測定音波形ＷＶ１Ａ_Ｑにおける第１波ＷＦ１Ａ_Ｑ及び第２波ＷＦ２Ａ_Ｑのオーバーシュート分がそれぞれ第３波ＷＦ３Ａ_Ｑに重畳される分だけ、当該第３波ＷＦ３Ａ_Ｑの振幅レベルが増加し、大きくなまることを防止しているからだと予想される。

同様に、図１４（Ｂ）に示すように、ローパスフィルタ１回通過後の測定音波形ＷＶ１Ａ_Ｑに対し、時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理を施すことにより得られたローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ_Ｑにおける第３波ＷＦ３Ｂ_Ｑ及び第２波ＷＦ２Ｂ_Ｑのオーバーシュート分がそれぞれ第１波ＷＦ１Ｂ_Ｑに重畳される分だけ、当該第１波ＷＦ１Ｂ_Ｑの振幅レベルが増加し、大きくなまることを防止しているからだと予想される。

これに対して、図９（Ａ）及び（Ｂ）に示したように、０．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｈに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｈでは、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ_Ｈにそもそも第１波ＷＦ１Ｂ_Ｈしか存在しないので、オーバーシュート分を重畳すべき対象が存在しない。

また、図１０（Ａ）及び（Ｂ）に示したように、１周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｆでは、時間軸方向のフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理の際、オーバーシュート分を重畳する元となる波形が互いに１つしかないため、第１波ＷＦ１Ｂ_Ｆ及び第２波ＷＦ２Ｂ_Ｆの振幅レベルを僅かに増加するに留まり、１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑの場合に比べて第１波ＷＦ１Ｂ_Ｆの振幅レベルが低い値となっていると考えられる。

これに対して、図１２に示したように、２周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆ２に応じた測定音波形ＷＶ１_Ｆ２でも、１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｑと同様に、時間軸方向のフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理の際、オーバーシュート分を重畳する元となる波形が互いに複数（この場合、３つ）存在することになるため、第１波ＷＦ１Ｂ_Ｆ２の振幅レベルが増加し、１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑの場合と同様、大きくなまることを防止しているからだと予想される。

但し、図１３に示した実験結果によれば、０．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｈに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｈ乃至２周期の正弦波信号Ｓ１_Ｆ２に応じた測定音波形ＷＶ１_Ｆ２のなかでは、結果的に１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑに応じた測定音波形ＷＶ１_Ｑの方が、第１波ＷＦ１Ｂ_Ｑの振幅レベルの最大値Ｖ１（「０．６８５」）と、オーバーシュートＯＳ２_Ｑの振幅レベルの最大値Ｖ２（「０．１９８」）との絶対値差ΔＶ（「０．４８７」）が最も大きくなったので、この１．５周期の正弦波信号Ｓ１_Ｑを用いることが閾値ＴＨ１を設定するのに最適であると判断した。

（１−２）閾値の設定手法
次ぎに、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ（図６）における第１波ＷＦ１Ｂの立上りエッジＵＥ１（すなわち受信タイミングｔ１に相当）を検出するための閾値ＴＨ１をどのように設定すれば、誤ってオーバーシュートＯＳ２を第１波ＷＦ１Ｂであると誤認識してしまったり、或いは、第２波ＷＦ２Ｂを第１波ＷＦ１Ｂであると誤認識してしまうという事態を回避できるかについて検討する。

図１５に示すように、１．５周期の正弦波信号Ｓ１を用いれば、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂ（図６）における第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１及びオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２の絶対値差ΔＶ（｜Ｖ１−Ｖ２｜）が最大となるため、その絶対値差ΔＶの間に閾値ＴＨ１を設定すれば良い。

ここで、１．５周期の正弦波信号Ｓ１の信号レベル全体が大きくなれば、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１及びオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２も大きくなり、逆に、１．５周期の正弦波信号Ｓ１の信号レベル全体が小さくなれば、第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１及びオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２も小さくなる。

このため、一般的には、第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１に対してある一定の割合を乗算した結果を閾値ＴＨ１として設定すれば、オーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２よりも大きく、第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１よりも小さくすることが出来ると考えられる。

しかしながら、閾値ＴＨ１を設定する前の段階では、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂがいずれであるのかを判別することが出来ていない関係上、第１波ＷＦ１Ｂ〜第３波ＷＦ３Ｂのうち最大ピーク値ＰＫ１（この場合は第２波ＷＦ２Ｂ）を検出し、その最大ピーク値ＰＫ１に対してオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２よりも大きく、第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１よりも小さくなるような割合を乗算することにより閾値ＴＨ１を設定するようにすれば良い。

実際上、図１６では、測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１と、その第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１及びオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２との関係を様々な部屋で実験した結果をグラフに示した。

この場合、横軸が測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１であり、縦軸が測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１とオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２である。

この結果から、測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１は、測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１の１０．４％よりも大きく、測定音波形ＷＶ１ＢにおけるオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２は、測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１の６．２％よりも小さくなることが判明した。

従って、閾値ＴＨ１を設定する際には、測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１に対し、６．２％以上で１０．４％以下（特に、安全を見越して８％〜９％付近）の割合を乗算して設定すれば、閾値ＴＨ１を要因として正弦波信号Ｓ１に応じた測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１を誤検出することを防止して、正確な受信タイミングｔ_１を検出することができると考えられる。

（２）マルチチャンネル音声聴取システムの構成
上述したような（１）基本原理の内容を反映させた本発明の音響処理装置を有するマルチチャンネル音声聴取システムの構成を次に説明する。

（２−１）マルチチャンネル音声聴取システムの回路構成
図１７に示すようにマルチチャンネル音声聴取システム１では、例えばＣＤ(Compact Disc)プレイヤー２によって再生したオーディオデータＤ１を、音響処理装置３のディジタルオーディオインタフェースレシーバ５を介してＤＳＰ(Digital Audio Receiver)６に入力する。

ＤＳＰ６は、ユーザインタフェース１１から与えられた命令を認識したホストＣＰＵ(Central Processing Unit)１０からの制御によって動作し、オーディオデータＤ１に対して所定の信号処理を施した後、アンプ７を介して増幅させ、視聴ルーム４に設置された前方左スピーカＦＬ、前方中央スピーカＣＴ、前方右スピーカＦＲ、後方左スピーカＲＬ、後方右スピーカＲＲやサブウーファーＳＷから再生音声として出力させる。

因みにＤＳＰ６は、各スピーカＦＬ、ＣＴ、ＦＲ、ＦＬ及びＲＲやサブウーファーＳＷから出力される再生音声の音圧レベルを同一にするためのレベル補正計算や、各スピーカＦＬ、ＣＴ、ＦＲ、ＦＬ及びＲＲやサブウーファーＳＷにおける再生周波数特性が目標の例えば全再生周波数領域において均一（フラット）とするための周波数補正計算処理を行うと共に、上述した時間軸方向及び時間軸に遡る方向のフィルタリング処理をＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタによって行うようになされている。

ところで、音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、ユーザインタフェース１１を介してタイムアライメント処理を実行するための命令が与えられたことを認識すると、予めハードディスク等にインストールされている所定のアプリケーションプログラムである測定音受信タイミング検出処理プログラムに従って、図１８に示すように、サブウーファーＳＷから放音された測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１を検出するための測定音受信タイミング検出処理手順ＲＴ１を実行するようになされている。

実際上、音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、ルーチンＲＴ１の開始ステップから入って次のステップＳＰ１へ移り、ＤＳＰ６に対して上述したような１．５周期の正弦波信号Ｓ１を生成させ、次のステップＳＰ２へ移る。

ステップＳＰ２において音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、ＤＳＰ６によって生成された１．５周期の正弦波信号Ｓ１に応じた測定音を、アンプ７を介してサブウーファーＳＷから出力させ、次のステップＳＰ３へ移る。因みに音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、ＤＳＰ６に対して中高音用の周波数帯域に相当する測定音信号をも生成させ、これをアンプ７経由で各スピーカＦＬ、ＣＴ、ＦＲ、ＦＬ及びＲＲから出力させる。

ステップＳＰ３において音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、視聴ルーム４のリスニングポジションに設置されたマイクロフォンＭＦにより集音したサブウーファーＳＷからの測定音信号Ｓ２をマイクアンプ８により増幅させた後、アナログディジタル変換回路９により所定サンプリング周波数でアナログディジタル変換させることにより測定音データＤ３（すなわち上述した測定音波形ＷＶ１）に変換させ、これをＤＳＰ６へ送出させた後、次のステップＳＰ４へ移る。

ステップＳＰ４において音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、ＤＳＰ６に対し、測定音波形ＷＶ１に対して上述したような時間軸方向に沿ったフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向に沿ったフィルタリング処理を実行させ、次のステップＳＰ５へ移る。

ステップＳＰ５において音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、ステップＳＰ４でフィルタリング処理が施されたローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１とオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２との絶対値差ΔＶ（｜Ｖ１−Ｖ２｜）をＤＳＰ６によって算出させ、次のステップＳＰ６へ移る。

ステップＳＰ６において音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂ〜第３波ＷＦ３Ｂのうち最大ピーク値ＰＫ１を検出し、その最大ピーク値ＰＫ１に対してオーバーシュートＯＳ２の最大値Ｖ２よりも大きく、第１波ＷＦ１Ｂの最大値Ｖ１よりも小さくなるような割合を乗算することにより、ステップＳＰ５で求めた絶対値差ΔＶの間で十分なマージンを取った閾値ＴＨ１を設定し、次のステップＳＰ７へ移る。

ステップＳＰ７において音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、閾値ＴＨ１を設定することが出来たので、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの立上りエッジを正弦波信号Ｓ１に応じた測定音の受信タイミングｔ_１として検出し、次のステップＳＰ８へ移って処理を終了する。

なお音響処理装置３のホストＣＰＵ１０は、正弦波信号Ｓ１に応じた測定音をサブウーファーＳＷから出力したときの出力タイミングｔ_０を記憶しているので、サブウーファーＳＷからマイクロフォンＭＦに到達した正弦波信号Ｓ１に応じた測定音の受信タイミングｔ_１と、出力タイミングｔ_０との差分を到達時間Δｔ（ｔ_１−ｔ_０）として算出し、これを基にサブウーファーＳＷからマイクロフォンＭＦまでの距離Ｌ１を測定したり、到達時間Δｔ（ｔ_１−ｔ_０）を用いて他の各スピーカＦＬ、ＣＴ、ＦＲ、ＦＬ及びＲＲからマイクロフォンＭＦまでの到達時間との時間差を基に遅延時間を設定し、タイムアライメント処理を実行し得るようになされている。

（３）動作及び効果
以上の構成において、マルチチャンネル音声聴取システム１の音響処理装置３では、正弦波信号Ｓ１に応じたローパスフィルタ通過前の測定音波形ＷＶ１に対し、時間軸方向のフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理をそれぞれ施したことにより得られるローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１とオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２との絶対値差ΔＶが最も大きくなるのが１．５周期であることを検証した。

従って音響処理装置３では、１．５周期の正弦波信号Ｓ１に応じた測定音をサブウーファーＳＷから出力し、それをマイクロフォンＭＦで集音し、その測定音波形ＷＶ１に対して時間軸方向及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理を施したときに、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１とオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２との絶対値差ΔＶが最も大きくなるので、測定音の受信タイミングｔ_１を正確に検出するための閾値ＴＨ１の設定に十分な巾と余裕を持たせることができる。

具体的には、図１６に示した実験結果のように、測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１が測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１の１０．４％よりも大きく、測定音波形ＷＶ１ＢにおけるオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２が測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１の６．２％よりも小さくなる。

このため音響処理装置３では、閾値ＴＨ１を設定する際、測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１に対し、６．２％以上で１０．４％以下（特に、安全を見越して８％〜９％付近）の割合を乗算すれば、閾値ＴＨ１を要因として正弦波信号Ｓ１に応じた測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１の誤検出を確実に防止し、サブウーファーＳＷから放音される測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１を常時正確に検出することができる。

これにより音響処理装置３は、正弦波信号Ｓ１に応じた測定音をサブウーファーＳＷから出力させたときの出力タイミングｔ_０と、測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１とに基づく到達時間Δｔ（ｔ_１−ｔ_０）に応じたサブウーファーＳＷからマイクロフォンＭＦまでの距離Ｌ１を算出することができ、また他の各スピーカＦＬ、ＣＴ、ＦＲ、ＦＬ及びＲＲからマイクロフォンＭＦまでの到達時間との時間差を基にタイムアライメント処理を実行することもできる。

また音響処理装置３は、図１３に示した実験結果のように、０．５周期の正弦波信号Ｓ１以外となる１周期の正弦波信号Ｓ１や２周期の正弦波信号Ｓ１であれば、ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１とオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２との絶対値差ΔＶが１．５周期の正弦波信号Ｓ１のときとほぼ同様の値となっている。

従って音響処理装置３は、必ずしも１．５周期の正弦波信号Ｓ１に限ることなく、１周期の正弦波信号Ｓ１や２周期の正弦波信号Ｓ１を用いても、その正弦波信号Ｓ１に応じた測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１の誤検出を防止し、サブウーファーＳＷから放音される測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１を常時正確に検出することができる。

なお、このとき音響処理装置３は、サブウーファーＳＷから放音させるための正弦波信号Ｓ１の周期として従来よりも格段に短い１周期乃至２周期とした関係で、振幅レベルを多少大きくしてＳＮ比を改善するようにしても、測定音の出力時間を従来よりも格段に短くすることが出来るので、その分ユーザに対して耳障りな印象や不愉快な思いをさせずに済む。

以上の構成によれば、マルチチャンネル音声聴取システム１の音響処理装置３では、サブウーファーＳＷから測定音を放音させるのに、１．５周期の正弦波信号Ｓ１を用いるようにしたことにより、その測定音波形ＷＶ１に対して時間軸方向及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理を施したときのローパスフィルタ２回通過後の測定音波形ＷＶ１Ｂにおける第１波ＷＦ１Ｂの振幅レベルの最大値Ｖ１とオーバーシュートＯＳ２の振幅レベルの最大値Ｖ２との絶対値差ΔＶを最も大きくさせ、閾値ＴＨ１の設定に十分な巾と余裕を持たせることができるので、測定音の受信タイミングｔ_１を正確に検出することができる。

また音響装置３では、その閾値ＴＨ１を設定するに際し、測定音波形ＷＶ１Ｂの振幅レベルの最大ピーク値ＰＫ１に対し、実験結果から得られた所定の割合を乗算することにより、その閾値ＴＨ１を要因として正弦波信号Ｓ１に応じた測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１の誤検出を確実に防止し、サブウーファーＳＷから放音される測定音のマイクロフォンＭＦによる受信タイミングｔ_１を常時正確に検出することができる。

さらに音響装置３は、これらの処理を行うのに、新たな回路構成を加えることなく、既存のＤＳＰ６及びホストＣＰＵ１０による処理を幾つか追加しただけの簡易な構成で、上述したような測定音の受信タイミングｔ_１を正確に検出することができるので、ソフトウェアのアップデートだけで機能追加を図り、大幅なコストダウンにも貢献することができる。

（４）他の実施の形態
なお上述の実施の形態においては、サブウーファーＳＷから出力する測定音に１００[Hz]の正弦波信号Ｓ１を用いるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、一般的に低音と呼ばれる５０[Hz]や１５０[Hz]等のその他種々の周波数帯域からなる正弦波信号Ｓ１を用いるようにしても良い。

また上述の実施の形態においては、音響処理装置３のホストＣＰＵ１０が、予めハードディスク等にインストールされている所定の測定音受信タイミング検出処理プログラムに従って上述した測定音受信タイミング検出処理手順ＲＴ１（図１８）を実行するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、記録媒体からインストールした測定音受信タイミング検出処理プログラムや、インターネットからダウンロードした測定音受信タイミング検出処理プログラムに従ってルーチンＲＴ１における測定音受信タイミング検出処理手順を実行するようにしても良い。

さらに上述の実施の形態においては、スピーカとしてサブウーファーＳＷに適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、前方左スピーカＦＬ、前方中央スピーカＣＴ、前方右スピーカＦＲ、後方左スピーカＲＬ、後方右スピーカＲＲに適用するようにしても良い。

さらに上述の実施の形態においては、５．１ｃｈのマルチチャンネル音声聴取システムに適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、７．１ｃｈや９．１ｃｈ等の他の複数ｃｈからなるマルチチャンネル音声聴取システムに適用するようにしても良い。

さらに上述の実施の形態においては、正弦波信号生成手段としてのＤＳＰ６、集音手段としてのマイクロフォンＭＦ、フィルタ手段としてのＤＳＰ６、検出手段及び算出手段としてのホストＣＰＵ１０によって本発明の音響処理装置としての音響処理装置３を構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、その他種々の構成でなる正弦波信号生成手段、集音手段、フィルタ手段、検出手段及び算出手段によって音響処理装置を構成するようにしても良い。

本発明の音響処理装置及び音響処理方法は、視聴ルームだけではなく、車両内空間に設定されたマルチチャンネル音声聴取システムに適用することができる。

任意周期で出力する正弦波信号を示す略線図である。５．１ｃｈのマルチチャンネル音声聴取システムを示す略線図である。高周波成分が乗った測定音波形を示す略線図である。時間軸方向に沿ったローパスフィルタ通過後の測定音波形を示す略線図である。時間軸を遡る方向に沿ったローパスフィルタ通過後の測定音波形を示す略線図である。ローパスフィルタ２回通過後の測定音波形に対する反転処理結果と閾値との関係の説明に供する略線図である。オーバーシュートを第１波と誤認識してしまう閾値設定の例を示す略線図である。第２波を第１波と誤認識してしまう閾値設定の例を示す略線図である。０．５周期の正弦波信号に応じた測定音波形のＬＰＦ２回通過前とＬＰＦ２回通過後の様子を示した略線図である。１周期の正弦波信号に応じた測定音波形のＬＰＦ２回通過前とＬＰＦ２回通過後の様子を示した略線図である。１．５周期の正弦波信号に応じた測定音波形のＬＰＦ２回通過前とＬＰＦ２回通過後の様子を示した略線図である。２周期の正弦波信号に応じた測定音波形のＬＰＦ２回通過前とＬＰＦ２回通過後の様子を示した略線図である。第１波の最大値とオーバーシュートの最大値との絶対値差を示す図表である。１．５周期の正弦波信号に応じた測定音波形に対してフィルタリング処理を施したときの振幅特性を示す略線図である。閾値の設定手法の説明に供する略線図である。閾値設定に用いる割合の算出の説明に供する分布図である。マルチチャンネル音声聴取システムの回路構成を示す略線的ブロック図である。測定音受信タイミング検出処理手順を示すフローチャートである。

符号の説明

１……マルチチャンネル音声聴取システム、２……ＣＤプレイヤー、３……音響処理装置、４……視聴ルーム、５……ディジタルオーディオインタフェースレシーバ、６……ＤＳＰ、７……アンプ、８……マイクアンプ、９……アナログディジタル変換回路、１０……ホストＣＰＵ、１１……ユーザインタフェース。

Claims

スピーカから測定音として出力させるための正弦波信号を生成する正弦波信号生成手段と、
上記正弦波信号に基づく上記測定音を上記スピーカから出力したとき、任意のリスニングポジションで上記測定音を集音する集音手段と、
上記測定音を集音したときに得られる測定音波形の高周波成分を除去するために時間軸方向のフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理をそれぞれ施すフィルタ手段と、
上記フィルタ手段による２回のフィルタリング処理が施された後のフィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジを検出するための閾値を、上記フィルタ処理後測定音波形のうち最大レベル値に対する所定割合の乗算結果を用いて設定する閾値設定手段と、
上記閾値設定手段により設定された上記閾値を用いて上記フィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジを上記測定音の受信タイミングとして検出する検出手段と、
上記フィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジの上記受信タイミングと、上記測定音を出力したときの出力タイミングとの時間差を上記スピーカから上記集音手段までの到達時間として算出する算出手段と
を具えることを特徴とする音響処理装置。
上記算出手段は、上記到達時間を用いて上記スピーカと上記集音手段との間の距離を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載の音響処理装置。
上記音響処理装置は、
上記算出手段によって算出された上記到達時間を用いてタイムアライメント処理を実行するタイムアライメント処理手段と
を具えることを特徴とする請求項１に記載の音響処理装置。
上記スピーカは、低音乃至超低音用のサブウーファーである
ことを特徴とする請求項１に記載の音響処理装置。
スピーカから測定音として出力させるための正弦波信号を正弦波信号生成手段によって生成する正弦波信号生成ステップと、
上記正弦波信号に基づく上記測定音を上記スピーカから出力したとき、所定の集音手段により任意のリスニングポジションで上記測定音を集音する集音ステップと、
上記測定音を集音したときに得られる測定音波形の高周波成分を除去するために時間軸方向のフィルタリング処理及び時間軸を遡る方向のフィルタリング処理を所定のフィルタ手段によってそれぞれ施すフィルタリング処理ステップと、
上記フィルタリング処理ステップによる２回のフィルタリング処理が施された後のフィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジを検出するための閾値を、閾値設定手段によって、上記フィルタ処理後測定音波形のうち最大レベル値に対する所定割合の乗算結果を求めることにより設定する閾値設定ステップと、
上記閾値設定ステップにより設定された上記閾値を用いて上記フィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジを所定の検出手段により上記測定音の受信タイミングとして検出する検出ステップと、
上記フィルタ処理後測定音波形における第１波の立上りエッジの上記受信タイミングと、上記測定音を出力したときの出力タイミングとの時間差を上記スピーカから上記集音手段までの到達時間として所定の算出手段により算出する算出ステップと
を具えることを特徴とする音響処理方法。