JP2008176898A - 情報再生装置、情報記録再生装置、情報再生方法、及び光ディスク - Google Patents

Abstract

【課題】超解像光ディスクの読み取り信号に含まれる非線形成分を補償し、精度良く情報の再生を行う。
【解決手段】各ブランチＢ（ｎ）に対応するブランチメトリックＢＭ（ｎ）は、補償機能付きブランチメトリック計算器７７により、ＰＲクラスにより決まるビット長の線形な符号間干渉予測値に、仮判定結果に基づきパターン補償メモリ７５から出力される各ブランチＢ（ｎ）に相当する補償値ＣＶ（ｎ）を加えた値を目標値とし、この目標値と、入力信号としての波形等価されたＲＦ信号の値とに基づいて計算される。したがって、最尤推定過程において超解像光ディスクのＲＦ信号に含まれる非線形成分が補償される。
【選択図】図１３

Description

本発明は、情報再生装置、情報記録再生装置、情報再生方法、及び光ディスクに係り、さらに詳しくは、光ディスクに記録されている情報をＰＲＭＬ方式を用いて再生する情報再生装置、情報記録再生装置、情報再生方法、及び前記情報再生装置又は情報再生方法に用いられる光ディスクに関する。

近年、デジタル技術の進歩やデータの圧縮技術の向上などにともない、光ディスクの大容量化が要求されている。この要求に対する主な方策としては、情報の再生のために用いられるレーザ光のスポット径を小さくし、光学系の解像度を向上させることが考えられる。

例えば、ＤＶＤ（digital versatile disc）などよりも記録容量の大きなＢＤ（blu-ray disc）などの光ディスクに対し情報の再生及び記録を行う光ディスク装置などでは、波長が３９０ｎｍから４２０ｎｍ程度のレーザ光を、開口数が０．７０から０．９０程度の対物レンズで集光することにより、光ディスクの記録層上に形成されるレーザ光のスポット径を０．４８μｍ程度まで絞りこみ、例えば０．１６０μｍから０．１３８μｍ以下の直径の記録マークによる情報の読み出し、及び書込みが可能になっている。

しかしながら、光ディスクに用いられるポリカーボネイト材料の透過性などの問題から、これ以上のレーザ光の短波長化や、対物レンズの高ＮＡ化を行うことは困難であるため、最近では、光記録の分野において、記録マークのピッチが回折限界よりも小さい情報の再生（以下、「超解像再生」という）が可能な光ディスク（以下、「超解像光ディスク」ともいう）が提案されている（例えば、特許文献１〜特許文献４参照）。

この超解像光ディスクは、レーザ光が照射されると、例えばその光学定数が変化する材料を含む超解像層を有しており、この超解像層に再生用のレーザ光が集光されたときの上記光学定数の変化に起因して光スポット内に微小マスク領域あるいは微小開口領域が形成されることにより超解像再生を可能とするものである。

しかしながら、特許文献１〜４に開示されている光ディスク装置を用いて超解像光ディスクに記録されている情報を再生した場合には、光ディスクの反射光から得られるＲＦ信号に非線形歪みが生じ再生エラーとなる頻度が高いため、容量の大幅な向上は困難であるという不都合があった。

一方、近年では光ディスク装置のデジタル情報再生装置において、パーシャルレスポンス（PR：Partial Response）方式を採用することが広く行われている。これは、デジタル情報を記録する記録媒体の記録密度が高くなるにつれて、デジタル情報１ビットの読み込み信号を、その隣接するビットによる影響（符号間干渉）無しに読み込みにくくなったことに起因するものである。

パーシャルレスポンス方式は、波形等価処理部において積極的に既知の線形な波形干渉を作り込むことにより、等価復号処理による信号性能の劣化を防ぐものであり、最近では、このパーシャルレスポンス方式に、最尤推定法であるＭＬ（Maximum Likelihood）方式を組み合わせることにより、高精度な信号処理を可能としたＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式が実用化されている。

しかしながら、光ディスクの読み込み系は、光の回折を用いて信号を読み出すという原理上非線形性を有し、ＲＦ信号にはその非線形性に起因するアシンメトリが存在する。また、ＲＦ信号には、記録時の熱干渉によって、記録パターンに依存したマーク位置変動に起因する非線形成分も存在する。これらのＲＦ信号に含まれるアシンメトリや非線形成分などは、光ディスクに記録される情報の高密度化を図る際に問題となる。

そこで、非特許文献１に示されているように、非線形補償テーブルを用いて、符号間干渉の非線形成分を考慮した状態で、最尤推定を行う方法が提案されている。しかし、非特許文献１に記載された方法は、最尤推定ビット長と非線形補償テーブル長が同等であるため、記録媒体上における光スポット長に対して非線形補償テーブル長が短い場合、つまり、高密度記録の場合にはその非線形補償効果は限定的である。特に、光学系の回折限界を超える高密度記録が行われている超解像再生媒体からの情報再生時や、コマ収差や非点収差などの光スポット径が大きくなる収差の発生時には、その非線形補償効果は十分ではない。

そのため、例えば特許文献５に示されているように、あるビット長の線形な符号間干渉予測に加え、より長いビット長において非線形補償テーブルを有し、非線形補償と最尤推定を行う方法が開示されている。しかしながら、本方法では最尤推定を、非線形補償ビット長と同じ範囲行う必要があるため、非線形補償範囲を広くすればするほど、回路規模が飛躍的に大きくなる問題がある。最尤推定を実現するための回路は、概ねビットを１つ増やすごとに状態数が２倍になるため、回路規模も２倍となる。そのため、例えばパターン補償ビットを３ビットずつ付加した場合には、回路規模は１０倍以上にもなり、再生装置が高価となってしまう。

また、例えば特許文献６には、過去の仮判定結果を用いることで、回路規模を大きく増大させることなく、長い範囲のビット列に対して、非線形補償を行う方法が開示されている。しかしながら、これらの非線形補償による記録密度の増加は１割から２割と小さいものであり、容量の大幅な向上は困難であるという不都合があった。

特開平６−１８３１５２号公報 特開平５−２０５３１４号公報 特開平１１−２５０４９３号公報 特開２００１−２５０２７４号公報 特開２００４−３２６８３９号公報 特開２００１−１２６３９４号公報 Naoki Ide, "Adaptive Partial-Response Maximum-Likelihood Detection in Optical Recording Media" ISOM2002

本発明はかかる事情の下になされたもので、その第１の目的は、光ディスクに回折限界よりも小さいマークで記録された情報を、精度良く再生することができる情報再生装置を提供することにある。

また、本発明の第２の目的は、光ディスクに回折限界よりも小さいマークで記録された情報を、精度良く再生することができる情報再生方法を提供することにある。

また、本発明の第３の目的は、光ディスクに回折限界よりも小さいマークで記録された情報を、精度良く再生することができる情報記録再生装置を提供することにある。

また、本発明の第４の目的は、回折限界よりも小さいマークで記録された情報を精度良く再生することができる光ディスクを提供することにある。

本発明は第１の観点からすると、情報をＰＲＭＬ方式を用いて再生する情報再生装置であって、光源と、前記光源から出射された光を、光ディスクに集光する対物レンズを含む光学系と、前記光ディスクからの反射光を受光する光検出器とを有する光ヘッドと；前記光検出器の出力信号からＲＦ信号を生成する信号生成手段と；情報が回折限界よりも小さいピッチの記録マークで記録された前記光ディスクに対して、前記ＲＦ信号を、予め選択された前記ＰＲＭＬ方式のパーシャルレスポンス特性に波形等価する波形等価器と；前記記録マークのビットパターン毎の複数の補償値が記録されたパターン補償メモリと；前記ＰＲＭＬ方式に応じた複数のステートに対する過去の判定結果を出力する機能を有するパスメモリと；前記複数の補償値のうちの前記過去の判定結果に応じた補償値を用いて、前記波形等価されたＲＦ信号の各受信信号に対する尤度を演算するブランチメトリック計算器と；を備える情報再生装置である。

これによれば、波形等価されたＲＦ信号の各ステートに対応する尤度は、過去の判定結果に応じた補償値を用いて算出される。したがって、尤度の演算過程で非線形性が補償され、結果的に光ディスクに回折限界よりも小さいマークで記録された情報を精度良く再生することができる。

本発明は第２の観点からすると、情報をＰＲＭＬ方式を用いて再生する情報再生方法であって、前記情報が回折限界よりも小さいピッチの記録マークで記録された光ディスクから、ＲＦ信号を読み取る工程と；前記ＲＦ信号を、予め選択された前記ＰＲＭＬ方式のパーシャルレスポンス特性に波形等価する波形等価工程と；前記波形等価されたＲＦ信号のビットパターン毎の補償値を算出する補償値算出工程と；前記パーシャルレスポンス特性に応じて決まる複数のステートに対する、過去の判定結果に応じた前記補償値を用いて、前記波形等価されたＲＦ信号の各受信信号に対する尤度を演算するブランチメトリック値算出工程と；を含む情報再生方法である。

これによれば、波形等価されたＲＦ信号の各ステートに対応する尤度は、過去の判定結果に応じた補償値を用いて算出される。したがって、尤度の演算過程で非線形性が補償され、結果的に光ディスクに回折限界よりも小さいマークで記録された情報を精度良く再生することができる。

本発明は第３の観点からすると、本発明の情報再生装置に用いられる光ディスクである。これによれば、波形等価されたＲＦ信号の各ステートに対応する尤度はディスクに記録された情報に基づいて算出される。したがって、尤度の演算過程で非線形性が補償され、結果的に光ディスクに回折限界よりも小さいマークで記録された情報を精度良く再生することができる。

本発明は第４の観点からすると、光ディスクに対し情報の記録及び再生を行う情報記録再生装置であって、本発明の情報再生装置と；前記光ディスクに対し、回折限界よりも小さいピッチの記録マークで情報を記録する情報記録装置と；を備える情報記録再生装置である。

これによれば、情報記録再生装置は本発明の情報記録再生装置を備えている。したがって、尤度の演算精度を向上することが可能となり、結果的に光ディスクに回折限界よりも小さいマークで記録された情報を精度良く再生することができる。

以下、本発明の一実施形態を図１〜図１７に基づいて説明する。図１には、本発明の一実施形態に係る光ディスク装置２０の概略構成が示されている。

この図１に示される光ディスク装置２０は、光ディスク１５を回転駆動するためのスピンドルモータ２２、光ピックアップ装置２３、該光ピックアップ装置２３を光ディスク１５の半径方向に駆動するためのシークモータ２１、レーザ制御回路２４、駆動制御回路２６、再生信号処理回路２８、バッファＲＡＭ３４、バッファマネージャ３７、インターフェース３８、フラッシュメモリ３９、ＣＰＵ４０及びＲＡＭ４１などを備えている。なお、図１における矢印は、代表的な信号や情報の流れを示すものであり、各ブロックの接続関係の全てを表すものではない。また、本実施形態では、光ディスク１５は、一例として図２に示されるように、１組の透明基板１５ａ,１５ｅに挟まれる形で、情報が記録されている記録層１５ｃ、光を反射する反射層１５ｂ、及び温度により光学定数が変化する材料を含む超解像層１５ｄを有し、超解像再生が可能な超解像光ディスクであるものとする。

前記光ピックアップ装置２３は、光ディスク１５にレーザ光を照射するとともに、光ディスク１５からの反射光を受光するための装置である。この光ピックアップ装置２３は、光ディスク１５に対応する波長のレーザ光を出射する光源と、該光源からの光を光ディスク１５に集光する対物レンズを含み、光ディスク１５で反射され対物レンズを介した戻り光を所定位置に導く光学系と、前記所定位置に配置され前記戻り光を受光する複数の受光領域を有する受光器と、対物レンズを微小駆動する駆動系（いずれも図示省略）などを備えている。受光器の各受光領域は、それぞれ受光光量に応じた信号（光電変換信号）を再生信号処理回路２８に出力する。また、駆動系は、対物レンズをフォーカス方向に駆動するためのフォーカシングアクチュエータ、及び対物レンズをトラッキング方向に駆動するためのトラッキングアクチュエータを有している。ここでは、一例として光源から出射されるレーザ光の波長を６３５ｎｍ、対物レンズの開口数（ＮＡ）を０．６とする。この場合の回折限界は約５３０ｎｍ（レーザ光の波長／２ＮＡ）である。

ところで、光ピックアップ装置２３を用いて光ディスク１５に４００ｎｍピッチで形成されている記録マーク（記録マーク長＝２００ｎｍ）を再生したときのＣＮＲ（キャリア／ノイズ比）と再生パワーＰｒとの関係が一例として図３に示されている。図３では、再生パワーＰｒが２ｍＷ以上では、ＣＮＲが３０ｄＢを超えており、超解像再生が可能であることが分かる。なお、以下では、超解像再生が可能な再生パワーを「超解像再生パワー」ともいう。

光ディスク１５に超解像再生パワーのレーザ光が集光されると、その部分の温度が上昇し、光スポット内に、一例として図４（Ａ）に示されるように、超解像層１５ｄに形成されたビームスポットＢＳ内に微小開口領域ＨＡ、あるいは、一例として図４（Ｂ）に示されるように微小マスク領域ＭＡが生じる。微小開口領域ＨＡ及び微小マスク領域ＭＡは、いずれも光スポットの進行方向と反対の方向に尾を引いた形状を有している。なお、図中の黒丸は光ディスク１５に形成された記録マークであり、超解像層１５ｄに微小開口領域ＨＡ及び微小マスク領域ＭＡのどちらが生じるかは、超解像層１５ｄの材料や層構成に依存している。

微小開口領域ＨＡが生じる場合には、記録マークが微小開口領域ＨＡに含まれるか否かによって戻り光の光量が大きく変化する。一方、微小マスク領域ＭＡが生じる場合には、記録マークが微小マスク領域ＭＡによってマスクされるか否かによって戻り光の光量が大きく変化する。例えば、マスク領域ＭＡが生じる場合には、一例として図５に示されるように、光軸をＡＸとするレーザ光２３ａが照射されることによる加熱に起因して超解像層の光学定数が変化する。その結果スポット後方部にマスクＭＡが形成され、反射層１５ｂからの反射率が低下する。超解像層１５ｄの入射側表面ＰＬでの光強度分布を考えると、図５の曲線Ｌ１で示される入射光は対称な光スポット形状をしているが、曲線Ｌ２で示される反射光は非対称な光スポット形状（状態）となる。したがって、記録層１５ｃからの情報を、非対称な形状の光スポットで、読み出すことになり、ＲＦ信号には位相歪みが生じる。

また、超解像層の入射側表面ＰＬにおける反射光の光強度分布の再生パワー依存性が、一例として図６に示されている。なお、図６では、光スポットの中心位置を基準（原点）としている。これによると、再生パワーＰｒを超解像再生パワーまで上げると、光スポット後方がマスクされ、反射光の光強度分布が後部から削れた形状に変化している。図６に示されるように、超解像光ディスクの記録層に形成される光スポットの形状は、レーザ光の波長を小さくした場合や、レーザ光を記録層に集光する対物レンズのＮＡを大きくした場合に光ディスクの記録層に形成される光スポットと比較すると、裾の広さは変わらないまま、光スポット強度分布の先端部が鋭くなっているのが特徴である。

したがって、超解像光ディスクにおいて記録密度を増加させた場合には、レーザ光の波長や対物レンズＮＡを大きくして光スポットのスポット系を小さくする場合と比較して、レーザ光の光スポットの裾の広さに起因する広い範囲に符号間干渉が生じる。図７（Ａ）は、例えばＤＶＤなどの光ディスクに、通常の記録密度で記録された情報を再生したときのクロックタイミングと、光ディスクからの反射光の光強度を示す概念図であり、図７（Ｂ）は、通常記録密度の２倍の密度で記録された情報を再生したときのクロックタイミングと、光ディスクからの反射光を示す概念図であり、図７（Ｃ）は、通常記録密度の２倍の密度で記録された情報を、高ＮＡの対物レンズで集光した場合や、短波長のレーザ光により再生した場合のクロックタイミングと、光ディスクからの反射光を示す概念図である。

通常の記録密度で記録された情報を再生したときには、光スポットの符号間干渉が起こる領域ＰＡの範囲は図７（Ａ）に示されるように、約３クロック分であるのに対し、２倍の記録密度で記録された情報を再生したときには、図７（Ｂ）に示されるように領域ＰＡの範囲は約５クロック分である。また、通常記録密度の２倍の密度で記録された情報を、高ＮＡの対物レンズで集光した場合や、短波長のレーザ光により再生した場合には、光スポットの符号間干渉が起こる領域ＰＡの範囲は、図７（Ｃ）に示されるように約３クロック分である。したがって、超解像光ディスクにおいて、例えば２倍以上の密度で記録された情報の再生を行う場合には、図７（Ｂ）に示されるように符号間干渉がおこる領域ＰＡの範囲が、図７（Ｃ）に示される場合に比べて長くなり、その分長い範囲にわたって符号間干渉を抑圧する必要性が生じる。

また、図６に示されるように、超解像光ディスクに記録する際にもレーザ光の光スポットの裾の広さは変化しないため、単純に光スポットが小さくなるわけではない。したがって、超解像光ディスクに対する高密度記録では、光ディスクの記録層に記録マークを高精度に形成することは非常に困難であり、隣接する又は近接する記録マークによる熱干渉などに起因した記録誤差を生じる場合がある。このような記録誤差は非線形な符号間干渉として再生信号に悪影響を与える。

また、ピット部とスペース部によるピットパターンが形成された、再生専用の超解像光ディスクにおいても、ピット部とスペース部とでは、構造の差に起因する熱容量の差があり、光スポットが形成されている部分のピットパターンに応じて超解像層の熱分布が変化する。このため、ピットパターンに応じて光スポット形状が変化することになり、非線形な符号間干渉として再生信号に悪影響を与えることが考えられる。

以上述べたように、超解像光ディスクに高密度記録された情報の再生を行うためには、長い範囲にわたる非線形な符号間干渉を抑圧することが重要である。

図１に戻り、前記再生信号処理回路２８は、アンプ２８ａ、サーボ信号生成回路２８ｂ、ウォブル信号生成回路２８ｃ、ＲＦ信号生成回路２８ｄ、及びデコーダ２８ｅなどから構成されている。

アンプ２８ａは、光ピックアップ装置２３の受光器からの複数の光電変換信号をそれぞれ電圧信号に変換するとともに、所定のゲインで増幅する。

サーボ信号生成回路２８ｂは、アンプ２８ａの各出力信号に基づいてサーボ信号（フォーカスエラー信号、トラックエラー信号など）を生成する。ここで生成されたサーボ信号は前記駆動制御回路２６に出力される。

ウォブル信号生成回路２８ｃは、アンプ２８ａの各出力信号に基づいてウォブル信号を生成する。

ＲＦ信号生成回路２８ｄは、アンプ２８ａの各出力信号に基づいてＲＦ信号を生成する。

デコーダ２８ｅは前記ウォブル信号からアドレス情報及び同期信号などを抽出する。ここで抽出されたアドレス情報はＣＰＵ４０に出力され、同期信号は駆動制御回路２６に出力される。

また、デコーダ２８ｅは前記ＲＦ信号に対して復号処理及び誤り検出処理などを行い、誤りが検出されたときには誤り訂正処理を行った後、再生データとして前記バッファマネージャ３７を介して前記バッファＲＡＭ３４に格納する。

図８はデコーダ２８ｅのブロック図である。図８に示されるようにデコーダ２８ｅは、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）６０、等価回路６１、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）６２、非対称ＦＩＲフィルタ６３、インターポレータ６４、等価回路６５、判定帰還型ビタビ復号器６６、及びＰＬＬ６７などを備えている。

等価回路６１はＨＰＦ６０の後段に配置され、ＲＦ信号生成回路２８ｄから入力され、ＨＰＦ６０により低周波ノイズが除去されたＲＦ信号の、光学系によるＭＴＦ（modulation transfer function）の低下により減衰した高域成分を強調し符号間干渉を低減する。なお、等価回路６１は、ＡＤＣ６２でのＡＤ変換時にエイリアシングノイズが起こらないように高周波成分をカットするローパスフィルタ（ＬＰＦ）の役割も兼ねている。

ＡＤＣ６２は、等価回路６１の後段に配置され、等価回路６１の出力信号をデジタル信号に変換（ＡＤ変換）する。

非対称ＦＩＲフィルタ６３は、タップ中心を原点として非対称な等価係数を持つＦＩＲフィルタであり、ＡＤＣ６２の出力信号に対してフィルタ処理を行い、前述した超解像光ディスクに形成される光スポットの非対称性に起因するＲＦ信号の位相歪みを補正する。

インターポレータ６４は、ＡＤＣ６２の出力信号あるいは非対称ＦＩＲフィルタ６３の出力信号が入力され、前後２つ以上の時間のサンプル値から、クロックタイミングにおけるサンプル値を補間する。

ＰＬＬ６７は、インターポレータ６４の出力信号から光ディスク１５に記録されている信号のクロック（以下「再生クロック」ともいう）を再生し、インターポレータ６４に前記クロックタイミングを指示する。すなわち、インターポレータ６４とＰＬＬ６７の組み合わせで、再生クロックに同期したサンプリングが行われる。なお、ＰＬＬ６７における再生クロックと信号クロックの位相比較部分は、スライサを用いて二値化した信号において位相比較を行うものでも良いし、再生信号のレベル値と、再生クロックと信号クロックの位相誤差がない場合の理想信号のレベル値との差より位相差を検出する方法を用いたものでも良い。

等価回路６５は、インターポレータ６４の後段に配置され、インターポレータ６４の出力信号に対して、所望のＰＲ（Partial Response）特性に応じた応答となるように波形等価を行う。なお、前記所望のＰＲ特性は、例えばＰＲ（１、２、２、２、１）とする。

判定帰還型ビタビ復号器６６は、詳細については後述するが、等価回路６５の後段に配置され、等価回路６５の出力信号に対して、最尤（maximum likelihood）復号方式であるビタビ（Viterbi）復号方式で復号処理を行い２値化データを出力する判定帰還型非線形ビタビ復号器である。すなわち、ここでは、等価回路６５と判定帰還型ビタビ復号器６６とで、パーシャルレスポンス方式と最尤復号方式とを組み合わせたＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式の信号処理を行っている。

図１に戻り、前記駆動制御回路２６は、対物レンズ６０の位置ずれを補正するため、再生信号処理回路２８からのサーボ信号に基づいて、光ピックアップ装置２３の駆動系の駆動信号を生成する。これにより、トラッキング制御及びフォーカス制御が行われる。さらに、駆動制御回路２６は、ＣＰＵ４０の指示に基づいて、シークモータ２１を駆動するための駆動信号、及びスピンドルモータ２２を駆動するための駆動信号を生成する。各モータの駆動信号は、それぞれシークモータ２１及びスピンドルモータ２２に出力される。

前記バッファＲＡＭ３４には、光ディスク１５から再生したデータ（再生データ）などが一時的に格納される。このバッファＲＡＭ３４へのデータの入出力は、前記バッファマネージャ３７によって管理されている。

前記レーザ制御回路２４は、光ピックアップ装置２３の光源の発光パワーを制御する。

前記インターフェース３８は、上位装置９０（例えば、パソコン）との双方向の通信インターフェースであり、ＡＴＡＰＩ（AT Attachment Packet Interface）、ＳＣＳＩ（Small Computer System Interface）及びＵＳＢ（Universal Serial Bus）などの標準インターフェースに準拠している。

前記フラッシュメモリ３９には、ＣＰＵ４０にて解読可能なコードで記述された各種プログラム、光ピックアップ装置２３の光源の発光特性、後述する等価係数情報などが格納されている。

前記ＣＰＵ４０は、フラッシュメモリ３９に格納されている上記プログラムに従って前記各部の動作を制御するとともに、制御に必要なデータなどをＲＡＭ４１及びバッファＲＡＭ３４に保存する。

《判定帰還型ビタビ復号器の詳細》
ここで、前述の判定帰還型ビタビ復号器６６の詳細について説明する。なお、判定帰還型ビタビ復号器６６の説明は、一例として判定帰還型ビタビ復号器６６のＰＲクラスがＰＲ（１,２,２,２,１）、最小反転間隔が２Ｔであるものとして説明するが、判定帰還型ビタビ復号器６６のＰＲクラスはＰＲ（１,２,２,２,１）に限られるものではなく、例えばＰＲ（１,２,２,１）やＰＲ（１,１）などのあらゆるＰＲクラスであってもよい。また、判定帰還型ビタビ復号器６６の、後述する仮判定は３ビットのビット列を用いて行うが、これに限らず、３ビット以上のビット列を用いてもよい。

まず説明の便宜上、判定帰還型ビタビ復号器の説明に先立ち、通常のビタビ復号器についての説明を行う。図９には、通常のビタビ復号器６６’のブロック図が示されている。図９に示されるように、ビタビ復号器６６’はブランチメトリック計算器７０、ＡＣＳ演算器７１、パスメモリ７２、出力選択器７３、及びパスメトリックメモリ７４を備えている。また、上記のように構成されるビタビ復号器６６’はＰＲクラスがＰＲ（１,２,２,２,１）であるため、その状態遷移図は図１０に示されるように、４ビットのビット列でそれぞれ表される１０個の状態（ステート）Ｓ００００〜Ｓ１１１１と、図１０中の矢印で示されるように、各ステートＳ００００〜Ｓ１１１１に対応する１６本の枝（ブランチ）Ｂ（ｎ）（ｎ＝１,２,…,１６）を有している。そして、各ステートＳ００００〜Ｓ１１１１間の状態遷移は図１１に示されるトレリス線図で表すことができる。

前記ブランチメトリック計算器７０は、現時点（図１１の時刻ｔ−１）における各ステートから時刻ｔにおける各ステートまでのブランチの目標値と、入力信号とのユークリット距離（ブランチメトリックＢＭ_ｔ）の計算を行う。詳述すると、各ブランチＢ（ｎ）での目標値はＰＲクラスと、各ブランチに相当するビット列により規定される値となり、各ブランチＢ（ｎ）のブランチメトリックＢＭ_ｔ（ｎ）は以下の式（１）で表される。

ＢＭ_ｔ（ｎ）＝（ＰＰ（ｎ）×ＰＲ−ＲＦ）^２ …（１）
ただし、ｎは１〜１６の整数であり、ＰＲは行列［１２２２１］^Ｔであり、ＲＦは入力信号としてのＰＲ特性へと波形等価されたＲＦ信号の値である。また、ＰＰ（ｎ）は各ブランチＢ（ｎ）に対応する５ビットのビット列である。例えば、図１０のブランチＢ（５）に対応するビット列ＰＰ（５）は［００１１０］であり、ブランチＢ（６）に対応するビット列ＰＰ（６）は［０１１１１］であるというように、図１０においてブランチＢ（ｎ）に対応する遷移前の状態を示す４ビットのビット列に、遷移後のビット列の先頭の１ビットを加えた５ビットのビット列である。前記ブランチメトリック計算器７０は上記式（１）に基づいて、１６個のブランチメトリックＢＭ_ｔ（ｎ）を計算する。なお、式（１）中の×は行列の掛け算を示す。

図９に戻り、ＡＣＳ（Add-Compare-Select）演算器７１は、パスメトリックメモリ７４に記憶された時刻ｔ−１における各ステートＳ００００〜Ｓ１１１１ごとのパスメトリックＰＭ_ｔ−１（００００）〜ＰＭ_ｔ−１（１１１１）を読み出して、ブランチメトリック計算器７０により計算された時刻ｔ−１から時刻ｔまでのブランチメトリックＢＭ_ｔ（ｎ）に、対応するパスメトリックＰＭ_ｔ−１（００００）〜ＰＭ_ｔ−１（１１１１）を加算して、加算値ＰＭ’（ｎ）を算出する。例えばブランチメトリックＢＭ_ｔ（５）やブランチメトリックＢＭ_ｔ（４）にはパスメトリックＰＭ_ｔ−１（００１１）が加算され、ブランチメトリックＢＭ_ｔ（９）にはパスメトリックＰＭ_ｔ−１（１１１０）が加算される。すなわち遷移を示すブランチＢ（ｎ）に対応するブランチメトリックＢＭ（ｎ）に、遷移もとの各ステートのパスメトリックＰＭ_ｔ−１が加算される。

そして、図１１のトレリス線図の時刻ｔにおける各ステートＳ００００〜Ｓ１１１１に合流するパスが２本ある場合には、その２本のパスに対応するパスメトリックどうしを比較して、小さい方のパスメトリックに対応するパスを時刻ｔにおけるステートの生残りパスと判断し、各ステートＳ００００〜Ｓ１１１１に合流するパスが１本である場合にはそのパスを無条件に時刻ｔにおけるステートの生残りパスと判断し、それぞれの判断結果をパスメモリ７２に記録する。これによってパスメモリ７２には、上記のようにＡＣＳ演算器７１による判断結果が順次記録され過去の生残りパスが履歴として記録される。また、ＡＣＳ演算器７１は並行して生残りパスに対応する加算値ＰＭ’（ｎ）を時刻ｔにおける新たなパスメトリック値として、パスメトリックメモリ７４のパスメトリックＰＭ（００００）〜ＰＭ（１１１１）の値を更新する。

図１２は、パスメモリ７２のブロック図である。パスメモリ７２は、ＰＲクラスによって決まるステートと同じ数のシフトレジスタを備えている。本実施形態ではＰＲクラスがＰＲ（１,２,２,２,１）であるから、１０個のシフトレジスタを備えるパスメモリセル９０_０〜９０_１６を有している。各パスメモリセル９０_０〜９０_１６のシフトレジスタは、ＡＣＳ演算器７１での判断結果を１時刻ごとに、次のパスメモリセルへシフトしながら保持する。その際。ＡＣＳ演算器７１から出力された推定結果に従い、選択された生残りパスの１時刻前の状態に対応する推定結果がコピーされる。これにより、後段のパスメモリセルにおいては、判断に伴うパスの選択により生残りパスが次第に少なくなり、最終段のパスメモリセル９０_１６のシフトレジスタに残る推定結果はおおむね同じ結果となる。すなわち、パスマージが完了する。

図９に戻り、出力選択器７３は、パスメトリックメモリ７４の中から、最小のパスメトリック値に対応する、つまり尤も確からしい１本の生残りパスを選択する。そして、パスメモリ７２の最終段のパスメモリセル９０_１６からの出力のうち、選択されたパスに対応する値を２値化データ（判定値）として出力する。なお、パスメモリ７２のパスメモリセルの数が十分である場合で、ＲＦ信号の品質が良好な場合にはパスメモリ内の複数のシフトレジスタの最終段に残る結果はおおむね同じ結果になるため、この場合は出力選択器７３は必ずしも必要とはされない。

次に、本実施形態に係る判定帰還型ビタビ復号器６６について説明する。図１３は判定帰還型ビタビ復号器６６のブロック図である。判定帰還型ビタビ復号器６６は、前述した従来のビタビ復号器６６’と比較して、ブランチメトリック計算器７０が補償機能付きブランチメトリック計算器７７に代わり、パスメモリ７２が仮判定機能付きパスメモリ７６に代わり、パターン補償メモリ７５が付加されている点で相違する。以下、判定帰還型ビタビ復号器６６について、従来のビタビ復号器６６’との相違点を中心に説明する。

図１４は判定帰還型ビタビ復号器６６の仮判定結果出力機能付きパスメモリ７６のブロック図である。この仮判定結果出力機能付きパスメモリ７６は、パスメモリセルの内容をそれぞれのステートに対応した仮判定結果としてパターン補償メモリ７５へと出力する。仮判定結果は、最尤推定中のビットのすぐ後のビット情報を有するため、後方ビットの判定情報として、最尤推定に反映することにより、媒体上でより広い範囲（長いビット長）での非線形補償が可能となる。

図１５は、仮判定結果の取得を説明するための図である。以下、図１５を参照しつつ仮判定結果の取得方法について説明する。図１５における時刻ｔから時刻ｔ−４に対応するステートは最尤推定中の状態遷移部分である。また、時刻ｔ−５から時刻ｔ−９に対応するステートは仮判定結果部分である。図１５においてｔ−１における各ステートから、太線の矢印で示される生き残パスに沿って時間を逆にたどっていくと、各生き残りパスに対応する仮判定ビット列は一つに決まる。すなわち、時刻ｔ−１における各ステートＳ００００〜Ｓ１１１１からパスマージが終了した時刻ｔ−９におけるステートＳ００００までの、生残りパスをたどるルートは一義的に決まり、時刻ｔ−１における各ステートＳ００００〜Ｓ１１１１の時刻ｔ−５から時刻ｔ−９までの仮判定ビットは、図１５に示されるようにそれぞれ決定される。そして、仮判定結果出力機能付きパスメモリ７６は、図１４と図１５を総合するとわかるように、時刻ｔ−５から時刻ｔ−７の各ステートＳ００００〜Ｓ１１１１に対応する３ビットのビット列Ｂ（００００）〜Ｂ（１１１１）を仮判定ビット列としてパターン補償メモリ７５に出力する。

図１６は、パターン補償メモリ７５のブロック図である。図１６に示されるようにパターン補償メモリ７５は、各ブランチＢ（ｎ）に対応する１６のＢ（ｎ）補償値セット格納メモリ５１_１〜５１_１６を有しており、仮判定結果出力機能付きパスメモリ７６からの仮判定ビット列Ｂ（００００）〜Ｂ（１１１１）はそれぞれ対応するＢ（ｎ）補償値セット格納メモリ５１_１〜５１_１６に入力される。そして、各Ｂ（ｎ）補償値セット格納メモリ５１_１〜５１_１６からは、入力された仮判定ビット列Ｂ（００００）〜Ｂ（１１１１）に対応する補償値ＣＶ（ｎ）が出力される。一例として、図１７（Ａ）にはＢ（１）補償セット格納メモリ５１_１のビット列Ｂ（００００）と補償値ＣＶ（１）の対応を示すテーブルが示され、図１７（Ｂ）にはＢ（６）補償セット格納メモリ５１_６のビット列Ｂ（０１１０）と補償値ＣＶ（ｎ）の対応を示すテーブルが示され、図１７（Ｃ）にはＢ（１２）補償セット格納メモリ５１_１２のビット列Ｂ（１１００）と補償値ＣＶ（１２）の対応を示すテーブルが示されている。例えば、図１５のトレリス線図に示されるように生残りパスが決定している場合には、Ｂ（１）補償値セット格納メモリ５１_１に入力されるビット列Ｂ（００００）は（１１０）である。したがって、Ｂ（１）補償値セット格納メモリ５１_１では、図１７（Ａ）のテーブルに基づいて補償値ＣＶ（１）の値が−０．１１と決定される。同様に、Ｂ（６）補償値セット格納メモリ５１_６に入力されるビット列Ｂ（０１１０）は（０００）であり、Ｂ（１２）補償値セット格納メモリ５１_１２に入力されるビット列Ｂ（１１００）は（１１１）である。したがって、（６）補償値セット格納メモリ５１_６及びＢ（１２）補償値セット格納メモリ５１_１２では、図１７（Ｂ）及び図１７（Ｃ）のテーブルに基づいて補償値ＣＶ（６）の値が−０．０１と決定され、補償値ＣＶ（１２）の値が−０．０８と決定される。そして、一例として上述のように決定された補償値ＣＶ（１）,ＣＶ（６）,ＣＶ（１２）は補償機能付きブランチメトリック計算器７７へ出力される。

図１３に戻り、補償機能付きブランチメトリック計算器７７は、ＰＲクラスにより決まるビット長の線形な符号間干渉予測値に、パターン補償メモリ７５から出力される各ブランチＢ（ｎ）に相当する補償値ＣＶ（ｎ）を加えた値を目標値とし、この目標値と入力信号としての波形等価されたＲＦ信号の値とのユークリッド距離（ブランチメトリック）の計算を行う。次式（２）は補償機能付きブランチメトリック計算器７７によるブランチメトリックの計算式であり、補償機能付きブランチメトリック計算器７７は式（２）によりブランチメトリックＢＭ_ｔ（ｎ）をそれぞれ計算する。なお、式（２）は各ブランチＢ（ｎ）に対応する補償値ＣＶ（ｎ）項を有している点で式（１）と相違している。

ＢＭ_ｔ（ｎ）＝（ＰＰ（ｎ）×ＰＲ＋ＣＶ（ｎ）−ＲＦ）^２ …（２）

上記式（２）により各ブランチメトリックＢＭ_ｔ（ｎ）の計算が終了すると、判定帰還型ビタビ復号器６６では上述した従来のビタビ復号器６６’と同様の方法で、２値化信号が生成される。

以上説明したように、本実施形態に係る光ディスク装置２０によると、各ブランチＢ（ｎ）に対応するブランチメトリックＢＭ（ｎ）は、補償機能付きブランチメトリック計算器７７により、ＰＲクラスにより決まるビット長の線形な符号間干渉予測値にパターン補償メモリ７５から出力される各ブランチＢ（ｎ）に相当する補償値ＣＶ（ｎ）を加えた値を目標値とし、この目標値と、入力信号としての波形等価されたＲＦ信号の値とに基づいて計算される。したがって、最尤推定過程においてＲＦ信号に含まれる非線形成分が補償され、結果的に光ディスク１５に回折限界よりも小さいマークで記録された情報を、精度良く再生することが可能となる。

また、ブランチメトリックＢＭ（ｎ）を、各ブランチＢ（ｎ）に対応する３ビットのビット列Ｂ（００００）〜Ｂ（１１１１）により決まる補償値ＣＶ（ｎ）を加味して計算することは、本実施形態のＰＲクラスがＰＲ（１,２,２,２,１）であることから、非線形補正ビット数が８ビットであることと等価である。したがって、仮判定ビット列の３ビットを除く５ビット分の回路を持つ復号器により８ビット分の回路を有する復号器とほぼ等価な復号を行うことができ、装置の低価格化を図ることが可能となる。

図１８（Ａ）はＡＤＣ６２の出力信号のアイパターンを示す図であり、図１８（Ｂ）は、非対称ＦＩＲフィルタ６３の出力信号のアイパターンを示す図であり、図１９（Ａ）は判定帰還ビットがない場合、すなわち非線形補正ビット長が５ビットの時の、後述する補償信号出力付き判定帰還型非線形ビタビ復号器６９からの出力信号のアイパターンを示す図であり、図１９（Ｂ）は判定帰還ビットが３ビットの場合、すなわち非線形補正ビット長が８ビットのときの、後述する補償信号出力付き判定帰還型非線形ビタビ復号器６９の出力信号のアイパターンを示す図である。図１８（Ａ）に示されるアイパターンでは、まったくアイが開いておらず、図１８（Ｂ）に示されるアイパターンでは、若干アイは開いたものの、十分な状態とはほど遠い上、アシンメトリも大きい。また、図１９（Ａ）示されるアイパターンでは、アシンメトリがなくなり、若干アイも開くが、まだ十分ではない。一方、図１９（Ｂ）に示されるアイパターンでは、きれいにアイが開いて、十分な非線形補償が出来ていることが分かる。すなわち、前述したとおり、光ディスク１５の再生時には、長い範囲の非線形補償が必要であり、実現する手段としては、回路規模の面から判定帰還が最適である。なお、非線形フィルタであるボルテラ(Volterra)フィルタを用いて、非線形な符号間干渉を除去する方法も、超解像光ディスクに対するビットエラーレート低減効果が高いが、回路規模の面から考えて判定帰還を用いる本方式が最良である。

図２０は、従来技術と本発明の効果の比較を示す図である。ビットエラーレートの限界を１×１０^−４とすると、特許文献１〜４を代表する超解像光ディスクの容量増加効果は１％程度と非常に少ない。また、特許文献６の方式では、４％程度の容量増加が見込めるが、その効果は十分ではない。それと比較し、本発明では実現可能な最短マーク長は１７０nm以下まで短縮されており、実に１．４５倍以上（４５％以上）の容量増加が見込める。

また、次表１は、最短記録マーク長約１６２ｎｍでの判定帰還ビット数とエラーレートの関係を示す表である。非線形補償を行わない場合には、ビットエラーレートは２．０１×１０^−２である。非線形補償ありで仮判定ビットがない場合には、４．４４×１０^−３とビットエラーレートが約半分となる。さらに、本方式の仮判定ビットを３ビット以上とした場合には２．６７×１０^−４と、判定帰還は１桁以上のビットエラーレートを低減する効果がある。また、非線形補償長は８ビットあれば十分であり、８ビットと９ビット及び１０ビットでは同じ桁数のビットエラーレートとなっている。

また、図２１には最短記録マーク長約１６２ｎｍでの非線形補正ビット数とエラーレートの関係を表すグラフが示されている。非線形補正ビット数が７ビットと８ビットの間にビットエラーレートの大きな改善効果があり、非線形補正ビット数は最低８ビットあることが必要であることが分かる。また、８ビット以上でビットエラーレートが実用上問題なくなる１×１０^−４台に入っており、８ビット以上のビットパターンに対して補償値を持っていれば良いことが分かる。

なお、上記実施形態では、補償値には判定帰還型ビタビ復号器６６からの過去の判定結果より計算された線形な符号間干渉予測値と、その時刻に相当する実信号の誤差値を逐次時間平均した平均値を使用することができる。図２２には、一例として補償値学習機構３０のブロック図が、判定帰還型ビタビ復号器６６のブロック図とともに示されている。

補償値学習機構３０は、補償値計算器９と、入力信号を判定帰還型ビタビ復号器６６での復号時間だけ遅延させる遅延器１２と、判定帰還型ビタビ復号器６６からの２値化信号にＰＲクラスに相当する符号間干渉を与えるＰＲ符号間干渉作成器１０などを備えている。補償器学習機構３０では、判定帰還型ビタビ復号器６６からの２値化信号と、遅延器１２を介した等価回路６５から出力される信号からＰＲ符号間干渉作成器１０を介した２値化信号を減算した誤差値（入力信号の非線形成分）とが補償値計算器９に入力され、補償値計算器９では、ＰＲ符号間干渉作成器１０を介した２値化信号に基づいて、２値化データ列に相当するビットパターンの補償値をパターン補償メモリ７５から読み出し、入力された誤差値と補償値との差を導き、その差に所定の定数を掛けた値を補償値に加えて、パターン補償メモリ７５の値の書換えを行う。補償学習機構３０により、以上の動作が繰り返されることで最適な補償値を得ることが可能となる。

なお、例えば１クロック毎など、補償値書換え周期が短い場合、つまり補償値書き換え周期の逆数である補償値書換え周波数が大きい場合、ＰＬＬ６７中の再生クロックを得るためのフィードバックループと干渉をおこす場合があるため、補償値の書換え周波数をＰＬＬ６７中のフィードバックループのオープンループ交差周波数以下の値にすることが再生安定性の面から望ましい。

また、最初から高密度な記録の再生を行う場合には、非線形補正のための補償値情報、またＦＩＲフィルタ６３における波形等価係数の適切な値が分かっていないためＰＬＬ６７が信号より再生クロックを抽出することが出来ず、全く再生が行えない可能性がある。その場合、図２７のフローチャートに示されるように、始めに低密度な記録密度について補償値、波形等価係数を学習し、次に少し高密度な記録密度における再生を行い、そこでまた補償値を学習し、波形等価係数を更新する、というように段階的に高密度な再生のための補償値・波形等価係数を求める方法で最終的に高密度な再生においてもＰＬＬ６７が正常に再生クロックの抽出を行い、正確な再生が可能となる。

また、超解像光ディスクに、ＴＯＣ（Table Of Contents）情報やディスク媒体の一定区間毎にあらかじめ既知のビットパターンで構成される補償値トレーニング用領域を設けておき、補償値トレーニング用領域の再生時に、判定帰還型ビタビ復号器６６からの出力を用いる代わりに、既知のビットパターンを用いて補償値を求めても良い。補償値トレーニング領域は、例えば図２３（Ａ）に示されるように、光ディスク１５の記録領域２の内周部にあるＴＯＣ領域１や、図２３（Ｂ）に示されるように、光ディスク１５の、記録領域２に黒点３で示されるように周期的に配置しておくことができる。これにより、判定帰還型ビタビ復号器６６から出力されるエラービットの影響を受けずに安定して補償値の学習が可能となる。

もちろん、前記トレーニング用領域はＲＯＭに対しては製作時にあらかじめ既知のビットパターンを記録しておき、書き換え型・追記型の光ディスクに対しては、あらかじめ記録してあるビットパターンを用いても良いし、既知のビットパターンを記録するトレーニング用の未記録部を用意しておき、用意してある既知のビットパターンを書き込んでも良い。また、その際に前記の通り、高密度におけるＰＬＬの安定性を向上させる目的で複数の記録密度において補償値を学習するため、複数の記録密度におけるトレーニング用領域を準備しておくことで、高密度な再生が可能となる。例えば、図２８に示されている光ディスク１５におけるＴＯＣ領域１に低密度に記録された補償値トレーニング用領域を、光ディスクの別な位置にあるＴＯＣ領域２に高密度に記録された補償値トレーニング用領域を設ける事が可能である。

また、超解像光ディスク１５にその媒体に適した補償値を記録しておき、再生時に光ディスク装置２０に読み込んで使用することも可能である。例えば、光ディスク１５のウォブル情報やＴＯＣ情報に補償値に関する情報（予備補償値情報）が含まれている場合には、ＣＰＵ４０は、ディスクマウント時にその予備補償値に関する情報も光ディスク１５から読み出してＲＡＭ４１に保存し、上位装置９０から再生要求コマンドを受信した旨の通知があると、ＲＡＭ４１に保存されている予備補償値に関する情報と再生条件とに基づいて、パターン補償メモリの値を設定するようにしてもよい。

超解像層の構成、記録密度、再生パワー、再生時の線速度及び光源の駆動波形などの再生条件により、超解像層の温度分布が変化し、開口部またはマスク部の形状が変化するため、非線形性の発現の仕方が異なる。そのため各パラメータも単数または複数規定して、その時の最適な予備補償値を持つと良い。この場合に、例えば、予備補償値情報が４倍速での再生に対応するものであり、ユーザから１６倍速での再生が要求されたときに、予備補償値情報から１６倍速での再生に対応する補償値を予測しても良い。

また、過去のビタビ復号器からの判定結果より計算された線形な符号間干渉予測値と、その時刻に相当する実信号の誤差値はビットパターンごとに確率分布を持つ。そのため、補償値と同時に、分散値ＶＶ（ｎ）も各Ｂ（ｎ）補償値セット格納メモリ５１_１〜５１_１６に記憶しておき、ブランチメトリックＢＭ（ｎ）の計算を次式（３）を用いて行うことで、さらに分散値の影響も考慮に入れた最尤推定が可能となり、ビットエラーを抑える効果を向上させることができる。なお、ｋは１〜４の定数である。

ＢＭ_ｔ(ｎ)＝（ＰＰ(ｎ)×ＰＲ＋ＣＶ(ｎ)−ＲＦ）^２／（ＶＶ(ｎ)）^ｋ …（３）

構成としては、各ブランチＢ（ｎ）のＢ（ｎ）補償値セット格納メモリ５１_１〜５１_１６に、補償値ＣＶ（ｎ）に加え分散値ＶＶ（ｎ）を記憶しておき、補償値ＣＶ（ｎ）と同様に仮判定結果、すなわちビット列Ｂ（００００）〜Ｂ（１１１１）に基づき分散値ＶＶ（ｎ）を補償機能付きブランチメトリック計算器７７に伝える。補償機能付きブランチメトリック計算器７７は上記の式に従いブランチメトリックＢＭを計算する。なお、分散値付きのＢ（６）補償値セット格納メモリ５１_６のテーブルを一例として図２４に示す。なお、分散値の代わりに分散値のルートを取った偏差値などを記憶しておいてももちろん良い。また、同様の方式は特開２００５−２２３５８４号公報に開示されているが、下記の理由により本実施形態における判定帰還型ビタビ復号器６６においてその効果は飛躍的に高まる。

非線形補償ビット長が短い場合には、中心極限定理によりおのおののビットパターンの等価誤差値の確率分布は足しあわされて正規分布に近くなる。しかし、本発明の判定帰還型非線形ビタビ復号器では補償ビット長を増やすことにより、各ビットパターン特有の確率分布が現れ、分散値に差が出るため効果が高い。もちろんこの分散値考慮も、特許文献６に示されている判定帰還型非線形ビタビ復号器単独では長いビット長の非線形補償の必要性がないため、その効果は薄く、超解像光ディスクの場合に飛躍的に効果が高まる。次表２は分散値を考慮した場合の効果を示す表である。表２に示されるように非線形補正ビット長が短い場合には、ビットエラーレートの低減効果は１割程度と薄いが、非線形補正ビット長を増やすと、ビットエラーレートを半分以下に出来る効果がある。

また、図２５には、一例として、非線形成分補正信号出力機構３１のブロック図が、判定帰還型ビタビ復号器６６のブロック図とともに示されている。判定帰還型ビタビ復号器６６に入力された信号には非線形成分が含まれているが、パターン補償メモリ７５の値で、非線形成分を補償することで入力信号から非線形成分を取り除くことが出来る。非線形成分補償器１３は、２値化データ列に相当するパターンの補償値をパターン補償メモリ７５から読み出し、遅延器１２により判定帰還型ビタビ復号器６６での復号時間だけ遅延された信号から補償値の値を減算し、非線形成分が補償された再生信号を得ることができる。

また、図３５には非線形成分補正信号出力機構３１の変形例のブロック図が示されている。ここで、出力選択器１３ｂは出力選択器７３と同じ機能を持ち、パスメトリックメモリ７４の中から、最小のパスメトリック値に対応する、つまり尤も確からしい１本の生残りパスを選択する。ただし、出力選択器７３ではパスメモリ７６の最終段（例えば図１４ではパスメモリセル９０₁₆）より判定値を出力している点が異なり、接続を見ると分かるようにパスメモリ７６の仮判定出力（例えば図１４ではパスメモリセル９０₄）からの出力のうち、選択されたパスに対応する値を２値化データ（仮判定値）として出力する。これにより、仮判定結果はパスメモリ最終段と比較して、エラー率は劣るものの、復号器での判定値出力までのレイテンシは小さいため、ＰＬＬループ内の遅れ時間が短縮され、ＰＬＬが安定化する。

このようにして得られた、再生信号を図２６に示すようにクロック抽出用のＰＬＬ６７に出力することで、ＰＬＬ６７では再生クロックを安定して抽出することが可能となり、ビットエラーを低減することができる。また、本再生信号のアイパターン・ジッタ値などを監視することにより、システムの再生信号品質の指標として使用することが可能である。

ここで、ＰＬＬ６７についてさらに解説する。図２９にＰＬＬ６７の詳細ブロック図を示す。スライサ１１３により、入力されたＲＦ信号は適切な信号レベルで二値化され、エッジ検出位相比較器１１２へ入る。ここで、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ電圧制御発振器）１１０からの基準周波数信号とスライサ１１３より入力された信号について、両者の立ち上がり、立ち下がりエッジの位相差を得る。ループフィルタ１１１は、ＰＬＬ６７のループ時定数を決定しており、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）やリードラグフィルタなどによって構成されている。以上の構成によりＰＬＬ６７は再生クロックを抽出する。

ここで、ＰＬＬ６７はスライサとエッジ検出の位相比較器を用いている都合上、最短マークのＣＮ比が小さい、高密度記録の再生時や超解像を用いた再生時にはＰＬＬの動作が不安定となり、ビットエラーの増大を招く。そこで、ＰＬＬ６７の代わりに図３１に示した相互相関ＰＬＬ６７ｂを用いることで上記の課題を解決できる。なお、合わせてデコーダ２８ｅの構成も図２６に示される構成から図３０に示される構成へ変更する。

ここで、ＰＲ符号間干渉作成器６７ａは図２２のＰＲ符号間干渉作成器１０と機能は同じものであるので、ＰＲ符号間干渉作成器６７ｂを追加する代わりに、図２３のＰＲ符号間干渉作成器１０の出力を用いても良い。また、ＰＲ符号間干渉作成器６７ｂに用いるＰＲクラスはなるべく等価回路６５で用いるＰＲクラスに近い方が望ましいが、回路の単純化のためたとえばＰＲ（１）、つまり２値化データそのままをスルーする構成でも十分動作可能である。ただし、後に相互相関演算を用いる都合上、どんなＰＲクラスを用いる場合にも、信号のＤＣ（直流）成分をカット、つまりたとえばＰＲ（１）では１と０の二値信号を１と−１とする処理をする必要はある。

相互相関ＰＬＬ６７ｂの説明を以下に示す。相互相関位相比較器１１４によりＰＲ符号間干渉作成器６７ａと、インターポレータ６４または等価回路６５または補償信号出力付き判定帰還型非線形ビタビ復号器６９の出力の位相比較を行う。なお、図３２に相互相関位相比較器１１４の構成を示す。ＰＲ符号間干渉作成器６７ａからの信号（入力Ａとする）は乗算器１０１ａと、遅延器１００ｂにより２Ｔ（２クロック）遅延されて、乗算器１０１ｂに入力される。また、インターポレータ６４または等価回路６５または補償信号出力付き判定帰還型非線形ビタビ復号器６９からの信号（入力Ｂとする）は遅延器１００ａにより１Ｔ（１クロック）遅延され、乗算器１０１ａと、乗算器１０１ｂに入力される。つまり、それぞれ、１Ｔ遅延された入力Ａと、入力Ｂの積と、１Ｔ遅延された入力Ａと、２Ｔ遅延された入力Ｂの積が演算されて、両者は減算器１０２により差をとられる。なお、この後ＬＰＦ（ローパスフィルタ）であるループフィルタ１１１があることを考慮すると、この動作は１Ｔ遅延された入力Ａと入力Ｂの相互相関と、１Ｔ遅延された入力Ａと２Ｔ遅延された入力Ｂの相互相関の差をとっていることになる。つまり、相互相関位相比較器１１４とループフィルタ１１１は、合わせて２つの相互相関演算回路として働いている。

ここで、上記式（４）は、相互相関の演算式である。ｘが入力Ａ、ｙが入力Ｂ、tが時間、Ｒが相互相関値である。またｋは整数である。ここで、式中のΣ（シグマ）は図３１の構成ではループフィルタ１１１が役割を担う。もし、入力Ａと入力Ｂ両者の位相差がない場合には、相互相関値は最大となる。そのため相互相関値を最大となるようにＰＬＬをロックすれば良いが、フィードバックループを構成するためには、位相差０で誤差信号０となり、誤差量の符号が認識できる位相誤差信号を得る必要がある。そのため、この構成では、相互相関値は位相誤差量０点を中心として対称であることを利用し、入力Ａとプラスに１Ｔずらした入力Ｂの相互相関と、入力Ａとマイナスに１Ｔずらした入力Ｂの相互相関との差を得ることで位相比較を行い、上記の必要な位相誤差信号を得る。つまり式（４）を用いて表すと、位相誤差信号＝Ｒ（１）−Ｒ（−１）としている。以上の動作をまとめた相互相関位相比較器１１４の動作フローチャートを図３３に示す。ループフィルタ１１１を通った後、ＶＣＯ１１０により位相誤差量に応じた周波数の信号が再生されて、ＲＦ信号の再生クロックが抽出できる。

ここで、相互相関ＰＬＬ６７ｂの入力にはインターポレータ６４または等価回路６５または補償信号出力付き判定帰還型非線形ビタビ復号器６９の出力が利用できるが、特に非線形成分を取り除いた補償信号出力付き判定帰還型非線形ビタビ復号器６９の出力を用いることで、非線形成分を取り除いた信号で位相比較が可能となるため、ＰＬＬのより安定した動作が可能となる。

なお、図には記載していないが、それぞれインターポレータ６４または等価回路６５または補償信号出力付き判定帰還型非線形ビタビ復号器６９の出力と、それに該当するＰＲ符号間干渉作成器６７ａの出力が時間的に対応するように、適当な遅延器が相互相関ＰＬＬ６７ｂの前には挿入されている。

なお、相互相関ＰＬＬ６７ｂへの図３１での上側の入力には、再生クロックタイミングの調整にインターポレータ６４を用いているデコーダ２８ｅ（図３０）の構成の場合には、前述の通りインターポレータ６４または等価回路６５または補償信号出力付き判定帰還型非線形ビタビ復号器６９の出力を使用できるが、相互相関ＰＬＬ６７ｂへの図３１での上側の入力には、再生クロックタイミング調整の後段、復号器よりも前段であればよいことを考えると、例えばＰＬＬにより作成された再生クロックがＡＤＣのサンプリングクロックとなっている、ＡＤＣにおいて再生クロックタイミングの調整を行うデコーダ構成の場合には、相互相関ＰＬＬ６７ｂへの図３１での上側の入力は、ＡＤＣより後段、復号器よりも前段のどの段階であってももちろん良い。

また、この構成では復号器６９の２値化判定結果を用いる都合上、判定結果が誤っている場合にはＰＬＬが正しく動作しない。よって、復号器６９の誤り率を小さくするための非線形補正の補償値や等価回路６５における波形等価係数が重要となる。そのため、前述した、始めに低密度な記録密度について補償値、波形等価係数を学習し、次に少し高密度な記録密度における再生を行い、そこでまた補償値を学習し、波形等価係数を更新する、というように段階的に高密度な再生のための補償値・波形等価係数を求める方法や、補償値の書換え周波数をＰＬＬ６７中のフィードバックループのオープンループ交差周波数以下の値にする方法を用いることでＰＬＬの安定性が高まる。

また、既知のビットパターンを記録してある前記トレーニング用領域を光ディスクが持つ場合には、復号器６９の２値化判定結果を用いる代わりに、その既知ビットパターンを相互相関ＰＬＬ６７ｂの入力に用いるとＰＬＬの安定性が高まる。その場合のデコーダ２８ｅの構成例を図３４に示す。スイッチ６７ｄにより、復号器６９の出力と、トレーニング用領域に記録された既知ビットパターン出力器の出力を切り替えることが可能となっている。これにより、非線形補正の補償値や等価回路６５における波形等価係数を学習するため、トレーニング用領域を再生する場合には、既知ビットパターンを用いてＰＬＬを安定させ、適切な補償値や波形等価係数を得ることが可能となる。

また、ＰＲ符号間干渉作成器１０におけるＰＲクラスをＦＩＲフィルタ６３におけるＰＲクラスと異なるクラスに設定することで、例えば、ＦＩＲフィルタ６３におけるＰＲクラスにＰＲ（１，２，２，２，１）、ＰＲ符号間干渉作成器１０におけるＰＲクラスもＰＲ（１，２，２，２，１）を用いた場合、２Ｔマークのキャリアが無くなり、スライサを用いたＰＬＬによる再生クロックの抽出が困難となる。しかし、ここでＦＩＲフィルタ６３におけるＰＲクラスにＰＲ（１，２，２，２，１）、ＰＲ符号間干渉作成器１０におけるＰＲクラスを２Ｔキャリアが存在するＰＲ（０，１，２，１，０）やＰＲ（１，１，２，１，１）というように２つのＰＲクラスを異なるクラスに設定することで、ＰＬＬに供給する信号は２Ｔマークのキャリアが存在するＰＲ（０，１，２，１，０）やＰＲ（１，１，２，１，１）に相当する信号となり、ＰＬＬが正常に動作する。

また、ＰＲのビット長はＭＬのビット長と関係なく、たとえば以下に示すようにＭＬは５ビットであるが、ＰＲ（１，２，３，４，４，３，２，１）のように、ＰＲのビット長についてはＭＬのビット長以上の８ビットとすることも可能である。その場合には、次式（５）に示すブランチメトリックの計算式を用いることが可能である。ただし、ｎは１〜１６の整数であり、ＰＲは行列［１２３４４］^Ｔであり、ＲＦは入力信号としてのＰＲ特性へと波形等価されたＲＦ信号の値である。また、ＰＰ（ｎ）は各ブランチＢ（ｎ）に対応する５ビットのビット列である。ＣＶ（ｎ）は各ブランチＢ（ｎ）に対応する補償値である。この様にブランチメトリックの計算の際のＰＲ特性としては上位５ビット（ＭＬ長と同じビット数）を用いる。この状態でパターン補償値を学習する。こうすることで、下位３ビットの分についてはパターン補償値により、符号間干渉が再現される。

ＢＭ_ｔ（ｎ）＝（ＰＰ（ｎ）×ＰＲ＋ＣＶ（ｎ）−ＲＦ）^２ …（５）

また、次式（６）に示すブランチメトリックの計算式を用いて、ＰＲ特性の下位３ビットのデータは仮判定結果を用いる方法も可能である。ただし、ｎは１〜１６の整数であり、ＰＲは行列［１２３４４３２１］^Ｔであり、ＲＦは入力信号としてのＰＲ特性へと波形等価されたＲＦ信号の値である。また、ＰＰ（ｎ）の上位５ビット（ＭＬ長と同じビット数）は各ブランチＢ（ｎ）に対応するビット列、下位３ビット（残りのビット数）は各ブランチ(ｎ)に対応する３ビットの仮判定ビット列である。ＣＶ（ｎ）は各ブランチＢ（ｎ）に対応する補償値である。

ＢＭ_ｔ（ｎ）＝（ＰＰ（ｎ）×ＰＲ＋ＣＶ（ｎ）−ＲＦ）^２ …（６）

以上により、より超解像再生信号に適応した長いＰＲクラスを用いることが可能となり、さらにビットエラーレートを低減できる。

なお、上記実施形態では、情報の再生のみが可能な光ディスク装置について説明したが、これに限らず、情報の記録、再生及び消去のうち、少なくとも情報の再生が可能な光ディスク装置であれば良い。

また、上記実施形態では、光ピックアップ装置が１つの光源を備える場合について説明したが、これに限らず、例えば互いに異なる波長の光を発光する複数の光源を備えていても良い。

以上説明したように、本発明の情報再生装置、情報記録再生装置、情報再生方法、及び光ディスクは、記録マークのピッチが回折限界よりも小さい情報を精度良く再生するのに適している。

本発明の一実施形態に係る光ディスク装置の構成を示すブロック図である。 超解像光ディスクを説明するための図である。 超解像光ディスクにおける再生パワーとＣＮＲとの関係を説明するための図である。 図４（Ａ）は微小開口領域を説明するための図であり、図４（Ｂ）は微小マスク領域を説明するための図である。 微小マスク領域の作用を説明するための図である。 超解像光ディスクにおける反射光の光強度分布と再生パワーとの関係を説明するための図である。 図７（Ａ）〜図７（Ｂ）はクロックタイミングと光ディスクからの反射光の光強度を示す概念図である。 デコーダ２８ｅのブロック図である。 ビタビ復号器６６’のブロック図である。 光ディスク装置２０に用いられるＰＲクラスＰＲ（１,２,２,２,１）に対応する状態遷移図である。 図１０の状態遷移図に対応するトレリス線図である。 パスメモリ７２のブロック図である。 判定帰還型ビタビ復号器６６のブロック図である。 仮判定機能付きパスメモリ７６のブロック図である。 仮判定結果の取得を説明するための図である。 パターン補償メモリ７５のブロック図である。 図１７（Ａ）〜図１７（C）は補償値ＣＶ（ｎ）の決定方法を説明するための図である。 図１８（Ａ）はＡＤＣ６２の出力信号のアイパターンを示す図であり、図１８（Ｂ）は、非対称ＦＩＲフィルタ６３の出力信号のアイパターンを示す図である。 図１９（Ａ）は判定帰還ビットがない場合の判定帰還型ビタビ復号器６６からの出力信号のアイパターンを示す図であり、図１９（Ｂ）は判定帰還ビットが３ビットの場合の判定帰還型ビタビ復号器６６の出力信号のアイパターンを示す図である。 従来技術と本発明の効果の比較を示す図である。 最短記録マーク長約１６２ｎｍでの非線形補正ビット数とエラーレートの関係のグラフを示す図である。 補償値学習機構３０を説明するための図である。 図２３（Ａ）及び図２３（Ｂ）は、光ディスク１５の各領域を説明するための図である。 分散値付きのＢ（６）補償値セット格納メモリ５１_６のテーブル説明するための図である。 非線形成分補正信号出力機構３１のブロック図である。 デコーダ２８ｅの変形例を示すブロック図である。 高密度記録を行う際に行う処理を説明するためのフローチャートである。 光ディスク１５のＴＯＣ領域を示す図である。 ＰＬＬ６７のブロック図である。 相互相関ＰＬＬ６７ｂを用いたデコーダ２８ｅのブロック図である。 相互相関ＰＬＬ６７ｂのブロック図である。 相互相関位相比較器１１４のブロック図である。 相互相関位相比較器１１４の動作フローチャートである。 相互相関ＰＬＬ６７ｂを用いたデコーダ２８ｅの変形例を示すブロック図である 非線形成分補正信号出力機構３１の変形例を示すブロック図である。

符号の説明

１５…光ディスク、２０…光ディスク装置、２３…光ピックアップ装置、２８ｄ…ＲＦ信号生成回路、２８ｅ…デコーダ、６５…等価回路、６６…判定帰還型ビタビ復号器、７５…パターン補償メモリ、７６…仮判定機能付きパスメモリ、７７…補償機能つきブランチメトリック計算器、１２…遅延器、１３…非線形成分補償器、６７…ＰＬＬ。

Claims (32)

1. 情報をＰＲＭＬ方式を用いて再生する情報再生装置であって、
   光源と、前記光源から出射された光を、光ディスクに集光する対物レンズを含む光学系と、前記光ディスクからの反射光を受光する光検出器とを有する光ヘッドと；
   前記光検出器の出力信号からＲＦ信号を生成する信号生成手段と；
   情報が回折限界よりも小さいピッチの記録マークで記録された前記光ディスクに対して、前記ＲＦ信号を、予め選択された前記ＰＲＭＬ方式のパーシャルレスポンス特性に波形等価する波形等価器と；
   前記記録マークのビットパターン毎の複数の補償値が記録されたパターン補償メモリと；
   前記ＰＲＭＬ方式に応じた複数のステートに対する過去の判定結果を出力する機能を有するパスメモリと；
   前記複数の補償値のうちの前記過去の判定結果に応じた補償値を用いて、前記波形等価されたＲＦ信号の各受信信号に対する尤度を演算するブランチメトリック計算器と；を備える情報再生装置。
2. 前記パターン補償メモリは、前記波形等価されたＲＦ信号のビットパターン毎の波形等価誤差量の平均値を補償値として記憶することを特徴とする請求項１に記載の情報再生装置。
3. 前記パターン補償メモリは、前記パーシャルレスポンス特性とは異なる、第２のパーシャルレスポンス特性と、記録ビットデータとの畳み込み演算により演算される理想的な再生信号と、前記波形等価された前記ＲＦ信号との誤差量の平均値をビットパターン毎に補償値として記憶することを特徴とする請求項１に記載の情報再生装置。
4. 前記パターン補償メモリは、前記波形等価誤差量の平均値に加え、前記波形等価誤差量の分散値を補償値として記憶することを特徴とする請求項２に記載の情報再生装置。
5. 前記パターン補償メモリは、８ビット以上のビットパターンに対応した補償値を記憶することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の情報再生装置。
6. 前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号と、該ＲＦ信号を前記ＰＲＭＬ方式で復号した信号との位相比較を行う相互相関演算回路を有する再生クロック信号を抽出するクロック抽出回路を更に備える請求項１〜５のいずれか一項に記載の情報再生装置。
7. 前記クロック抽出回路において、前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号と、該ＲＦ信号を前記ＰＲＭＬ方式で復号した信号を第１の時間遅延した信号について相互相関を演算する第１の相互相関演算回路と、前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号と、該ＲＦ信号を前記ＰＲＭＬ方式で復号した信号を第２の時間遅延した信号について相互相関を演算する第２の相互相関演算回路とを有し、第１の時間遅延量を第２の時間遅延量より大きく設定すると共に、第１の相互相関演算回路の出力と、第２の相互相関演算回路の出力との差をとる減算器を有することを特徴とする請求項６に記載の情報再生装置。
8. 前記光ディスクに記録されている既知のビットパターンと、前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号を用いて再生クロック信号を抽出するクロック抽出工程を実行する請求項1〜７に記載の情報再生装置。
9. 前記クロック抽出回路において、前記ＰＲＭＬ方式で復号した信号の代わりに前記光ディスクに記録されている既知のビットパターンを用いて再生クロック信号を抽出することを特徴とする請求項６〜７のいずれか一項に記載の情報再生装置。
10. 前記波形等価されたＲＦ信号を、該ＲＦ信号を前記ＰＲＭＬ方式で復号するのに要する時間だけ遅延する遅延器と；
    前記遅延器により遅延されたＲＦ信号の値と、前記パターン補償メモリに記憶された補償値との差に基づいて、前記ＲＦ信号の非線系成分を補償する非線形成分補償器と；を更に備える請求項１〜９のいずれか一項に記載の情報再生装置。
11. 前記非線形成分補償器において、前記パスメモリにおける前記複数のステートに対する過去の判定結果を用いて、仮判定を行う出力選択器を有することを特徴とする請求項１０に記載の情報再生装置。
12. 前記非線形成分補償器の出力信号の再生クロック信号に対するジッタ値演算器を備える請求項１０又は１１に記載の情報再生装置。
13. 前記非線形成分補償器の出力信号から、再生クロック信号を抽出するクロック抽出回路を更に備える請求項１０〜１２のいずれか一項に記載の情報再生装置。
14. 前記光ディスクには、前記補償値に関する補償値情報が記録されており、前記パターン補償メモリは、記録密度、再生パワー、再生時の線速度及び前記光源の駆動波形のうちの少なくとも１つと、前記光ディスクに記録されている補償値情報とから、前記補償値を設定することを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一項に記載の情報再生装置。
15. 前記パーシャルレスポンス特性のビット長が、最尤推定を行う前記ステートのビット長より長いことを特徴とする請求項１〜１４のいずれか一項に記載の情報再生装置。
16. 情報をＰＲＭＬ方式を用いて再生する情報再生方法であって、
    前記情報が回折限界よりも小さいピッチの記録マークで記録された光ディスクから、ＲＦ信号を読み取る工程と；
    前記ＲＦ信号を、予め選択された前記ＰＲＭＬ方式のパーシャルレスポンス特性に波形等価する波形等価工程と；
    前記波形等価されたＲＦ信号のビットパターン毎の補償値を算出する補償値算出工程と；
    前記ＰＲＭＬ方式に応じた複数のステートに対する、過去の判定結果に応じた前記補償値を用いて、前記波形等価されたＲＦ信号の各受信信号に対する尤度を演算するブランチメトリック値算出工程と；を含む情報再生方法。
17. 前記補償値算出工程では、前記パーシャルレスポンス特性に応じたビットパターン毎の波形等価誤差量の平均値を補償値として算出することを特徴とする請求項１６に記載の情報再生方法。
18. 前記補償値算出工程では、前記パーシャルレスポンス特性とは異なる、第２のパーシャルレスポンス特性と、記録ビットデータとの畳み込み演算により演算される理想的な再生信号と、前記波形等価された前記ＲＦ信号との誤差量の平均値を補償値として算出することを特徴とする請求項１６に記載の情報再生方法。
19. 前記補償値算出工程では、前記波形等価誤差量の平均値に加え、前記波形等価誤差量の分散値を補償値として算出することを特徴とする請求項１７に記載の情報再生方法。
20. 位相比較のため、前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号と、該ＲＦ信号を前記ＰＲＭＬ方式で復号した信号の相互相関演算工程を有する再生クロック信号を抽出するクロック抽出工程と；を更に備える請求項１６〜１９のいずれか一項に記載の情報再生方法。
21. 前記クロック抽出工程において、前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号と、該ＲＦ信号を前記ＰＲＭＬ方式で復号した信号を第１の時間遅延した信号について相互相関を演算する第１の相互相関演算工程と、前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号と、該ＲＦ信号を前記ＰＲＭＬ方式で復号した信号を第２の時間遅延した信号について相互相関を演算する第２の相互相関演算工程を有し、第１の時間遅延量を第２の時間遅延量よりも大きく設定すると共に、第１の相互相関演算工程の出力と、第２の相互相関演算工程の出力との差をとる減算工程を有することを特徴とする請求項２０に記載の情報再生方法。
22. 前記光ディスクに記録されている既知のビットパターンと、前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号を用いて再生クロック信号を抽出するクロック抽出工程と；を更に含む請求項１６〜２１のいずれか一項に記載の情報再生方法。
23. 前記クロック抽出工程において、前記ＰＲＭＬ方式で復号した信号の代わりに前記光ディスクに記録されている既知のビットパターンを用いて再生クロック信号を抽出することを特徴とする請求項２０〜２２のいずれか一項に記載の情報再生方法。
24. 前記光ディスクから読み取ったＲＦ信号を、該ＲＦ信号を前記ＰＲＭＬ方式で復号するのに要する時間だけ遅延する遅延工程と；
    前記遅延工程で遅延されたＲＦ信号の値と前記補償値との差に基づいて、前記ＲＦ信号の非線形成分を補償する非線系成分補償工程と；
    前記非線形成分補償工程で非線系成分が補償されたＲＦ信号から、再生クロックを抽出する工程と；を更に含む請求項１６〜２３のいずれか一項に記載の情報再生方法。
    
25. 前記非線系成分補償工程において、前記過去の判定結果を用いて、ＲＦ信号の仮判定を行う出力選択工程を有することを特徴とする請求項２４に記載の情報再生方法。
26. 前記パーシャルレスポンス特性のビット長が、最尤推定を行う前記ステートのビット長より長いことを特徴とする請求項１６〜２５のいずれか一項に記載の信号再生方法。
27. 前記補償値算出工程において、低密度な記録密度での補償値を求める第１の補償値算出工程と、第１の補償値算出工程により求めた補償値を用いて情報の再生を行い、高密度な記録密度における補償値を求める第２の補償値算出工程と、を含む請求項１６〜２５のいずれか一項に記載の信号再生方法。
28. 請求項１４に記載の情報再生装置に用いられる光ディスクであって、
    回折限界よりも小さいピッチの記録マークと；
    前記記録マークの記録密度、前記記録マークの再生に最適な再生パワー又は線速度、及び前記光源の駆動波形のうちの少なくとも１つと；
    前記ビットパターン毎の波形等価誤差量の平均値及び分散値のうちの少なくとも１つに関する情報が記録された光ディスク。
29. 請求項２８に記載の光ディスクであって、前記平均値及び分散値のうちの少なくとも１つに関する情報がウォブルに記録された光ディスク。
30. 請求項１〜１５のいずれか一項に記載の情報再生装置を用いる光ディスクであって、
    既知のビットパターンからなるビットパターン毎の前記波形等価器における波形等価誤差量の平均値又は分散値学習用領域を有するか、もしくは前記既知のビットパターンを記録するための未記録部を有する光ディスク。
31. 請求項３０に記載の光ディスクであって、複数の記録密度における前記波形等価誤差量の平均値又は分散値学習用領域を有するか、もしくは前記既知のビットパターンを記録するための未記録部を有する光ディスク。
32. 光ディスクに対し情報の記録及び再生を行う情報記録再生装置であって、
    請求項１〜１５のいずれか一項に記載の情報再生装置と；
    前記光ディスクに対し、回折限界よりも小さいピッチの記録マークで情報を記録する情報記録装置と；を備える情報記録再生装置。