JP2008205750A - 信号推定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】所定の時間間隔でサンプリングされたデジタル信号のノイズを除去する場合、検出した時点でのノイズ判定が不可能である。
【解決手段】ｎ個のバッファを直列接続した順序回路によりなってサンプリングされた時系列信号に順次遅れを施す。この順序回路の遅れ信号を選択入力してマトリックス部により最小自乗法により近似させ、この最小自乗法で近似する多項式の次数をｐｎとしたとき、内積演算部によりｐｎ＋１次元のベクトルとベクトル部からのｐｎ＋１次元のベクトルとの内積演算を実行することで推定値演算部を構成し、この推定値演算部の出力を現在のサンプリング値として推定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、測定された信号からノイズ判定を行うための信号推定装置に関するものである。

測定された信号からノイズを判定し、そのノイズを除去する方法としては特許文献１が公知となっている。この特許文献に記載されたノイズ除去方法は、図９で示すようにアナログ−デジタル変換された連続する５つのデータの中心点の値ｙｍを求める。中心値ｙｍの前後の値であるｙｍ−１とｙｍ＋１との差Ａと、３つの区間（ｍ−２，ｍ−１）、（ｍ−１，ｍ＋１）、及び（ｍ＋１，ｍ＋２）における差Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３をそれぞれ求める。そして、これらの差Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を比較して最大値ＭＡＸ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）を求め、最大値ＭＡＸ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）と差Ａとを比較し、Ａ＞ＭＡＸ（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）ならば中心値ｙｍはスパイク状のノイズと判定する。
特開平８−３３０９０５号公報

図９で示す方法の場合、突発的に発生するスパイク状のノイズが除去できる利点は有する。しかし、この方法は、ノイズであるか正常データであるかの判定データは５つのデータの中心データであるため、５つのデータが機械装置などから検出された時系列データである場合には、検出した時点でのノイズ判定が出来ない問題を有している。

そこで、本発明が目的とするところは、遅れの発生しない信号推定装置を提供することにある。

本発明の第１は、所定の時間間隔でサンプリングされたデジタル信号のノイズを除去するものにおいて、
直列接続されたｎ個のバッファよりなってサンプリングされた時系列信号に順次遅れを施す順序回路と、この順序回路の遅れ信号を選択入力して最小自乗法により近似させるためのマトリックス部と、このマトリックス部の最小自乗法で近似する多項式の次数をｐｎとしたとき、ｐｎ＋１次元のベクトルとベクトル部のｐｎ＋１次元のベクトルとの内積演算を実行する内積演算部とで推定値演算部を構成し、この推定値演算部の出力を現在のサンプリング値として推定することを特徴としたものである。

本発明の第２は、前記推定値演算部を２組設け、第１の推定値演算部には余弦演算部を介して前記時系列信号を入力して現在のサンプリング値を推定し、第２の推定値演算部には正弦演算部を介して前記時系列信号を入力して現在のサンプリング値を推定し、第１の推定値演算部の出力推定値を実数軸とし、第２の推定値演算部の出力推定値を虚数軸とした複素数に変換し、この複素数の偏角を算出することで現在のサンプリング値として推定値とすることを特徴としたものである。

本発明の第３は、前記推定値演算部の入力側と出力側にそれぞれ現在のサンプリング値と現在の推定値とを切替えるスイッチ部を設けもと共に、現在のサンプリング値と現在の推定値との差信号を絶対値に変換し、この絶対値と設定値との大小を判断する判定部を設け、絶対値が大のとき前記スイッチ部を制御して現在のサンプリング値を除去するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第４は、前記推定装置を２組設け、第１の推定装置の入力側に余弦演算部を接続し、第２の推定装置には正弦演算部を接続し、第１の推定装置の出力推定値を実数軸とし、第２の推定装置の出力推定値を虚数軸とした複素数に変換し、この複素数の偏角を算出することで現在のサンプリング値として推定値とすることを特徴としたものである。

本発明の第５は、前記推定値演算部を３組設け、第１の推定値演算部には検出された三相系統のＵ相電圧を、第２の推定値演算部には検出された三相系統のＶ相電圧を、第３の推定値演算部には検出された三相系統のＷ相電圧をそれぞれ入力し、各推定値演算部の出力側に差演算部を設けて現在のサンプリング値と現在の推定値との差信号を演算し、各相の差信号の絶対値と予め設定された設定値との大小比較を各別に実行し、その論理和を三相電圧の何れかの相の瞬時電圧低下の有無を判断する信号とすることを特徴としたものである。

本発明の第６は、前記時系列信号を減算部に入力して前回のサンプリング値との差信号を演算し、この差信号を前記推定値演算部に入力して現在のサンプリング値として推定値し、この推定値を速度検出信号として速度制御回路に出力するよう構成したことを特徴としたものである。

以上のとおり、本発明によれば、現在の入力値の推定値や、１サンプル先の未来の入力値の推定値などを容易に得ることができる。また、推定値演算部を２組設けることにより、一方を実数軸とし、他方を虚数軸とした複素数に変換して偏角を算出することで、物理的な角度を有する信号が連続であっても、適切な推定値を得ることができ、且つ遅れの発生しないノイズ除去が可能となる。さらに、本発明を速度制御装置の速度検出信号として使用することにより、速度制御の精度が向上する等の効果を有するものである。

図２は本発明の基本的な説明図である。
機械装置などからあるサンプリングの時間間隔で検出されたｎ個の時系列信号がある場合、現在のサンプル値をｕ［０］、１サンプル過去のサンプル値をｕ［−１］、２サンプル過去のサンプル値をｕ［−２］、……、ｎサンプル過去のサンプル値をｕ［−ｎ］とする。これらｎ個（図２では５個）のサンプル値を指定した次数の多項式に最小自乗法により近似する。すなわち、５点のサンプル値を ｙ＝ａ．ｘ＋ｂに最小自乗法で近似する。求めたｙ＝ａ．ｘ＋ｂの式で、ｘ＝０として求めたｙを現在の検出値ｕ［０］の推定値とする。

図１は、本発明の実施例を示す推定装置を示す概略図で、サンプル値は５個には限定されないが、ここでは例として５個のサンプル値を最小自乗法により１次多項式に近似し、現在のサンプル値ｕ［０］の推定値を得る場合を示している。図１で、ｉｎは推定値を得ようとする入力信号で、機械装置などから検出された時系列データである。ｏｕｔはその推定値である出力信号、バッファ（Buf）１〜５はそれぞれ１サンプル遅れを施す回路で、Buf１の出力は入力信号ｉｎの１サンプル前の値、Buf２の出力は入力信号ｉｎの２サンプル前の値、……Buf５の出力は入力信号ｉｎの５サンプル前の値になる。一般にｎ個のバッファを利用する時には、ｎ個のバッファを直列に接続して順序回路を構成してそれぞれのバッファから遅れ信号を出力する。

Muxはマルチプレクサよりなる選択回路で、Buf１〜Buf５の５つの出力信号を１つの５次元ベクトルとして纏める働きをする。Matはマトリックス回路、Vecはベクトル回路である。マルチプレクサMuxにおいて、利用する過去のサンプル値の数をNsb、推定するサンプル値番号をNsfとし、例えば、現在の入力信号の推定値を得る場合には、Nsf＝０、現在の入力よりも１サンプル先の未来信号の推定値を得る場合には、Nsf＝１とし、最小自乗法で近似する多項式の次数をｐｎとすると、マトリックス回路Matは、
数式１：Ｍ１＝［−１，−２，…，−Nsb］’^*［１，１，…，１］（ｐｎ＋１個の１からなる横ベクトル）
数式２：Ｍ２＝［１，１，…，１］’（Nsb個の１からなる縦ベクトル）^*［ｐｎ，ｐｎ−１，…０］
数式３：Ｍ３＝Ｍ１．^∧Ｍ２
として、
数式４：Mat＝pinv(M)
として得られる。ただし、数式３のドットハット．^∧演算は、Ｍ，Ｍ１，Ｍ２の（ｉ，ｊ）要素をそれぞれＭ（ｉ，ｊ），Ｍ１（ｉ，ｊ），Ｍ２（ｉ，ｊ）の演算として、
Ｍ（ｉ，ｊ）＝Ｍ１（ｉ，ｊ）^∧Ｍ２（ｉ，ｊ）の演算を表している。また、pinvは擬似逆行列の演算を表している。

ベクトル回路Vecは、
数式５：Ｖ１＝［Nsf］^*［１，１，…，１］（ｐｎ＋１個の１からなる横ベクトル），１］
数式６：Ｖ２＝［ｐｎ，ｐｎ−１，…，０］
として、
数式７：Vector＝Ｖ１．^∧Ｖ２
として得られる。ただし、数式７の．^∧演算は、数式３の．^∧と同じ演算をする。
DPは内積演算手段で、マトリックス回路Matの出力ｐｎ＋１次元のベクトルと、ベクトル回路Vecのｐｎ＋１次元のベクトルの内積演算を行う。

図１で示した本発明による推定装置によれば、推定するサンプル値番号Nsfを適切に設定することにより、図３のブロック表現で示すように現在の入力値ｕ［０］の推定値や、１サンプル先の未来の入力値の推定値ｕ［１］（図３ではｕ［Nsf］で表現）などを容易に得ることができる。

図４は、本発明の他の実施例を示す構成図である。１（１ａ，１ｂ）は推定値演算部で、この推定値演算部１は図１で示した推定装置が使用される。２は余弦演算部、３は正弦演算部で、これら演算部２，３には推定値を得ようとする信号ｉｎが入力される。４は複素数演算部、５は角度演算部である。

この実施例は、アブソルートエンコーダ出力のように、ある値を境にして検出信号が不連続に変化する場合でも実施例１と同等の推定結果を得るようにしたものである。
検出された入力信号ｉｎは、余弦演算部２と正弦演算部３において入力信号のｃｏｓ値とｓｉｎ値がそれぞれ演算される。余弦演算部２により求められたｃｏｓ値は第１の推定値演算部１ａに出力され、この推定値演算部１ａにおいて入力信号の余弦値の推定値が求められて複素数演算部４のＲｅ端子に出力される。

一方、正弦演算部３によって求められたｓｉｎ値は、第２の推定値演算部１ｂに出力されて入力信号の正弦値の推定値が求められ、複素数演算部４のＩｍ端子に出力される。複素数演算部４は、Ｒｅ端子に入力された信号を実数軸とし、Ｉｍ端子に入力された信号を虚数軸とした複素数に変換して角度演算部５に出力する。角度演算部５では、入力された複素数の偏角（実軸正方向からの角度）を計算して推定値として出力する。

アブソルートエンコーダの出力のようなセンサを介して検出すると、センサ出力は０［rad］＝２π［rad］であることから、回転方向により０［rad］で不連続に変化する。したがって、物理的な角度を有する信号が連続であっても、センサを介して検出することにより不連続となるが、このような場合においても、この実施例によれば、適切な推定値を得ることができる。

図５は、スパイク状ノイズ除去に適用した本発明の他の実施例を示す構成図である。６は第１のスイッチ部、７は第２のスイッチ部で、各スイッチ部は時系列に入力される信号で、２番目の入力が０でない場合には１番目の入力を出力し、２番目の入力が０の場合には３番目の入力を出力する。８は差演算部、９は絶対値変換部、１０は判定部、１１はノイズレベル設定部である。

スパイク状ノイズのない場合における推定装置は、サンプリング時点の信号ｉｎが入力されると、第１、第２のスイッチ部６，７と差演算部８に出力される。スイッチ部６，７では、入力された信号が０か否かを判断し、０でなかった場合には１サンプル前（１番目の入力）の入力を推定値演算部１に出力する。また、０の場合には、現時点より次のサンプル値（３番目の入力）を推定値演算部１に出力する。推定値演算部１は入力された信号に基づいて図１で示した推定演算を実行し、スイッチ部７を介して推定値ｏｕｔを出力する。推定値の１つは差演算部８にも出力されて現在のサンプル値と比較され、その差信号は絶対値変換部９で絶対値に変換された後、判定部１０において予め設定されたノイズ設定値と比較判断される。

スパイク状ノイズが含まれていない場合、差演算部８により求められた偏差信号はノイズ設定値より小さい値となっている。したがって、判定部１０における
比較結果、（差信号）＜（ノイズ設定値）となり、スイッチ部６，７には論理０を出力する。これによりスイッチ部６，７は、２番目の入力は０と判断して３番目の入力を推定値演算部１に出力する。
一方、入力信号ｉｎにスパイク状ノイズが重畳されると、差演算部８及び絶対値変換部９による偏差信号の絶対値が大きくなり、判定部１０による比較結果は（差信号）＞（ノイズ設定値）となって論理１をスイッチ部６，７に出力する。これによりスイッチ部６，７は２番目の入力は論理１と判断して１番目の入力、すなわち、ノイズの重畳された当該サンプル値を除外して前回のサンプル値を推定値演算部１に出力する。

図５で示す実施例によれば、実際の現在の入力値を、過去の数点の入力値から確率的にあり得る現在の入力値の推定値と比較することにより、現在の入力値にスパイク状のノイズが重畳しているか否かを容易に判定することができる。また、スパイク状ノイズが重畳している場合には、現在の入力値の推定値を実際の入力値として出力することにより、低域通過フィルタなどを利用したノイズ除去方法に比較して、全く遅れの発生しないノイズ除去が可能となる。

図６は他の実施例を示したもので、この実施例は、図４と図５で示した第２と第３の実施例の構成を組み合わせたもので、各構成要素についての説明は省略する。
検出された入力信号ｉｎは、余弦演算部２と正弦演算部３において入力信号のｃｏｓ値とｓｉｎ値がそれぞれ演算される。余弦演算部２により求められたｃｏｓ値は第１のスイッチ部６ａを通って推定値演算部１ａに出力され、この推定値演算部１ａにおいて入力信号の余弦値の推定値が演算される。入力信号の余弦推定値は第２のスイッチ部７ａを介して複素数演算部４のＲｅ端子に出力される。

一方、正弦演算部３によって求められたｓｉｎ値は、第３のスイッチ部６ｂを通って第２の推定値演算部１ｂに出力され、この推定値演算部１ｂにおいて入力信号の正弦値の推定値が求められる。入力信号の正弦推定値は第４のスイッチ部６ｂを介して複素数演算部４のＩｍ端子に出力される。複素数演算部４は、Ｒｅ端子に入力された信号を実数軸とし、Ｉｍ端子に入力された信号を虚数軸とした複素数に変換して角度演算部５に出力する。角度演算部５では、入力された複素数の偏角を計算して推定値として出力する。ここで、入力信号の余弦推定値の演算経路（添え字ａのルート）と正弦推定値演算経路（添え字ｂのルート）には、それぞれスパイク状ノイズの除去手段として6〜１１の要素が組み込まれているため、余弦推定値及び正弦推定値の各演算時にはノイズの除去された信号に基づくものとなる。

したがって、この実施例によれは、アブソルートエンコーダの出力信号のように、正常動作においてもスパイク状ノイズに類似して急激に変化する不連続動作信号に対しても、その正常動作による不連続動作と、スパイク状ノイズによる不連続動作を区別してスパイク状ノイズのみを除去することができる。

図７は電力系統の瞬時電圧低下検出回路に適用した場合の実施例を示したものである。重要負荷を有する場合等においては、瞬時電圧低下対策のために瞬時電圧低下補償装置を設置して電圧補償が行われる。その際、電圧低下率が例えば
１０%のように、予め定められた所定電圧以下となったときに瞬時電圧低下補償装置の電力貯蔵部から電力系統へ電力を供給している。瞬時電圧低下の判断は、実効値などを基準としていることから瞬時電圧低下の検出時間に数ｍｓの時間を要しており、電力補償に影響を与えている。

図７は、図１で示した推定値演算部１を３個（１ａ，１ｂ，１ｃ）使用して瞬時電圧低下をより高速に検出可能としたものである。検出された三相電力の各相電圧Ｕ、Ｖ、Ｗがそれぞれ推定値演算部１ａ，１ｂ，１ｃに入力されて未来の入力値の推定が実行され、その推定値は差演算部８（８ａ，８ｂ，８ｃ）にそれぞれ出力される。差演算部８では、推定値と現在のサンプリング値との差演算が実行され、その差信号は絶対値変換部９（９ａ，９ｂ，９ｃ）でそれぞれ絶対値に変換された後、判断部１０（１０ａ，１０ｂ，１０ｃ）に出力される。１２は設定部で、この設定部１２では瞬時電圧低下検出のためのしきい値が設定されて各判定部に出力されている。したがって、判定部１０では、入力された設定値と変換された絶対値との大小比較が実行され、論理和部１３を介して三相電圧の何れかの相の瞬時電圧低下の有無が出力される。

この実施例によれば、電力系統の電圧信号がｓｉｎ波形信号であることにより、各サンプリング時間毎の電圧低下量を算出することが可能となる。このため、瞬時電圧低下が発生した直後のサンプリング動作における瞬時電圧低下の検出が可能となる。例えば、サンプリング動作を１００ｕｓとすることにより、瞬時電圧低下発生の１００ｕｓ後には瞬時電圧低下の検出が可能となる。

図８は速度制御回路に推定値演算部１を適用した場合の実施例を示したものである。
アブソルートエンコーダの出力信号（角度）を利用した速度制御においては、角度信号を速度信号に変換することが行われるが、その際、角度信号の１サンプリング前の値と現在値との差分値を利用して速度算出を行う。このような速度算出方法では、各サンプリング毎に角度の変化量が適切に量になっていないと速度信号が矩形波状に変化するため、速度制御の精度が悪化する。

図８の実施例は、動力計制御等に好適なもので、１４はアブソルートエンコーダによる検出信号、１５は遅延部で、サンプリングされた信号を１サンプリング分遅らせる。１６は減算部で、今回のサンプリング値と前回のサンプリング値との減算を行う。推定値演算部１は、その偏差信号を基に最小自乗法で近似して速度検出信号を推定し、速度検出信号として速度制御回路１７にフィードバックする。速度制御回路１７では速度指令値１８との差演算が実行され、差信号に基づく所定の演算を実施してトルク指令値として図示省略された制御回路に出力される。

この実施例によれば、過去数点のサンプリング値から最小自乗法により近似された速度信号を利用するため、速度制御回路１７に入力される速度検出信号はなめらかな波形となり、結果として速度制御の精度が向上する。

本発明の実施形態を示す推定装置の構成図。 本発明の基本原理概要の説明図。 本発明の推定装置の簡易表現図。 本発明の第２の実施形態を示す構成図。 本発明の第３の実施形態を示す構成図。 本発明の第４の実施形態を示す構成図。 本発明の第５の実施形態を示す構成図。 本発明の第６の実施形態を示す構成図。 従来のノイズ除去方法の説明図。

符号の説明

１… 推定値演算部
２… 余弦演算部
３… 正弦演算部
４… 複素数演算部
５… 角度演算部
６、７… スイッチ部
７、１６… 減算部
９… 絶対値演算部
１０… 判定部
１１，１２… 設定部
１３… 論理和部
１５… 遅延部
１７… 速度制御回路

Claims (6)

1. 所定の時間間隔でサンプリングされたデジタル信号のノイズを除去するものにおいて、
   直列接続されたｎ個のバッファよりなってサンプリングされた時系列信号に順次遅れを施す順序回路と、この順序回路の遅れ信号を選択入力して最小自乗法により近似させるためのマトリックス部と、このマトリックス部の最小自乗法で近似する多項式の次数をｐｎとしたとき、ｐｎ＋１次元のベクトルとベクトル部のｐｎ＋１次元のベクトルとの内積演算を実行する内積演算部とで推定値演算部を構成し、この推定値演算部の出力を現在のサンプリング値として推定することを特徴とした信号の推定装置。
2. 前記推定値演算部を２組設け、第１の推定値演算部には余弦演算部を介して前記時系列信号を入力して現在のサンプリング値を推定し、第２の推定値演算部には正弦演算部を介して前記時系列信号を入力して現在のサンプリング値を推定し、第１の推定値演算部の出力推定値を実数軸とし、第２の推定値演算部の出力推定値を虚数軸とした複素数に変換し、この複素数の偏角を算出することで現在のサンプリング値として推定値とすることを特徴とした請求項１記載の信号の推定装置。
3. 前記推定値演算部の入力側と出力側にそれぞれ現在のサンプリング値と現在の推定値とを切替えるスイッチ部を設けもと共に、現在のサンプリング値と現在の推定値との差信号を絶対値に変換し、この絶対値と設定値との大小を判断する判定部を設け、絶対値が大のとき前記スイッチ部を制御して現在のサンプリング値を除去するよう構成したことを特徴とした請求項１記載の信号の推定装置。
4. 前記推定装置を２組設け、第１の推定装置の入力側に余弦演算部を接続し、第２の推定装置には正弦演算部を接続し、第１の推定装置の出力推定値を実数軸とし、第２の推定装置の出力推定値を虚数軸とした複素数に変換し、この複素数の偏角を算出することで現在のサンプリング値として推定値とすることを特徴とした請求項３記載の信号の推定装置。
5. 前記推定値演算部を３組設け、第１の推定値演算部には検出された三相系統のＵ相電圧を、第２の推定値演算部には検出された三相系統のＶ相電圧を、第３の推定値演算部には検出された三相系統のＷ相電圧をそれぞれ入力し、各推定値演算部の出力側に差演算部を設けて現在のサンプリング値と現在の推定値との差信号を演算し、各相の差信号の絶対値と予め設定された設定値との大小比較を各別に実行し、その論理和を三相電圧の何れかの相の瞬時電圧低下の有無を判断する信号とすることを特徴とした請求項１記載の信号の推定装置。
6. 前記時系列信号を減算部に入力して前回のサンプリング値との差信号を演算し、この差信号を前記推定値演算部に入力して現在のサンプリング値として推定値し、この推定値を速度検出信号として速度制御回路に出力するよう構成したことを特徴とした請求項１記載の信号の推定装置。

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