JP2008166690A - アナログ光発電回路 - Google Patents

Abstract

【課題】アナログ光発電回路とその回路に含まれる光発電デバイスの電気エネルギー抽出方法および最大電圧計算方法を提供する。
【解決手段】メイン光発電デバイス２１、電力出力段回路３、最大電圧計算回路２２、及びアナログ比較制御回路５０を有する。メイン光発電デバイス２１は光エネルギーを吸収し入力電圧Ｖｉｎを発生させ、電力出力段回路３はメイン光発電デバイス２１に発生した入力電圧Ｖｉｎを受け、それを出力電圧Ｖｏに変換する。最大電圧計算回路２２はメイン光発電デバイス２１の遮断電圧Ｖｏｃの比例値に基づき最大電圧を計算し、アナログ比較制御回路５０は最大電圧計算回路２２により算出された最大電圧と入力電圧Ｖｉｎとを比較し、比較の結果に基づき電力出力段３の電圧変換操作を制御する。
【選択図】図３

Description

本発明は、アナログ光発電回路（Photovoltaic Power Circuit）に関する。

エネルギー危機や全地球のエネルギー資源不足などの問題に対応するために、太陽光電池の研究が先進国で盛んに進められている。太陽光電池は光発電回路の一種であり、その基本原理は、半導体ＰＮダイオードの接合部の特性を利用し、前記半導体ＰＮダイオードの接合部に光エネルギーを受け、それを電気エネルギーに変換し、電気エネルギーを介して電池を充電し電力を発生することである。
光発電デバイスが生じる電気エネルギーのＶ‐Ｉ（電圧―電流）関係図を図１に示す。図１の実線は電圧と電流との関係を示し、破線は電圧と電流の乗積、即ち電力（power）との関係を示す。図１では受けた光エネルギーに変化が起こらないと仮定し、一本の曲線のみを示す。受けた光エネルギーが変化すると、曲線はそれに応じて変化する。

最大電圧Ｖｏｃは図１に示すように、遮断位置に据えられ、最大電流Ｉｓｃは短絡位置に据えられる。最大の出力エネルギーを得るための最大出力点は、最大電圧または最大電流となる位置ではなく、電気エネルギー曲線の最大電力点（Maximum Power Point、ＭＰＰ）であり、それに対応する電圧と電流の値はＶｍｐｐとＩｍｐｐである。
受けた光エネルギーは通常非固定値であるため、従来技術では、抽出した電気エネルギーが受けた光エネルギー下の最大電力点（以下、ＭＰＰと称する）に位置する値であるかを計算するために、デジタル回路を複雑かつ精密に設計する必要があった。

従来技術によるデジタル光発電回路として特許文献１により掲示された回路を図２に示す。光発電デバイス（Photovoltaic Device）２に生じた電圧Ｖｉｎは電力出力段（power stage）３を介して出力電圧Ｖｏに変換され、負荷４に電力を供給する。
負荷４は充電池にすることが可能であり、電力出力段３は昇圧回路、降圧回路、反圧回路、帰還回路などにすることが可能である。
電力出力段３によりＭＰＰにおいて電気エネルギーを適切に抽出し続けるために、回路にデジタルコントローラー５を配置する。デジタルコントローラー５内のデジタル計算モジュール５１（例えばデジタルマイクロコントローラー）は、入力電圧Ｖｉｎの数値と抽出した電流ｉの数値に基づき、絶えず乗積を行うことによりＭＰＰを計算し、算出されたＭＰＰに基づき最大電圧値Ｖｍｐｐを計算する。算出された最大電圧値Ｖｍｐｐと入力電圧Ｖｉｎとを比較し、制御回路５２に電力出力段３を制御する信号を生じさせる。
図２に示す回路において、デジタルコントローラー５の設計は非常に複雑であるため、非常に多くのトランジスターが必要である。また、アナログデジタル変換器（Ａnalog Ｄigital Ｃonverter）により電圧電流信号を捉える必要がある。従って、特許文献１に掲示された回路は、設計上の難度が高いだけではなく、回路全体のコストをアップさせる。

特許文献２に掲示された別の従来技術は、「検索（search）」及び「ディザリング（dithering）」という二つのモードを含む。まず検索モードを起動し、電圧―電流曲線の全体を走査する（sweep）ことによりＭＰＰを見出し、そののち正常な工作モード（ディザリングモード）に進み、このモードの下でＭＰＰの電流値に基づき操作し、データを間歇的に採集し更新する。（以上の内容については、特許文献２の明細書、第８段、第１０段、第３３段、図５などを参照のこと。）しかし、特許文献２には走査ステップにかかわる回路は詳細に提示されていない。

特許文献２の従来技術では回路について詳細に提示されていなかったが、明細書中の検査モードと走査ステップについての説明から、最大電力点ＭＰＰを選択・記録するためには、電圧―電流値の乗算を行わないのであれば、メモリー、レジスタ、比較器などの参補助デジタル回路が必要である、と推測できる。（特許文献２の明細書からは、どのように電圧―電流値の乗積を省略するかについての記載は見付からなかった。）
もしそうであるならば、回路が非常に複雑となるだけではなく、前記走査ステップが回路の有効な稼働時間を使ってしまうことになる。また初期設定後に光強度が変化し、光発電デバイスに本来の電圧―電流曲線を逸脱するような現象が起こると、検索モードと走査ステップを起動し直さなければならないため、効率はよくないであろうと推測できる。
従って、特許文献２の従来技術において、ディザリングモード中の簡単なアナログ回路を操作するためには、複雑な回路を介してＭＰＰを予め見出す必要があると考えられるため、適切ではないと考えられる。

アメリカ合衆国特許第６９８４９７０号 アメリカ合衆国特許公開第２００６／０１６４０６５号

本発明の主な目的は、上述の従来技術の不備な点と問題を解決する、複雑ではない構成を有するアナログ光発電回路を提供することにある。
また本発明のもう一つの目的は、前記アナログ光発電回路に含まれる光発電デバイスの、電気エネルギー抽出方法および最大電圧計算方法を提供することにある。

上述の目的を達成するために、本発明のアナログ光発電回路は、メイン光発電デバイス、電力出力段回路、最大電圧計算回路、およびアナログ比較制御回路を有する。
メイン光発電デバイスは光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生し、電力出力段回路はメイン光発電デバイスに生じた入力電圧を受け、それを出力電圧に変換する。最大電圧計算回路はメイン光発電デバイスの遮断電圧の比例値に基づき最大電圧を計算し、アナログ比較制御回路は最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御する。
比例値は遮断電圧の７０％から９０％の間、例えば８０％であってもよい。最大電圧はメイン光発電デバイスの遮断電圧から比例値に基づき算出されるため、複雑なデジタル計算回路も、任意の走査ステップも必要はない。

本発明の別のアナログ光発電回路は、メイン光発電デバイス、電力出力段回路、最大電圧計算回路、およびアナログ比較制御回路を有する。メイン光発電デバイスは、光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生し、入力電圧と入力電流とに対応関係を維持させる。電力出力段回路は、メイン光発電デバイスに発生した入力電圧を受け、それを出力電圧に変換する。最大電圧計算回路は所定の電圧を受け、（１）入力電圧の変化方向と光発電デバイスに発生した電力の変化方向、または（２）入力電流の変化方向と光発電デバイスに発生した電力の変化方向に基づき最大電圧を計算する。アナログ比較制御回路は、最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御する。

最大電圧を調整するためには、起動状態下で電圧―電流曲線を予め精密に計算する必要はなく、大略の値から始めればよい。大略の電圧値は所定の電圧値に基づき簡単な回路分圧を介して取得することが可能であり、所定の電圧値は固定電圧にすることも、光発電デバイスまたは参考光発電デバイスから取得することも可能であるため、複雑な計算は必要ない。
また、光発電デバイスに発生した電力の正確な数値を精密に計算する必要はなく、変化方向を知りさえすればよい。つまり精密かつ簡単な電力計、または電力趨勢のみを計算する電力趨勢計を介し、現在の電力が増加するか減少するかを把握しさえすればいい。また、電流を介して回路を測定し、電流値により電力を表示することも可能である。

光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、光発電デバイスに生じた入力電圧を出力電圧に変換する電力出力段回路とを含む光発電回路において、光発電デバイスから電気エネルギーを抽出する本発明の方法は、次のステップから構成される。
まず参考電圧を提供する。参考電圧は光発電デバイスの遮断電圧の７０％から９０％の間である。続いて光発電デバイスの出力電圧と参考電圧とを比較することにより光発電デバイスの出力電圧を参考電圧値に近づくように制御する。続いて光発電デバイスから電気エネルギーを抽出する。

光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、光発電デバイスに生じた入力電圧を出力電圧に変換する電力出力段回路とを含む光発電回路において、光発電デバイスの最大電圧を計算する本発明の方法は、次のステップで構成される。
まず所定の参考電圧の起点値を提供する。続いて、光発電デバイスの出力電圧の変化方向を計算する。続いて光発電デバイスの出力電力の変化方向を計算する。続いて上述の二つの方向を比較し、両者が同じ方向である場合、参考電圧を増加させるように調整し、両者が逆方向である場合、参考電圧を減少させるように調整する。続いて調整後の参考電圧を最大電圧にする。

光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、光発電デバイスに生じた入力電圧を出力電圧に変換する電力出力段回路とを含む光発電回路において、光発電デバイスの最大電圧を計算する本発明のもう一つの方法は、次のステップで構成される。
まず所定の参考電圧の起点値を提供する。続いて、光発電デバイスの出力電流の変化方向を計算し、続いて光発電デバイスの出力電力の変化方向を計算する。上述の二つの方向を比較し、両者が同じ方向である場合、参考電圧を減少させるように調整し、両者が逆方向である場合、参考電圧を増加させるように調整する。調整後の参考電圧を最大電圧とする。

本発明の主要な特徴は、アナログ回路デバイスを使用していることであり、これにより光発電回路の最大電力点ＭＰＰを計算するための回路を従来のものと比べて簡易化できる点にある。そのため、本発明の光発電回路は「アナログ光発電回路」と称される。
しかしながら、「アナログ光発電回路」という言葉は、単に本発明の光発電回路の主要な特徴を示しているに過ぎず、本発明の光発電回路の全てがアナログデバイスで構成されるわけではない。
最大電圧Ｖｍｐｐは遮断電圧Ｖｏｃの７０％から９０％の間に位置するとされるため、本発明の思想の下で光発電デバイスの遮断電圧Ｖｏｃの７０％から９０％を取ることにより最大電圧Ｖｍｐｐを計算することが可能である。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

（第１実施例）
本発明の第１実施例を図３示す。第１実施例では、ＶｍｐｐはＶｏｃの８０％に設定される。（８０％は説明するために挙げた一例に過ぎないため、それ以外の数値を用いることは本発明の請求範囲に属すべきである。）
第１実施例は一組のメイン光発電デバイス２１と一組の参考光発電デバイス２２とを有する。メイン光発電デバイス２１の作用は電気エネルギーを発生することであり、参考光発電デバイス２２の作用は最大電圧値Ｖｍｐｐの計算をサポートすることである。メイン光発電デバイス２１に生じる電圧は、入力電圧Ｖｉｎとして電力出力段３に提供される電力出力段３は昇圧回路、降圧回路、反圧回路、帰還回路などにすることが可能である。電力出力段３はアナログ比較制御回路５０の制御を受け、入力電圧ＶｉｎをＭＰＰの位置に固定し、入力端から電気エネルギーを抽出する。電力出力段の制御方法は下記の通りである。

参考光発電デバイス２２は、メイン光発電デバイス２１と参考光発電デバイス２２との間の釣り合いに基づき、参考電圧ＶｉｎＲＥＦを発生する。参考光発電デバイス２２の負荷が極めて小さいと、参考電圧ＶｉｎＲＥＦが参考光発電デバイス２２の遮断電圧となる。参考光発電デバイス２２がメイン光発電デバイス２１に比例するような設計とし、参考光発電デバイス２２の遮断電圧をメイン光発電デバイス２１の遮断電圧Ｖｏｃと一致させるか、メイン光発電デバイス２１の遮断電圧Ｖｏｃの倍数にすることが可能である。抵抗器Ｒ１、Ｒ２は適切な分圧を行うため、節目ＶＲの電圧をメイン光発電デバイス２１の遮断電圧Ｖｏｃの８０％、即ち大体算出されたＶｍｐｐ値と一致させることが可能である。

アナログ比較制御回路５０は節目ＶＲの電圧と入力電圧Ｖｉｎとを比較し、比較の結果に基づき電力出力段３を制御し、電気エネルギーを抽出する。入力電圧Ｖｉｎが節目ＶＲの電圧より大きい場合、電力出力段３は入力端から比較的多い電流を抽出する。入力電圧Ｖｉｎが節目ＶＲの電圧より小さい場合、電力出力段３は入力端から抽出する電流を減少させる。この時、図１の電圧―電流曲線に示すように電流が増加すると、メイン光発電デバイス２１の出力電圧、即ち入力電圧Ｖｉｎは減少する。一方電流が減少すると、メイン光発電デバイス２１の出力電圧、即ち入力電圧Ｖｉｎは増加する。言い換えれば、比較と帰還制御の機能により、最終的に入力電圧Ｖｉｎを節目ＶＲの電圧値に固定する、即ち入力電圧Ｖｉｎを大体算出されたＶｍｐｐ値に一致させることが可能である。これにより電力出力段３は最良な稼動点に位置し、最大電気エネルギーを抽出する。

（第２実施例）
本発明の第２実施例を図４に示す。アナログ比較制御回路５０の最も簡単な製作法はリニアレギュレータ回路を採用することである。電力出力段３中の電力トランジスター３１は、誤差アンプＥＡのアナログ出力によって制御される。誤差アンプＥＡのアナログ出力値の大きさに基づき電力トランジスター３１の導通の程度を決め、メイン光発電デバイス２１から抽出する電流量を決める。

リニアレギュレータ回路は電力の損耗をきたすため、効率よく電気エネルギーを得るには、スイッチングレギュレータ（Switching Regulator）回路、例えばパルス幅変調（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）回路をアナログ比較制御回路５０として使用することが可能である。（パルス幅変調回路の定電圧制御原理は周知の技術であり、本実施例の要点ではないため詳細な説明を省く。パルス幅変調回路を採用することは唯一の方法ではなく、パルス周波数変調回路（Ｐulse Ｆrequency Ｍodulation）の様な別の変調回路をアナログ比較制御回路５０として使用とすることも可能である。）

（第３実施例）
本発明の第３実施例を図５示す。第３実施例はアナログ比較制御回路５０中に誤差アンプＥＡを設置することにより節目ＶＲの電圧を参考電圧にし、入力電圧Ｖｉｎを帰還電圧（feedback voltage、または「正方向送り電圧」feed-forward voltage）にし、両者を比較することが可能であり、その比較の結果を比較器ＣＭＰ内に入力し、それと鋸歯波とを比較し、比較の結果を論理回路５３に提供することにより電力出力段３を制御する信号を発生する。
上述の制作法以外の方法は様々であるが詳しい説明を省く。まとめると、節目ＶＲの電圧と入力電圧Ｖｉｎとを比較した結果により電力出力段３を制御し、電気エネルギーを抽出する。複雑なデジタル計算モジュールを使用することなく、適切な分圧方法のみにより節目の電圧ＶＲ（ほぼＶｍｐｐに等しい）を得ることが可能である。

上述の回路は必ずしも抵抗器Ｒ１、Ｒ２より分圧を行うとは限らず、別のデバイス、例えば任意の直流抵抗を互いに組み合わせ可能な二つのデバイスなどにより分圧機能を達成することも可能である。
参考光発電デバイス２２に直列に配列されるダイオードの数を、メイン光発電デバイス２１のダイオードの数の７０％から９０％に設定すれば、抵抗器Ｒ１、Ｒ２を配置しないことも可能である。これらは本発明の思想に基づく変化であるため本発明の請求範囲に属すべきである。

第３実施例では、参考光発電デバイス２２に生じる電気エネルギーは負荷４に供給するように利用することができない。従って、あらゆる光発電デバイスに生じる電気エネルギーを完全に利用するために、同じ思想の下で回路を修正することが可能である。

（第４実施例）
本発明の第４実施例を図６に示す。第４実施例では、光発電回路中のあらゆる光発電デバイスは電気エネルギーの発生に用いられる。（このため回路には、参考光発電デバイス２２を配置せず、メイン光発電デバイス２１のみを配置する。）

メイン光発電デバイス２１は入力電圧Ｖｉｎを発生すると同時に、ダイオードＤＲ及びコンデンサーＣＲを介して接地する。コンデンサーの両端の電圧は参考電圧ＶｉｎＲＥＦである。電力出力段３が稼動していない場合、入力電圧を示す節目Ｖｉｎの右側は開放状態となる。このとき入力電圧Ｖｉｎはメイン光発電デバイス２１の遮断電圧Ｖｏｃに等しく、参考電圧ＶｉｎＲＥＦは遮断電圧ＶｏｃからダイオードＤＲの両端の電圧を引いたものに等しい。この電圧はコンデンサーＣＲを充電し、コンデンサーＣＲの両端の電圧となる。

前例のように抵抗器Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を適切に設定することにより適切な分圧を行い、節目ＶＲの電圧を遮断電圧Ｖｏｃの８０％即ちＶｍｐｐに等しくすることが可能である。
ダイオードＤＲは一般のダイオードまたはショットキーダイオード（Schottky diode）などを使用することが可能である。

上述の回路において、電力出力段３が電気エネルギーを抽出している場合、入力電圧を示す節目Ｖｉｎの右側は開放状態ではない。回路がこのような状態下で持続的に稼動する場合、入力電圧Ｖｉｎはメイン光発電デバイス２１の遮断電圧Ｖｏｃに一致しなくなる。コンデンサーＣＲが徐々に放電するか、メイン光発電デバイス２１が吸収した光エネルギーに変化が起こる場合、誤差アンプＥＡに提供する節目ＶＲの電圧は正確度が落ち、Ｖｍｐｐからずれてしまう。

上述の回路は原理上、通常稼動することが可能であるが、電力出力段３を周期的に閉じることにより入力電圧を示す節目Ｖｉｎの右側を開放状態とし、コンデンサーＣＲに充電を行うようであれば比較的好ましい。このようにコンデンサーＣＲに充電を周期的に行うような動作はアナログ方式と見なされる。

節目ＶＲの電圧をＶｍｐｐに一致させるように校正する方法は図６に示すように、論理回路５３にイネーブルインプットＥＮを配置することである。イネーブルインプットＥＮは図６に示すＥＮＰＷＭ波形入力を受ける。この波形の大部分の時間論理回路５３は使用可能な状態Ｌ１である。しかし、論理回路５３を周期的に閉じ（Ｌ２）電力出力段３の稼動を停止させれば、コンデンサーＣＲを充電することが可能である。実際に作業する場合、Ｌ１は数秒から数十秒の間であり、Ｌ２は零点数秒前後である。

論理回路５３を制御することにより電力出力段３を間接的に制御する方法は、実現可能な数多くの方法のうちの一つである。それ以外に、例えば入力電圧を示す節目Ｖｉｎの右側に直接スイッチを設置する方法も実現可能である。
まとめると、電力出力段３を周期的に閉じ、入力電圧を示す節目Ｖｉｎの右側を開放状態することによりンデンサーＣＲに充電を行うことが可能である。このような機能を達成可能な任意の方法は本発明の思想に基づく変化と見なされるため、本発明の請求範囲に属すべきである。

（第５実施例）
本発明の第５実施例を図７に示す。図６示す第４実施例では、日射強度の変化が大きい場合、ダイオードは単方向の導通となる。日射強度がいきなり降下する場合、コンデンサーＣＲの電圧はそれとともに即時降下することができないため、節目VRの電圧の正確さに影響を及ぼす問題が生じる。

上述の問題を解決するため第５実施例では、図７において入力電圧を示す節目Ｖｉｎの左側に、ＥＮＰＷＭと逆位相で動作するスイッチＳＷを設置する（スイッチＳＷは、例えばＰＭＯＳＦＥＴスイッチまたはＮＭＯＳＦＥＴスイッチであり、ＥＮＰＷＭと逆位相の信号により制御される）。電力出力段３を周期的に閉じる時（Ｌ２）、メイン光発電デバイス２１はスイッチＳＷの導通によりコンデンサーＣＲに充電を行うことが可能となる。電力出力段３が電気エネルギーを抽出する状態であれば、スイッチＳＷは閉じられ、メイン光発電ディバス２１は入力電圧を示す節目Ｖｉｎにのみ電圧を供給し、コンデンサーＣＲに充電を行わない。これによりコンデンサーＣＲ上の電圧をメイン光発電デバイス２１の遮断電圧Ｖｏｃ値に接近させるように保持することが可能である。

第５実施例では、入力電圧を示す節目Ｖｉｎの右側が開放状態である場合でも、メイン光発電デバイス２１は必ずしも完全な遮断状態となるとは限らない。つまり入力電圧を示す節目Ｖｉｎは、遮断電圧Ｖｏｃに完全に一致していない。それは、メイン光発電デバイス２１はＶｉｎ‐ＤＲまたはＳＷ‐ＶｉｎＲＥＦ‐Ｒ１‐Ｒ２の経路を介して接地するため、少量の負荷電流を有するからである。従って確実な遮断電圧Ｖｏｃ値を求め、コンデンサーＣＲ上の電圧をより持久させ、コンデンサーＣＲに対する充電周波数を降下させるために、上述の経路に単一利得回路を設置することにより上述の経路を確実に遮断することが可能である。その方法を第６実施例として図８および第７実施例として図９に示す。

（第６実施例）
本発明の第６実施例を図８に示す。ダイオードＤＲは単方向のみ導通するため、電流源を設置する必要がある。電流源が低電流量の弱電流源であれば好ましい。これによりコンデンサーＣＲを放電させることが可能である。

（第７実施例） 本発明の第７実施例を図９に示す。スイッチＳＷは双方向に導通するため、電流源を設置する必要がない。回路のほかの部分は前述の図６および図７に示す実施例により示されたものとほぼ同じであるため、詳しい説明を省く。
上述の実施例の長所は回路が非常に単純になることである。

以上の実施例は最大電圧Ｖｍｐｐを遮断電圧Ｖｏｃの７０％から９０％と定義することが可能であるのに対し、以下に示す本発明の思想に基づく実施例は、最大電圧Ｖｍｐｐをより正確に計算することが可能である。

（第８実施例）
本発明の第８実施例を図１０に示す。アナログ比較制御回路５０については、詳細な部分を省略しブロックで表示する。
第８実施例中の参考電圧ＶｉｎＲＥＦは、前述の実施例のようにメイン光発電デバイス２１の出力または参考光発電デバイス（図中未表示）の出力により得ることも、適切な設定された一定値にすることも可能である。

固定抵抗器Ｒ３と可変抵抗器Ｒ４とは可変分圧回路を構成する。可変分圧回路は参考電圧ＶｉｎＲＥＦに分圧を行うことにより節目ＶＲの電圧を決める。言い換えれば可変抵抗器Ｒ４の抵抗値は節目ＶＲの電圧を決め、かつそれをＶｍｐｐに一致させることが可能である。
可変抵抗器Ｒ４は本発明の実施方法の一例に過ぎないため、別の可変抵抗デバイス、または線性変化の特性を持たない可変抵抗デバイス（例えば金属−半導体酸素電界効果トランジスターＭＯＳＦＥＴ、接面電界効果トランジスターＪＥＦＴ、ピンチ式抵抗器pinch-resistorなど）を使用することが可能である。
まとめると、可変分圧回路を介して節目ＶＲの電圧を調整することにより目的を達成することが可能である。

可変抵抗器Ｒ４の抵抗値は可変抵抗制御回路７に制御される。その制御法方法は次の通りである。
図１に示すＶ‐Ｉ曲線において、ＭＰＰの左方に位置する場合、電圧は降下し、電力は上昇し、両者の傾きは反対方向を示す。Ｖ‐Ｉ曲線においてＭＰＰの右方に位置する場合、電圧は上昇し、電力は上昇し、両者の傾きは同じ方向を示す。言い換えれば、メイン光発電デバイス２１の出力電圧の傾き方向と出力電力の傾き方向とを比較することにより、ＭＰＰの右方または左方のどちらに位置しているかが決められる。

可変抵抗器Ｒ４の抵抗値を調整することにより、節目ＶＲの電圧をＶｍｐｐに接近させることが可能である。
この思想の下、図１０に示す回路は、方向比較回路６０を有する。回路は（メイン光発電デバイス２１の出力電圧に対応する）入力電圧Ｖｉｎと（メイン光発電デバイス２１の出力電力に対応する）出力端の電力とを受け、両者の傾き方向を比較し、比較の結果を可変抵抗制御回路７に出力することにより可変抵抗器Ｒ４の抵抗値を調整することが可能である。

第８実施例は可変抵抗制御回路７により可変抵抗器Ｒ４の抵抗値を調整する。
節目VRの電圧の調整方法の基本原理は、節目ＶＲの電圧を発生可能な回路を提供し、傾き方向比較回路６３の出力信号により制御を受け、かつ既定の法則に基づき節目ＶＲの電圧を上昇または降下させるように調整することである。
既定の法則とは、電圧と電力両者の傾きが反対方向を示す場合、節目ＶＲの電圧を減少させ、電圧および電力両者の傾きが同じ方向を示す場合、節目ＶＲの電圧を増加させることである。従って、この法則に従い参考電圧である節目ＶＲの電圧を制御する任意の方法は、本発明の請求範囲に属すべきである。

方向比較回路６０の実施方法は様々である。第８実施例では、図１０の右側の電力計４０により（メイン光発電デバイス２１の出力電力に対応する）出力端の電力を測定し、測定の結果を微分回路６２に入力し、微分回路６２の出力により出力端の電力の傾きを表示する。
微分回路６１は入力電圧Ｖｉｎの微分を行い、出力により入力電圧Ｖｉｎの傾き、即ちメイン光発電デバイス２１の出力電圧の傾きを表示する。
傾き方向比較回路６３は回路６１、６２の出力を受け、算出された二つの傾き方向を比較し、その比較の結果を可変抵抗制御回路７に提供することにより、可変抵抗器Ｒ４の抵抗値を調整する。

（第９実施例）
本発明の第９実施例を図１１に示す。第９実施例である方向比較回路６０の詳細な回路構成において、ＯＰ１、ＯＰ２はオペアンプであり、ＣＰ１、ＣＰ２は比較器である。比較器ＣＰ１、ＣＰ２はオペアンプＯＰ１、ＯＰ２の出力値と前の時点のコンデンサーＣ１、Ｃ２の両端の電圧とを比較することにより傾き方向を決め、かつ排他的論理和ＸＯＲ出力により傾き方向を表示する。ここで図面により提示されたのは実施可能な一例に過ぎないため本発明の請求範囲を限定するものではない。

本発明の第９実施例では、メイン光発電デバイス２１の出力電圧の大体の傾き方向と出力電力の大体の傾き方向を測定し、両者を比較しさえできればよいため、絶対に正確な傾きを求める必要がない。
このため、図１０および図１１中の微分回路６１と微分回路６２とを、ハイパスフィルタに取り替えても、同じ効果を達成することが可能である。

また比較器ＣＰ１、ＣＰ２の目的はオペアンプＯＰ１、ＯＰ２の出力をデジタル信号に変換し、排他的論理和ＸＯＰによる演算を促すことであるため、オペアンプＯＰ１、ＯＰ２の利得を適切に設定することにより論理回路にアナログ出力値を十分に識別させることができれば、傾き方向比較回路６３に比較器ＣＰ１、ＣＰ２を設置する必要がなくなり、かつ直接オペアンプＯＰ１、ＯＰ２の出力値を比較することが可能となる。

（第１０実施例）
本発明の第１０実施例を図１２に示す。図１２に示すのは、第１０実施例、第１１実施例における可変抵抗制御回路７の詳細な回路構成である。図１２は説明のために挙げられたため、本発明の請求範囲を限定するものではない。
第１０実施例では、方向比較回路６０の出力が低レベルである場合、上ブリッジＰＭＯＳスイッチは導通状態を示し、コンデンサーＣ７は正方向の充電を受け、正方向上に可変抵抗器Ｒ４を調整する。方向比較回路６０の出力が高レベルである場合、下ブリッジＮＭＯＳスイッチは導通状態を呈し、コンデンサーＣ７は負方向の充電を受け、負方向上に可変抵抗器Ｒ４を調整する。
上述の正負充電方向、図中のＰＭＯＳおよびＮＭＯＳトランジスタースイッチの位置と可変抵抗器Ｒ４の調整方向とは方向比較回路６０の出力モードまたは逆の配置方法によって決めることが可能である。例えば、図１１中の排他的論理和ＸＯＲを排他的論理和の否定ＸＮＯＲに変える場合、上述の正負方向は置換される。

（第１１実施例）
本発明の第１１実施例を図１３に示す。図１３に示すのは、第１０実施例、第１１実施例における可変抵抗制御回路７の詳細な回路構成である。図１３は説明のために挙げられたため、本発明の請求範囲を限定するものではない。
第１１実施例では、トランスコンダクタアンプ（Transconductor）ＧＭを有する。トランスコンダクタアンプＧＭは、方向比較回路６０の出力と参考電圧ＶＢとの比較結果に対応する電流を発生し、コンデンサーＣ７に充電を行うことにより可変抵抗器Ｒ４を制御する。
参考電圧ＶＢの数値は、方向比較回路６０の出力の高レベルと低レベルとの間に設定することが可能である。つまり方向比較回路６０の出力が低レベルである場合、トランスコンダクタアンプＧＭは正電流を発生し、コンデンサーＣ７は正方向の充電を受け、正方向上に可変抵抗器Ｒ４を調整することが可能である。方向比較回路６０の出力が高レベルである場合、トランスコンダクタアンプＧＭは負電流を発生し、コンデンサーＣ７は負方向の充電を受け、負方向上に可変抵抗器Ｒ４を調整することが可能である。
前述の通り、正負方向（即ちトランスコンダクタアンプＧＭの正負入力端の接続位置）は方向比較回路６０の出力モードまたは逆の配置方法によって決めることが可能である。

本発明によると、図１に示す電圧‐電力関係によってＭＰＰを判断することが可能である。また電流−電力関係によりＭＰＰを判断することも可能である。Ｖ‐Ｉ曲線においてＭＰＰの左側に位置する場合、電流は上昇し、電力は上昇し、両者の傾きは同じ方向を示す。Ｖ‐Ｉ曲線においてＭＰＰの右側に位置する場合、電流は上昇し、電力は降下し、両者の傾きは反対方向を示す。従って、メイン光発電デバイス２１の出力電流の傾き方向と出力電力の傾き方向とを比較することによりＭＰＰの左方または右方に位置するかを決めることが可能である。図１４に示す本発明の第１２実施例は相関実施例である。

（第１２実施例）
本発明の第１２実施例を図１４に示す。第１２実施例は、電流測定回路８により入力電流Ｉｉｎ（即ちメイン光発電デバイス２１の出力電流）と（メイン光発電デバイス２１の出力電力に対応する）電力計４０の出力とを測定し、方向比較回路６０において方向比較を行い、その結果に基づき可変抵抗器Ｒ４の抵抗値を調整し、節目ＶＲの電圧をＶｍｐｐに接近させる。
電流‐電力の傾き方向関係と前述の電圧‐電力の傾き方向関係が正反対であるため、方向比較回路６０または可変抵抗制御回路７の詳細な回路構成まで考慮しなければならない。例えば前述の図１１から図１３に示す回路構成を採用する場合、その間に逆方向のゲートを適切に加えることも、排他的論理和ＸＯＲの代わりに排他的論理和の否定ＸＮＯＲを使用することも、図１２に示す上下ブリッジＰＭＯＳとＮＭＯＳトランジスターの位置を互いに置換することも、図１３に示すトランスコンダクタアンプＧＭの正負入力端を互いに置換することも可能である。

前述の実施例と同じように、第１２実施例は可変抵抗制御回路７により可変抵抗器Ｒ４の抵抗値を調整する。節目ＶＲの電圧の調整方法の基本原理は、節目ＶＲの電圧を発生可能な回路を提供し、傾き方向比較回路６３の出力信号により制御を受け、かつ既定の法則に基づき節目ＶＲの電圧を上昇または降下させるように調整することである。既定の法則とは電流と電力両者の傾きが反対方向を示す場合、節目ＶＲの電圧を上昇させ、電流と電力両者の傾きが同じ方向を示す場合、節目ＶＲの電圧を降下させることである。
従って、この法則に従い参考電圧である節目ＶＲの電圧を制御する任意の方法は本発明の請求範囲に属すべきである。

電流測定回路８の動作について図１５を参考に説明を進める。図１５の回路は入力電流Ｉｉｎを測定し、その測定結果を電圧信号に変換し、それを方向比較回路６０に伝送することが可能である。ここで図１５により提示されたのは実施可能な一例に過ぎないため、本発明の請求範囲を限定するものではない。
前述の図１０、図１１および図１４に示す実施例では、電力計４０は電流電圧の測量と乗算を行わなければならないため、回路は複雑になる。しかし、実際に本発明の実施例では非常に精密な電力計を使用する必要がない。前述の通り、本発明の実施例は正確な電力数値を知る必要なく、メイン光発電デバイス２１の出力電力の大体の変化方向が分かりさえすればよい。従って電力計の回路を簡単化することも（詳しくは後述の図１７および図１８による）、電力計を配置しないことも可能である。

（第１３実施例）
本発明の第１３実施例を図１６に示す。第１３実施例は、図１４に示す第１２実施例の変形である。図の右側に示すように、多くの場合負荷４は電池であり、電池の電圧変化は非常に緩慢であるため、電力計４０の代わりに電流測定回路４１を使用し、負荷４へ流れ込む電流のみを測り、それを電圧信号に変換し、微分回路６２に入力することが可能である。これにより回路の目的を達成することが可能となる。図１５に示すのは電流測定回路４１の具体的な構成である。また図１０および図１１に示す回路の右側に効果が同等の入れ替えをすることも可能である。詳しい説明を省く。

負荷４の電圧変化まで考慮する場合、電力計の代わりに電力趨勢計を使用することが可能である。電力趨勢計とは現時点の電力と前時点の電力とを比較し、その差に対応する信号を発生するものである。なお、前記電力趨勢計は数値に対し比例的に変化を生じる必要なく、電力変化の方向のみを表示しさえすればよい。

（第１４実施例）
本発明の第１４実施例を図１７に示す。第１４実施例は電力趨勢計を用いる一例であり、抵抗熱度感知により電力趨勢を計算する。図１７に示すように、バイポーラートランジスターＱＢＰにより抵抗ＲＳ上の熱変化を感知することが可能である。
一般的に、バイポーラートランジスターのベースはエミッタ電圧変化（ｄＶＢＥ）と温度変化（ｄＴ）的関係は下記の通りである。
ｄＶＢＥ／ｄＴ≒−２ｍＶ／℃
従って、この電圧変化値で電力趨勢を表示することが可能である。しかし、これは反対方向のアナログ信号の場合であるため、終段回路において対応的な処理を行う必要がある。

（第１５実施例）
本発明の第１５実施例を図１８に示す。電力計の代わりに電力趨勢計を使用せず電流電圧値を測定する場合、図１８に示すように、本発明の目的を十分かつ簡単に達成することが可能である。第１５実施例による回路は、図１１に示す電力計４０、微分回路６１および比較計ＣＰ２を有する。図１８に示す出力された信号ＰＲＦＩは電力変化の方向、即ちｄ（Ｖ×Ｉ）／ｄｔの正負号を表示する。ｄ（Ｖ×Ｉ）は電力変化量であり、ｄｔは時間変化量である。またＰＲＦＩは、図１１に示す排他的論理和ＸＯＲに入力され、比較器ＣＰ１とともに論理演算を行い、制御信号を発生することにより可変抵抗制御回路７を制御するデジタル信号である。図１８に示す回路においては、電流と電圧は測定するが、回路は複雑な乗法演算を行う必要がないため、一般の電力計と比べてより簡単である。

上述のように、従来技術は、電流電圧値を正確に計算しＭＰＰを求めるために、複雑なデジタル計算回路を使用し、そのために使用したトランジスターデバイスの数は少なくても十数万から数十万であった。しかし、本発明のアナログ光発電回路では、使用するトランジスターデバイスの数はその千分の一以下に減少させることが可能である。従って、本発明の実施例は従来技術よりも進歩し、かつ実用性を有する。

以上、比較的好ましい実施例に基づき本発明を説明した。上述したものは本技術を熟知している人に本発明の内容を理解させるための一例に過ぎないため、本発明の請求範囲を限定するものではない。また本技術を熟知している人は上述したものにより本発明の精神の下で効果が同等の様々な変化、例えばあらゆる実施例において直接に接続される二つのデバイスの間に主要な機能に影響を与えない遅延回路、スイッチング回路または抵抗回路などの回路を増設することを推測することができる。従って本発明の思想と精神を逸脱しない限り効果が同等の変化または修正を行うことは本発明の請求範囲に属すべきである。

光発電デバイスの電圧―電流の関係図である。 従来技術による光発電回路を示す回路図である。 本発明の第１実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第２実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第３実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第４実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第５実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第６実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第７実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第８実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第９実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第１０実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第１１実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第１２実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第１２実施例によるアナログ光発電回路おける電流測定回路を示す回路図である。 本発明の第１３実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第１４実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。 本発明の第１５実施例によるアナログ光発電回路を示す回路図である。

符号の説明

２：光発電デバイス、３：電力出力段、４：負荷、５：デジタルコントローラー、７：可変抵抗制御回路、８：電流測定回路、２１：メイン光発電デバイス、２２：参考光発電デバイス、３１：電力トランジスター、４０：電力計、４１：電流測定回路、５０：アナログ比較制御回路、５１：デジタル計算モジュール、５２：論理回路、６０：方向比較回路、６１：微分回路、６２：微分回路、６３：傾き方向比較回路、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ７、ＣＲ：コンデンサー、ＣＰ１、ＣＰ２、ＣＭＰ：比較器、ＤＲ：ダイオード、ＥＡ：誤差アンプ、ＯＰ１、ＯＰ２：オペアンプ、ＱＢＰ：バイポーラートランジスター、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒｓ：抵抗、ＳＷ：スイッチ

Claims (46)

1. 光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生するメイン光発電デバイスと、
   メイン光発電デバイスに生じた入力電圧を受け、それを出力電圧に変換する電力出力段回路と、
   メイン光発電デバイスの遮断電圧の比例値に基づき最大電圧を計算する最大電圧計算回路と、
   最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御するアナログ比較制御回路と、
   を有することを特徴とするアナログ光発電回路。
2. 比例値は遮断電圧の７０％から９０％であることを特徴とする請求項１に記載のアナログ光発電回路。
3. 最大電圧計算回路は参考光発電デバイスを有し、参考光発電デバイスと前記メイン光発電デバイスとの間の組み合わせの比例に基づき最大電圧を発生することを特徴とする請求項１に記載のアナログ光発電回路。
4. 最大電圧計算回路は互いに電気的に接続する参考光発電デバイスと分圧回路を有し、かつ参考光発電デバイスに発生した電圧に対し分圧を行うことにより最大電圧を発生することを特徴とする請求項１に記載のアナログ光発電回路。
5. 最大電圧計算回路はメイン光発電デバイスの遮断電圧に相関する電圧値を保存可能な電圧保存デバイスを有し、相関電圧値に基づき最大電圧を計算することを特徴とする請求項１に記載のアナログ光発電回路。
6. 最大電圧計算回路は相関電圧値に対し分圧を行う分圧回路を有することを特徴とする請求項５に記載のアナログ光発電回路。
7. 電圧保存デバイスと分圧回路との間には単一利得回路を有することを特徴とする請求項６に記載のアナログ光発電回路。
8. 電圧保存デバイスとメイン光発電デバイスとの間にはダイオードを有することを特徴とする請求項５に記載のアナログ光発電回路。
9. 電圧保存デバイスとメイン光発電デバイスとの間にはスイッチを有することを特徴とする請求項５に記載のアナログ光発電回路。
10. 電気保存デバイスは保存した電圧値を周期的に更新することを特徴とする請求項５に記載のアナログ光発電回路。
11. アナログ比較制御回路はイネーブル信号を受け、前記イネーブル信号に基づき電力出力段の回路に入力電圧を受けることを周期的に停止させることを特徴とする請求項１０に記載のアナログ光発電回路。
12. スイッチはイネーブル信号を受け、イネーブル信号に基づき電圧保存デバイスに保存した電圧値を周期的に更新することを特徴とする請求項９に記載のアナログ光発電回路。
13. 光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、
    光発電デバイスに生じた入力電圧を受け、それを出力電圧に変換する電力出力段回路と、
    所定の電圧を受け、入力電圧の変化方向と光発電デバイスに発生した電力の変化方向とに基づき最大電圧を計算する最大電圧計算回路と、
    最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御するアナログ比較制御回路と、
    を有することを特徴とするアナログ光発電回路。
14. 最大電圧計算回路は可変分圧回路を有し、可変分圧回路は所定の電圧に対し分圧を行うことにより最大電圧を発生することを特徴とする請求項１３に記載のアナログ光発電回路。
15. 最大電圧計算回路は方向比較回路を有し、前記回路は入力電圧の変化方向と光発電デバイスに発生した電力の変化方向とを比較し、比較の結果に基づき可変分圧回路を制御することを特徴とする請求項１４に記載のアナログ光発電回路。
16. 方向比較回路は、
    入力電圧を受ける第一ハイパスフィルタと、
    光発電デバイス電力を表示する電圧値を受ける第二ハイパスフィルタと、
    第一ハイパスフィルタ及び第二ハイパスフィルタの出力を受け、比較の結果を発生する傾き方向比較回路と、
    を有することを特徴とする請求項１５に記載のアナログ光発電回路。
17. 第一ハイパスフィルタ及び第二ハイパスフィルタは微分器であることを特徴とする請求項１６に記載のアナログ光発電回路。
18. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、負荷に伝送した電力に基づき求めた光発電デバイス電力の電圧値を表示することを特徴とする請求項１６に記載のアナログ光発電回路。
19. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、負荷を流れた電流に基づき求めた光発電デバイス電力の電圧値を表示することを特徴とする請求項１６に記載のアナログ光発電回路。
20. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、アナログ光発電回路は負荷に伝送した電力を測定し、測定結果を方向比較回路に入力する電力計を有することを特徴とする請求項１５に記載のアナログ光発電回路。
21. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、アナログ光発電回路は負荷に伝送した電力趨勢を測定し、測定結果を方向比較回路に入力する電力趨勢計を有することを特徴とする請求項１５に記載のアナログ光発電回路。
22. 電力趨勢計は抵抗熱度感知により電力趨勢を計算することを特徴とする請求項２１に記載のアナログ光発電回路。
23. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、アナログ光発電回路は負荷を流れた電流を測定し、測定結果を方向比較回路に入力する電流測定回路を有することを特徴とする請求項１５に記載のアナログ光発電回路。
24. 所定の電圧は固定電圧にすることも、光発電デバイスの出力または参考光発電デバイスの出力により得ることも可能であることを特徴とする請求項１３に記載のアナログ光発電回路。
25. 光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生し、かつ入力電圧と入力電流とに対応関係を維持させる光発電デバイスと、
    光発電デバイスに生じた入力電圧を受け、それを出力電圧に変換する電力出力段回路と、
    所定の電圧を受け、入力電圧の変化方向と光発電デバイスに発生した電力の変化方向とに基づき最大電圧を計算する最大電圧計算回路と、
    最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御するアナログ比較制御回路と、
    を有することを特徴とするアナログ光発電回路。
26. 最大電圧計算回路は可変分圧回路を有し、可変分圧回路は所定の電圧に対し分圧を行うことにより最大電圧を発生することを特徴とする請求項２５に記載のアナログ光発電回路。
27. 最大電圧計算回路は方向比較回路を有し、前記回路は入力電圧の変化方向と光発電デバイスに発生した電力の変化方向とを比較し、比較の結果に基づき可変分圧回路を制御することを特徴とする請求項２６に記載のアナログ光発電回路。
28. 方向比較回路は、
    入力電流を表示する電圧値を受ける第一ハイパスフィルタと、
    光発電デバイス電力を表示する電圧値を受ける第二ハイパスフィルタと、
    第一ハイパスフィルタ及び第二ハイパスフィルタの出力を受け、比較の結果を発生する傾き方向比較回路と、
    を有することを特徴とする請求項２７に記載のアナログ光発電回路。
29. 第一ハイパスフィルタ及び第二ハイパスフィルタは微分器であることを特徴とする請求項２８に記載のアナログ光発電回路。
30. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、負荷に伝送した電力に基づき求めた光発電デバイス電力の電圧値を表示することを特徴とする請求項２８に記載のアナログ光発電回路。
31. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、負荷を流れた電流に基づき求めた光発電デバイス電力の電圧値を表示することを特徴とする請求項２８に記載のアナログ光発電回路。
32. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、アナログ光発電回路は負荷に伝送した電力を測定し、測定結果を方向比較回路に入力する電力計を有することを特徴とする請求項２７に記載のアナログ光発電回路。
33. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、アナログ光発電回路は負荷に伝送した電力趨勢を測定し、測定結果を方向比較回路に入力する電力趨勢計を有することを特徴とする請求項２７に記載のアナログ光発電回路。
34. 電力趨勢計は抵抗熱度感知により電力趨勢を計算することを特徴とする請求項３３に記載のアナログ光発電回路。
35. 電力出力段回路は負荷に電圧を供給し、アナログ光発電回路は負荷を流れた電流を測定し、測定結果を方向比較回路に入力する電流測定回路を有することを特徴とする請求項２７に記載のアナログ光発電回路。
36. 所定の電圧は固定電圧にすることも、光発電デバイスの出力または参考光発電デバイスの出力により得ることも可能であることを特徴とする請求項２５に記載のアナログ光発電回路。
37. 光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、光発電デバイスに生じた入力電圧を出力電圧に変換する電力出力段回路とを含む光発電回路において、光発電デバイスから電気エネルギーを抽出する方法であって、
    参考電圧を提供し、参考電圧が光発電デバイスの遮断電圧の７０％から９０％の間に設定されるステップと、
    光発電デバイスの出力電圧と参考電圧とを比較することにより光発電デバイスの出力電圧を参考電圧値に近づくように制御するステップと、
    光発電デバイスから電気エネルギーを抽出するステップと、
    を含むことを特徴とする光発電デバイスの電気エネルギー抽出方法。
38. 参考電圧を提供するステップは参考光発電デバイスを提供し、参考光発電デバイスに発生した電圧を光発電デバイスに発生した電圧の７０％から９０％の間に設定するステップを含むことを特徴とする請求項３７に記載の光発電デバイスの電気エネルギー抽出方法。
39. 参考電圧を提供するステップは参考光発電デバイスを提供し、参考光発電デバイスに発生した電圧に対し分圧を行うことにより参考電圧を発生するステップを含むことを特徴とする請求項３７に記載の光発電デバイスの電気エネルギー抽出方法。
40. 参考電圧を提供するステップは光発電デバイスの遮断電圧に相関する電圧値を保存し、相関電圧値に対し分圧を行うことにより参考電圧を発生するステップを含むことを特徴とする請求項３７に記載の光発電デバイスの電気エネルギー抽出方法。
41. 光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、光発電デバイスに生じた入力電圧を出力電圧に変換する電力出力段回路とを含む光発電回路において、光発電デバイスの最大電圧を計算する方法であって、
    所定の参考電圧の起点値を提供するステップと、
    光発電デバイスの出力電圧の変化方向を計算するステップと、
    光発電デバイスの出力電力の変化方向を計算するステップと、
    光発電デバイスの出力電圧の変化方向と光発電デバイスの出力電力の変化方向とを比較し、両者が同じ方向である場合、参考電圧を増加させるように調整し、両者が逆方向である場合、参考電圧を減少させるように調整するステップと、
    調整後の参考電圧を最大電圧とするステップと、
    を含むことを特徴とする光発電デバイスの最大電圧計算方法。
42. 光発電デバイスの出力電圧と最大電圧とを比較することにより光発電デバイスの出力電圧を参考電圧値に近づくように制御するステップと、
    光発電デバイスから電気エネルギーを抽出するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項４１に記載の光発電デバイスの最大電圧計算方法。
43. 参考電圧の起点値は固定電圧の分圧、光発電デバイスの出力電圧の分圧または参考光発電デバイスの出力電圧の分圧のいずれか一つであることを特徴とする請求項４１に記載の光発電デバイスの最大電圧計算方法。
44. 光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、光発電デバイスに生じた入力電圧を出力電圧に変換する電力出力段回路とを含む光発電回路において、光発電デバイスの最大電圧を計算する方法であって、
    所定の参考電圧の起点値を提供するステップと、
    光発電デバイスの出力電流の変化方向を計算するステップと、
    光発電デバイスの出力電力の変化方向を計算するステップと、
    光発電デバイスの出力電流の変化方向と光発電デバイスの出力電力の変化方向とを比較し、両者が同じ方向である場合、参考電圧を減少させるように調整し、両者が逆方向である場合、参考電圧を増加させるように調整するステップと、
    調整後の参考電圧を最大電圧とするステップと、
    を含むことを特徴とする光発電デバイスの最大電圧計算方法。
45. 光発電デバイスの出力電圧と最大電圧とを比較することにより光発電デバイスの出力電圧を参考電圧値に近づくように制御するステップと、
    光発電デバイスから電気エネルギーを抽出するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項４４に記載の光発電デバイスの最大電圧計算方法。
46. 参考電圧の起点値は固定電圧の分圧、光発電デバイスの出力電圧の分圧または参考光発電デバイスの出力電圧の分圧のいずれか一つであることを特徴とする請求項４４に記載の光発電デバイスの最大電圧計算方法。

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