JP2008154376A - モータ制御装置および電気式動力舵取装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ電流値の急変動を抑制し得るモータ制御装置および電気式動力舵取装置を提供する。
【解決手段】電気式動力舵取装置１０では、ＥＣＵ５０によって、アシストモータ４０のｑ軸実電流値Ｉｑを進み遅れ補償した判定用電流値Ｉｊに基づき比例積分制御が行われる。これにより、比例積分制御では、進み遅れ補償されたｑ軸実電流値に基づいた制御ができるので、例えば、このような進み遅れ補償のないｑ軸実電流値に基づいて制御する場合に比べて、ｑ軸実電流値の変動に対する制御の応答を速くすることが可能となる。したがって、モータ電流値の変動に対する比例積分制御を速めてモータ電流値の急変動を抑制することができる。
【選択図】図３

Description

本発明は、モータ制御装置および電気式動力舵取装置に関するものである。

従来より、車両のステアリングホイールによる操舵に対応してアシスト力を出力するモータのオーバーシュート電流を抑制する装置として、下記特許文献１に開示されている電動パワーステアリング装置が採用されている。

この電動パワーステアリング装置では、例えば、電動機(10)の駆動軸がロックされて電動機電流(IM)が急変した場合、それに対応した電動機電流信号(IMO)が過電流判定閾値に対する所定値(IMR)を超える。

すると、制御手段(15A)では、電動機電流(IM)に、過電流の原因となるオーバーシュートを生じたと推定して、比例感度(KP)および／または積分ゲイン(KI)を大きくした状態（以下「ゲイン増大状態」という）で比例積分制御を行うことで、上記電動機(10)のロックによる電動機電流(IM)の急変動を抑制している。
特開平１１−０７８９１９号公報

しかしながら、上述のように、電動機電流信号(IMO)が上記所定値(IMR)を超えたことに基づきゲイン増大状態で比例積分制御を行う場合、電動機(10)がロック状態であっても電動機電流信号(IMO)が上記所定値(IMR)を超えるまでの間は、通常の比例感度(KP)および積分ゲイン(KI)で比例積分制御を行うこととなる。

このため、電動機電流信号(IMO)が上記所定値(IMR)を超えるまでの間、電動機電流(IM)の急変動を抑制することができず、電動機電流信号(IMO)が上記所定値(IMR)を超えてゲイン増大状態になっても直ちにゲイン増大状態の効果が反映されないので、電動機電流(IM)が過電流判定閾値を大きく超え得るという問題がある。

一方、過電流判定閾値を低く設定することにより、上記ロック状態が始まってからゲイン増大状態になるまでの時間を短縮することができる。しかし、このように過電流判定閾値を低く設定すると、上記ロック状態とは無関係に発生する電流ノイズ等に起因して電動機電流信号（IMO）が所定値(IMR)を超えて、本来必要ないゲイン増大状態での比例積分制御を行ってしまうという誤動作が生じ得る問題がある。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、モータ電流値の急変動を抑制し得るモータ制御装置および電気式動力舵取装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項１のモータ制御装置では、モータの電流値を取得する取得手段と、前記取得手段により取得した電流値（Ｉ）を、位相進み時定数をτ１、ラプラス演算素子をＳとした場合、「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）」に基づき進み補償した判定用電流値を演算する演算手段と、前記判定用電流値に基づいて前記モータの駆動制御として比例積分制御を行う制御手段と、を備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項２のモータ制御装置では、請求項１記載のモータ制御装置において、モータの電流値が所定の閾値よりも大きいか否かまたは小さいか否かを判定する判定手段を備え、制御手段が所定の比例積分利得に基づいて比例積分制御を行うモータ制御装置において、前記判定手段は、前記モータの電流値に代えて前記判定用電流値が前記所定の閾値よりも大きいか否かまたは小さいか否かを判定し、前記制御手段は、前記判定手段による判定結果に基づいて前記所定の比例積分利得を増加させることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項３のモータ制御装置では、請求項１または２記載のモータ制御装置において、前記演算手段は、位相遅れ時定数をτ２とした場合、前記「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）」に代えて、「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）／（１＋τ２×Ｓ）」に基づき、前記電流値（Ｉ）を進み遅れ補償した判定用電流値を演算することを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項４の電気式動力舵取装置では、操舵状態を検出し、この操舵状態に応じたアシスト力をモータにより発生させて操舵をアシストする電気式動力舵取装置において、請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置によって前記モータの駆動制御を行うことを技術的特徴とする。

請求項１の発明では、取得手段により取得したモータの電流値（Ｉ）を「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）」に基づき進み補償した判定用電流値に基づいてモータの駆動制御として比例積分制御を行う。これにより、比例積分制御では、進み補償されたモータ電流値に基づいた制御ができるので、例えば、このような進み補償のないモータ電流値に基づいて制御する場合に比べて、モータ電流値の変動に対する制御の応答を速くすることが可能となる。したがって、モータ電流値の変動に対する比例積分制御を速めるので、モータ電流値の急変動を抑制することができる。

請求項２の発明では、判定用電流値が所定の閾値よりも大きいか否かまたは小さいか否かを判定する判定手段の判定結果に基づき比例積分利得を増加させて比例積分制御を行う。これにより、進み補償されたモータ電流値と所定の閾値との関係に基づき比例積分利得を変更して比例積分制御が行われるので、モータ電流値の変動に対する制御の応答を速くし得るモータ制御を可能にする。したがって、モータ電流値の変動に対する比例積分制御を速めるので、モータ電流値の急変動を抑制することができる。

請求項３の発明では、演算手段において、「Ｉ×（１＋τ×Ｓ）／（１＋τ２×Ｓ）」に基づきモータ電流値を進み遅れ補償する。これにより、位相遅れ時定数τ２を適宜設定することで判定用電流値の耐ノイズ性および応答特性を最適にした状態で、比例積分利得を変更して比例積分制御が行われる。したがって、モータ電流値の急変動を抑制することができる。

請求項４の発明では、請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置によって、操舵状態を検出し、この操舵状態に応じたアシスト力をモータにより発生させて操舵をアシストする。これにより、モータ電流値の変動に対する制御の応答を速くすることが可能となる等の、請求項１〜３の各発明によるによる作用・効果を享受した電気式動力舵取装置を実現することができる。したがって、モータ電流値の急変動を抑制することができる電気式動力舵取装置を提供することができる。

以下、本発明の実施形態について図を参照して説明する。本実施形態では、本発明のモータ制御装置を、車両に搭載される電気式動力舵取装置に適用した例を説明する。まず、本実施形態に係る電気式動力舵取装置１０の構成を図１〜図３に基づいて説明する。

図１〜図３に示すように、電気式動力舵取装置１０は、主に、ステアリングホイール２１、ステアリング軸２２、ピニオン軸２３、ラック軸２４、トルクセンサ３０、アシストモータ４０、モータレゾルバ４２、ボールねじ機構４４等を備える操舵機構２０と、この操舵機構２０のアシストモータ４０を駆動制御するモータ制御装置としてのＥＣＵ（Electronic Control Unit ）５０とから構成されている。

電気式動力舵取装置１０は、トルクセンサ３０により検出された操舵状態に基づいて、アシストモータ４０を駆動して運転者による操舵をアシストするものである。なお、ラック軸２４の両側には、それぞれタイロッド等を介して図略の操舵輪が連結されている。

図１に示すように、ステアリングホイール２１には、ステアリング軸２２の一端側が連結され、このステアリング軸２２の他端側には、ピニオンハウジング２５内に収容されたトルクセンサ３０の入力軸２３ａおよび図略のトーションバーが連結されている。またこのトーションバーの他端側には、ピニオン軸２３の出力軸２３ｂがスプライン結合により連結されている。なお、ピニオン軸２３の出力軸２３ｂの端部にはピニオンギヤが形成されている。

トルクセンサ３０は、入力軸２３ａとピニオンハウジング２５との間に介在する第１レゾルバ３５と、出力軸２３ｂとピニオンハウジング２５との間に介在する第２レゾルバ３７とによって構成されている。このトルクセンサ３０は、ステアリングホイール２１による操舵状態（操舵トルクや操舵角）を検出する機能を有するもので、ＥＣＵ５０に電気的に接続されている（図２参照）。これにより、後述するように、トルクセンサ３０は、第１レゾルバ３５により検出される第１操舵角と第２レゾルバ３７により検出される第２操舵角との角度差や角度比等から得られるトーションバーの捻れ角相当のトルク信号ＴｓをＥＣＵ５０に出力している。

ラック軸２４は、ラックハウジング２６およびモータハウジング２７内に収容されており、ピニオン軸２３のピニオンギヤに噛合可能な図略のラック溝を備えている。これにより、ピニオン軸２３とともにラックアンドピニオン機構を構成している。またラック軸２４の中間部には、螺旋状にボールねじ溝２４ａが形成されている。

アシストモータ４０は、ラック軸２４と同軸に回転可能にベアリング２９により軸受される円筒形状のモータ軸４３、このモータ軸４３の外周に設けられた図略の永久磁石、図略のステータや励磁コイル等により構成されている電動機である。

即ち、このアシストモータ４０は、ステータに巻回された例えば３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）分の励磁コイルにより発生する界磁が、回転子に相当するモータ軸４３の永久磁石に作用することよって、モータ軸４３が回転し得るように構成されている。なお、この励磁コイルに印加される電圧を検出し得る図略の電圧センサおよび励磁コイルに流れる電流（Ｕ相実電流値Ｉｕ、Ｖ相実電流値Ｉｖ、Ｗ相実電流値Ｉｗ）を検出し得る電流センサ４７が、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとにアシストモータ４０またはＥＣＵ５０に設けられている。

モータレゾルバ４２は、アシストモータ４０が収容されているモータハウジング２７とモータ軸４３との間に設けられており、モータ軸４３の回転角（以下「モータ回転角」という。）θｍを検出する機能を有するように構成されている。このモータレゾルバ４２も、トルクセンサ３０と同様、ＥＣＵ５０に電気的に接続され（図２参照）、モータ回転角θｍに対応する信号をＥＣＵ５０に出力している。

ボールねじ機構４４は、ラック軸２４とモータ軸４３との間に介在して、モータ軸４３の正逆回転の回転トルクをラック軸２４の軸線方向における往復動に変換する機能を有するものである。これにより、この往復動は、ラック軸２４とともにラックアンドピニオン機構を構成するピニオン軸２３を介してステアリングホイール２１の操舵力を軽減するアシストカにすることができる。

このように操舵機構２０を構成することにより、ステアリングホイール２１による操舵状態をトルクセンサ３０から出力されるトルク信号Ｔｓにより検出することができ、またモータレゾルバ４２から出力されるモータ回転角θｍの信号や電流センサ４７から出力される３相実電流値Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗによってアシストモータ４０の動作状態を検出することができる。

次に、このような操舵機構２０を構成するアシストモータ４０の駆動制御を担うＥＣＵ５０の電気的構成を図２に基づいて説明する。図２に示すように、ＥＣＵ５０は、主に、インターフェイス５２、インバータ５４、入出力バッファ５６、ＣＰＵ６０等により構成されており、ＣＰＵ６０を中心に入出力バスを介してインターフェイス５２、インバータ５４や入出力バッファ５６が接続されている。

ＣＰＵ６０は、例えば、マイコン、半導体メモリ装置（ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＥＥＰＲＯＭ等）等から構成されており、電気式動力舵取装置１０の基本的なモータ制御を所定のコンピュータプログラムにより実行する機能を有するものである。即ち、ＣＰＵ６０は、モータレゾルバ４２により検出されたモータ回転角θｍに基づいてアシストモータ４０をベクトル制御する。

インターフェイス５２は、前述したトルクセンサ３０やモータレゾルバ４２あるいは電流センサ４７等から入力される各種センサ信号を、Ａ／Ｄ変換器等を介してＣＰＵ６０の所定ポートに入力したり、またＣＰＵ６０から出力されるレゾルバ励磁信号をＡ／Ｄ変換器等を介してモータレゾルバ４２やトルクセンサ３０（第１レゾルバ３５、第２レゾルバ３７）に出力したりする機能を有するものである。なお、図２では、ＣＰＵ６０からレゾルバに出力されるレゾルバ励磁信号やレゾルバからＣＰＵ６０に入力される sin相信号や cos相信号は、便宜上、入出力バッファ５６を介して入出力されているように図示されているが、この入出力バッファ５６はインターフェイス５２の概念に含まれるものである。

インバータ５４は、直流電源Battから供給される電力を制御可能な３相交流電力に変換する機能を有するもので（図３参照）、ＰＷＭ回路とスイッチング回路等から構成されている。

これにより、図３に示すＥＣＵ５０では、次述するＰＩ制御（比例積分制御）により、トルクセンサ３０のトルク信号Ｔｓやモータレゾルバ４２のモータ回転角θｍあるいは電流センサ４７の３相実電流値Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗに基づいて、操舵状態に適したアシストトルクをアシストモータ４０に発生させ得るため、電気式動力舵取装置１０の操舵機構２０では、ステアリングホイール２１により操舵する運転者の操舵を補助可能にしている。

次に、ＥＣＵ５０によるアシストモータ４０に対するＰＩ制御系の演算処理を図３に基づいて説明する。なおこの演算処理は、ＥＣＵ５０のＣＰＵ６０により、所定周期（例えば１mSec(ミリ秒)）ごとに実行される、例えばタイマ割り込み処理によって行われている。

図３に示すように、トルクセンサ３０からＣＰＵ６０に入力されるトルク信号Ｔｓは、図略のフィルタ回路によりノイズ成分が除去された後、位相補償部６１に入力される。位相補償部６１では、トルクセンサ３０の出力に対する応答性を速くするため位相を進める処理を行った後、位相補償されたトルク信号Ｔｓをアシスト制御部６２に出力する。

アシスト制御部６２では、位相補償部６１から入力されたトルク信号Ｔｓによる検出トルクに基づいて操舵力を補助するため、アシストモータ４０に発生させる二次磁束に対する電流値、つまり界磁電流値（ｄ軸電流指令値Ｉd*）と、アシストトルクに対応する電流値、つまりトルク指令電流値（ｑ軸電流指令値Ｉq*）とを設定する処理を行う。例えば、ｄ軸電流指令値Ｉd*は弱め界磁制御による設定が行われ、ｑ軸電流指令値Ｉq*は検出トルクに基づいて所定のマップや演算式による設定が行われる。このように設定されたｄ軸電流指令値Ｉd*およびｑ軸電流指令値Ｉq*は、それぞれＰＩ制御部６３、６４の前段に位置する加算部に出力される。

ＰＩ制御部６３、６４の前段に位置する加算部では、アシスト制御部６２から出力される電流指令値Ｉd*,Ｉq* と、後述する３相２相変換部６７から帰還されるインバータ５４のｄ軸，ｑ軸実電流値Ｉｄ,Ｉｑ との偏差を求める加算処理を行う。これにより、ｄ軸電流指令値Ｉd*とｄ軸実電流値Ｉｄとの偏差およびｑ軸電流指令値Ｉq*とｑ軸実電流値Ｉｑとの偏差が、それぞれ算出されてＰＩ制御部６３、６４に出力される。

ＰＩ制御部６３、６４では、比例積分制御が行われる。即ち、ＰＩ制御部６３では、前段の加算部から出力されたｄ軸電流指令値Ｉd*とｄ軸実電流値Ｉｄとの偏差、および、所定の比例感度と積分ゲイン（以下「比例積分利得」という）に後述する利得調整係数設定部６８から出力された利得調整係数Ｋをそれぞれ乗算した値に基づいて比例積分演算を行い、目標値に達するまで積分値の訂正動作としてｄ軸の電圧指令値Ｖd*を２相３相変換部６５に出力する処理を行う。つまり、ＰＩ制御部６３は、加算部および利得調整係数設定部６８とともにフィードバック演算処理を行う。

またＰＩ制御部６４も同様に、ｑ軸電流指令値Ｉq*とｑ軸実電流値Ｉｑとの偏差、および比例積分利得に利得調整係数Ｋを乗算した値に基づいて比例積分演算を行い、目標値に達するまで積分値の訂正動作としてｑ軸の電圧指令値Ｖq*を２相３相変換部６５に出力する処理を行う。

２相３相変換部６５は、ＰＩ制御部６３、６４から、それぞれ入力されたｄ軸の電圧指令値Ｖd*およびｑ軸の電圧指令値Ｖq*をｄｑ逆変換（３相変換）して、各相の電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*を演算する処理を行う。２相３相変換部６５により逆変換された電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値Ｖu*、Ｖ相電圧指令値Ｖv*、Ｗ相電圧指令値Ｖw*としてＰＷＭ変換部６６に出力される。ＰＷＭ変換部６６では、各相の電圧指令値Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*を各相ごとのＰＷＭ指令値ＰＷＭu*,ＰＷＭv*,ＰＷＭw*に変換する処理を行う。

インバータ５４では、ＰＷＭ変換部６６から出力される各相のＰＷＭ信号ＰＷＭu*,ＰＷＭv*,ＰＷＭw*に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに図略のスイッチング回路をオンオフする。これにより、インバータ５４は、直流電源Battから供給される直流電力を３相交流電力に変換してアシストモータ４０に駆動電力を供給するので、トルクセンサ３０により検出された操舵状態に適したアシストトルクをアシストモータ４０に発生させる。そして、インバータ５４から出力される出力電流は、各相ごとに電流センサ４７に検出され、それぞれＵ相実電流値Ｉｕ、Ｖ相実電流値Ｉｖ、Ｗ相実電流値Ｉｗとして３相２相変換部６７に出力される。

モータ回転角演算部６９は、モータレゾルバ４２から入力される２相出力信号（ sin相信号、 cos相信号）に基づいてモータ回転角θｍを演算する処理を行う。これにより算出されたモータ回転角θｍは、３相２相変換部６７に出力される。

３相２相変換部６７は、電流センサ４７から、それぞれ入力された各相（３相）の実電流値Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗをｄｑ変換（２相変換）して、ｄ軸実電流値Ｉｄとｑ軸実電流値Ｉｑとを演算する処理を行う。なおこの３相２相変換部６７には、モータ回転角演算部６９からモータ回転角θｍも入力される。３相２相変換部６７により変換されたインバータ５４の出力電流値は、ｄ軸，ｑ軸実電流値Ｉｄ,Ｉｑ として前述のＰＩ制御部６３、６４の前段に位置する加算部にそれぞれフィードバック入力される。これにより、前述したようにＰＩ制御部６３、６４によるフィードバック演算処理が可能となる。さらにｑ軸実電流値Ｉｑは、利得調整係数設定部６８にも出力される。

利得調整係数設定部６８は、まず、３相２相変換部６７から入力されたｑ軸実電流値Ｉｑを次の式（１）により進み遅れ補償して、判定用電流値Ｉｊを算出する。

Ｉｊ＝Ｉｑ×（１＋τ１×Ｓ）／（１＋τ２×Ｓ） （１）
なお、τ１およびτ２は、位相進み時定数および位相遅れ時定数であり、Ｓは、ラプラス演算素子である。

そして、この判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０よりも小さいか否かを判定し（以下「過電流判定」という）、判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０よりも小さい場合には、利得調整係数Ｋ＝１がＰＩ制御部６３、６４に出力される。

一方、例えば、アシストモータ４０の駆動軸がロック状態（以下「ロック状態」という）となり、判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０以上になると、利得調整係数Ｋ＝５がＰＩ制御部６３、６４に出力される。

この利得調整係数Ｋは、上述したようにＰＩ制御部６３、６４にて、比例積分利得に乗算される。このように利得調整係数Ｋを乗算した比例積分利得に基づいて比例積分制御することにより、比例積分利得を直接変更して比例積分制御する場合と同様の役割、すなわち、急変動するモータ電流値を抑制する役割を果たす。なお、この利得調整係数Ｋを設定する過程については後述する図４に示すフローチャートにて詳細に説明する。

具体的には、例えば、ｑ軸実電流値Ｉｑを６．０mSec程度位相を進めた判定用電流値Ｉｊで判定するため、位相進み時定数τ１を５．３mSecに設定する。これに対し、位相遅れ時定数τ２は、例えば１．６mSecに設定される。

この位相遅れ時定数τ２の値を大きくすると、判定用電流値Ｉｊの応答が遅くなる反面、電流に含まれるノイズの影響を判定用電流値Ｉｊが受けにくくなることから耐ノイズ性が向上する。一方、位相遅れ時定数τ２を小さくすると、電流に含まれるノイズの影響を判定用電流値Ｉｊが受けやすくなり耐ノイズ性が悪化し誤判定を起こしやすくなる反面、判定用電流値Ｉｊの応答特性が向上する。このため、位相遅れ時定数τ２の値は、耐ノイズ性の向上と応答性の向上とのトレードオフにより適宜決定される。

また、過電流判定閾値Ｉ_０は、例えば８５Ａ（アンペア）に設定される。この過電流判定閾値Ｉ_０を大きくすると、上記過電流判定において電流に含まれるノイズの影響を受けにくくなり誤判定が起きにくくなる反面、判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０を超えにくくなるため比例積分利得を大きく変更した状態での比例積分制御の開始時期が遅れる。一方、過電流判定閾値Ｉ_０を小さくすると、上記過電流判定において電流に含まれるノイズの影響を受けやすくなり誤判定が起きやすくなる反面、判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０を超えやすくなり比例積分利得を大きく変更した状態での比例積分制御の開始時期が早くなる。

このため、過電流判定閾値Ｉ_０は、アシストモータ４０の最大電流値（例えば、６０Ａ（アンペア））よりも大きく、ｑ軸実電流値Ｉｑの最大電流値（例えば、８８Ａ（アンペア））よりも小さい値として、適宜決定される。

このようなアシストモータ４０のベクトル制御をＣＰＵ６０により行うことによって、電気式動力舵取装置１０の制御が可能となる。ここで、上述した利得調整係数設定部６８にて利得調整係数Ｋを設定する過程を、図４に示すフローチャートを用いて詳細に説明する。

まず、ステップＳ１０１にて３相２相変換部６７からｑ軸実電流値Ｉｑを取得すると、ステップＳ１０２にて示すように、判定用電流値Ｉｊが上記式（１）にて算出される。なお、ステップＳ１０１における処理は、特許請求の範囲に記載の「取得手段」に相当し、ステップＳ１０２における処理は、特許請求の範囲に記載の「演算手段」に相当するものである。

次に、ステップＳ１０３によって、判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０よりも小さいか否かについて判定される。ここで、判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０よりも小さい場合には（Ｓ１０３でＹＥＳ）、ステップＳ１０４にて、利得調整係数Ｋ＝１と設定される。

一方、判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０以上である場合には（Ｓ１０３でＮＯ）、ステップＳ１０５にて、利得調整係数Ｋ＝５と設定される。なお、ステップＳ１０３における処理は、特許請求の範囲に記載の「判定手段」に相当するものである。

上述のようにステップＳ１０４またはステップＳ１０５のどちらか１つのステップにて利得調整係数Ｋが設定されると、ステップＳ１０６にて、この設定された利得調整係数ＫがＰＩ制御部６３、６４に出力される。なお、ステップＳ１０４およびステップＳ１０６またはステップＳ１０５およびステップＳ１０６のどちらか一方における処理は、特許請求の範囲に記載の「制御手段」に相当するものである。

以上のように構成した電気式動力舵取装置１０のアシストモータ４０におけるｑ軸実電流値Ｉｑのロック状態前後の時間経過を図５を用いて説明する。なお、図５において実線で示すＩ_１は、本発明を適用したｑ軸実電流値Ｉｑのロック状態前後における時間経過を示すものであり、細い破線で示すＩ_２は、比較例としてｑ軸実電流値Ｉｑのロック状態前後における時間経過を示すものである。また、太い破線で示すＩｊは、ｑ軸実電流値Ｉ_１を進み遅れ補償して得られた判定用電流値のロック状態前後における時間経過を示すものである。

図５に示すように、ｑ軸実電流値Ｉ_１は、ロック状態になった後（図５に示す０．００２Sec（２mSec）付近）、判定用電流値Ｉｊが過電流判定閾値Ｉ_０（＝８５Ａ（アンペア））を超えた時点（図５に示す０．００３Sec（３mSec）付近）で、利得調整係数を増加（Ｋ＝１からＫ＝５に変更）させて得られたものである。

また、図５に示すように、ｑ軸実電流値Ｉ_２は、上述のようにロック状態になった後、ｑ軸実電流値自体が過電流判定閾値Ｉ_０を超えた時点（図５に示す０．００７Sec（７mSec）付近）で、利得調整係数を増加させて得られたものである。

図５から判るように、本発明を適用した場合、比較例の場合に比べてロック状態になってから利得調整係数Ｋを増加させるまでの時間が約０．００４Sec（４mSec）だけ短縮されている。このため、約０．００４Sec（４mSec）だけ早く、増加させた利得調整係数Ｋで比例積分制御が行われるので、利得調整係数Ｋを増加させた効果が、ｑ軸実電流の変動の抑制に迅速に反映されることとなる。

具体的には、本発明を適用したｑ軸実電流値Ｉ_１の最大値（図５に示す約８８Ａ（アンペア））は、比較例のｑ軸実電流値Ｉ_２の最大値（図５に示す約９２Ａ（アンペア））よりも約４Ａ（アンペア）だけ小さくなるように抑制される。

このように本実施形態に係る電気式動力舵取装置１０では、ＥＣＵ５０（モータ制御装置）によって、アシストモータ４０のｑ軸実電流値Ｉｑを進み遅れ補償した判定用電流値Ｉｊに基づき比例積分制御が行われる。これにより、比例積分制御では、進み遅れ補償されたｑ軸実電流値に基づいた制御ができるので、例えば、このような進み遅れ補償のないｑ軸実電流値に基づいて制御する場合に比べて、ｑ軸実電流値の変動に対する制御の応答を速くすることが可能となる。したがって、ｑ軸実電流値、すなわち、モータ電流値の変動に対する比例積分制御を速めるので、モータ電流値の急変動を抑制することができる。

また、図５に示すように、本実施形態に係る電気式動力舵取装置１０では、ＥＣＵ５０（モータ制御装置）によって、判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０よりも小さいか否かを判定する過電流判定の判定結果に基づき利得調整係数Ｋを変更することにより、比例積分利得を増加させて比例積分制御を行う。これにより、進み遅れ補償されたｑ軸実電流値と過電流判定閾値Ｉ_０との関係に基づき比例積分利得を変更して比例積分制御が行われるので、ｑ軸実電流値の変動に対する制御の応答を速くし得るモータ制御を可能にする。したがって、ｑ軸実電流値、すなわち、モータ電流値の変動に対する比例積分制御を速めるので、モータ電流値の急変動を抑制することができる。

さらに、本実施形態に係る電気式動力舵取装置１０では、ＥＣＵ５０（モータ制御装置）によって、操舵状態を検出し、この操舵状態に応じたアシスト力をモータにより発生させて操舵をアシストすることから、ｑ軸実電流値、すなわち、モータ電流値の変動に対する制御の応答を速くすることが可能となる等の、請求項１〜３の各発明によるによる作用・効果を享受した電気式動力舵取装置を実現することができる。したがって、モータ電流値の急変動を抑制することができる電気式動力舵取装置を提供することができる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果が得られる。

（１）判定用電流値Ｉｊの絶対値が過電流判定閾値Ｉ_０以上になる場合、大きく変更した利得調整係数Ｋを、軸電流指令値Ｉd*とｄ軸実電流値Ｉｄとの偏差およびｑ軸電流指令値Ｉq*とｑ軸実電流値Ｉｑとの偏差にそれぞれ乗算して比例積分制御することに限らず、比例積分利得を直接大きく変更して比例積分制御するようにしてもよい。

（２）モータの電流値（Ｉ）を、上述のごとく「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）／（１＋τ２×Ｓ）」に基づき進み遅れ補償した判定用電流値Ｉｊに基づいてモータの駆動制御として比例積分制御を行うことに限らす、モータの電流値（Ｉ）を「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）」に基づき進み補償した判定用電流値に基づいてモータの駆動制御として比例積分制御を行うようにしてもよい。

本発明の実施形態に係る電気式動力舵取装置の構成を示す構成図である。 電気式動力舵取装置のＥＣＵの電気的構成を示すブロック図である。 本実施形態によるモータのＰＩ制御系に関する機能ブロック図である。 判定用電流値に基づき利得調整係数を設定する過程を示すフローチャートである。 本発明を適用したｑ軸実電流値および比較例におけるｑ軸実電流値のロック状態前後における時間経過を示す図である。

符号の説明

１０…電気式動力舵取装置
２０…操舵機構
４０…アシストモータ（モータ）
４７…電流センサ（取得手段）
５０…ＥＣＵ（モータ制御装置）
６０…ＣＰＵ（演算手段、制御手段、判定手段）
６３，６４…ＰＩ制御部
６７…３相２相変換部
６８…利得調整係数設定部
Ｉ_０…過電流判定閾値
Ｉ_１，Ｉ_２…ｑ軸実電流値
Ｉｄ…ｄ軸実電流値
Ｉd*…ｄ軸電流指令値
Ｉｊ…判定用電流値
Ｉｑ…ｑ軸実電流値
Ｉq*…ｑ軸電流指令値
Ｋ…利得調整係数
Ｖd*…ｄ軸の電圧指令値
Ｖq*…ｑ軸の電圧指令値
τ１…位相進み時定数
τ２…位相遅れ時定数

Claims (4)

1. モータの電流値を取得する取得手段と、
   前記取得手段により取得した電流値（Ｉ）を、位相進み時定数をτ１、ラプラス演算素子をＳとした場合、「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）」に基づき進み補償した判定用電流値を演算する演算手段と、
   前記判定用電流値に基づいて前記モータの駆動制御として比例積分制御を行う制御手段と、
   を備えるモータ制御装置。
2. モータの電流値が所定の閾値よりも大きいか否かまたは小さいか否かを判定する判定手段を備え、制御手段が所定の比例積分利得に基づいて比例積分制御を行うモータ制御装置において、
   前記判定手段は、前記モータの電流値に代えて前記判定用電流値が前記所定の閾値よりも大きいか否かまたは小さいか否かを判定し、
   前記制御手段は、前記判定手段による判定結果に基づいて前記所定の比例積分利得を増加させることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記演算手段は、位相遅れ時定数をτ２とした場合、前記「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）」に代えて、「Ｉ×（１＋τ１×Ｓ）／（１＋τ２×Ｓ）」に基づき、前記電流値（Ｉ）を進み遅れ補償した判定用電流値を演算することを特徴とする請求項１または２記載のモータ制御装置。
4. 操舵状態を検出し、この操舵状態に応じたアシスト力をモータにより発生させて操舵をアシストする電気式動力舵取装置において、
   請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置によって前記モータの駆動制御を行うことを特徴とする電気式動力舵取装置。

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