JP2008128711A - 電流センサ - Google Patents

Abstract

【課題】被測定電流の方向が判別でき、被測定電流の計測精度が温度により殆ど影響を受けない、高精度な電流センサを提供する。
【解決手段】被測定電流による磁束が発生する磁心１と、このギャップＧ内に配置されるスピンバルブ巨大磁気抵抗素子１０と、磁心１に施されたフィードバック巻線Ｌ２及び励磁巻線Ｌ３と、スピンバルブ巨大磁気抵抗素子１０に直流バイアスを印加する直流バイアス回路２０と、励磁巻線Ｌ３に交流電圧を印加する発振器５と、直流バイアス回路２０における電圧変化から直流分を除去する交流バイパス回路３０と、この交流出力電圧を方形波電圧に波形整形する比較回路５０と、方形波電圧を平均値の直流電圧に変換するフィルタ回路６０と、この検出出力電圧と基準電圧との差がゼロになるようにフィードバック巻線Ｌ２にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅回路７０とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、工作機械や、ハイブリッドカー、ＥＶ車等に使用される、電流を非接触で高精度で計測する「磁気平衡式電流センサ」に係り、特にスピンバルブ巨大磁気抵抗素子（Spin-valve-gaint magnetoresistance）（以下、ＳＶ−ＧＭＲ素子という）を使用して、交流だけでなく、直流を精度良く計測可能な電流センサに関する。

近年、とくにハイブリッドカー用に直流大電流（例：数百アンペア）を非接触で精度良く測定可能な電流センサが求められている。その背景としては、例えばハイブリッドカーの高圧バッテリー（例：２００〜４００Ｖ）電流モニタ用として、(1)高圧系統と低圧系統の絶縁が必要なため非接触方式であること、(2)バッテリー電流は基本的に直流であるため直流測定可能なこと、(3)バッテリーの充電電流と放電電流を、温度変動に対しても高精度に測定できること（バッテリーＥＣＵにおいては、積算するため、精度が悪いと積算誤差が累積し、バッテリーの過放電、過充電が発生し、バッテリー寿命が短くなるため）、が要求されているからである。

従来の電流センサに使用する磁気検知素子としては、実際の市場では「ホール素子」が大多数を占め、その他に、最近では磁気抵抗素子「ＭＲ素子」を用いたものがある。
ＭＲ素子としては、半導体における電流効果を利用したもの（例：Ｉｎ−Ｓｂ）と、パーマロイ等の金属を流れる電流と磁界の方向により抵抗が変化する「ＡＭＲ素子」
（Anisotropy magnetoresistance）がある。

また、近年研究が進んでいる「ＧＭＲ素子」には、「多層膜ＧＭＲ素子」（例：２０層の多層）と、「ＳＶ−ＧＭＲ素子」とがある。多層膜ＧＭＲ素子は抵抗変化に比較的大きな磁界が必要である。そこで、低磁界でも大きな磁気−抵抗変化が得られるようにするため、ピン層（磁化が拘束されている）とフリー層（外部の低磁界にも敏感に反応する強磁性膜）とで、数ｎｍ厚さの非磁性層（Ｃｕ）をサンドイッチ状に挟んだ構造の前記ＳＶ−ＧＭＲ素子が開発され、ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）の磁気ヘッドに採用されている。

ＧＭＲ素子を使用して電流センサを構成した従来例を以下に示す。

特開２０００−５６０００号公報

特許文献１は、磁気ヨークにギャップを設けてＧＭＲ素子を挿入し、前記磁気ヨークに交流磁界印加用のコイルを設け、ＧＭＲ素子出力からは被測定磁界の絶対値しか得られないところを、前記交流磁界に対応したＧＭＲ素子からの出力成分をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を通して抽出し、前記コイルからの交流成分との位相を比較することにより、被測定電流の方向の判別を可能としたものである。

この特許文献１では、被測定磁界の絶対値信号を得る手段として、被測定電流によりギャップに発生する磁界を、ＧＭＲ素子により、磁気変化→抵抗値変化に変換して、増幅器、交流成分除去用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を通して、被測定磁界（被測定電流）の絶対値信号として出力するわけであるが、ここで以下に述べる問題がある。

特許文献１の図２に「ＧＭＲ素子の磁界−抵抗変化特性」を示してあるが、この特性は温度変化により、抵抗値が大幅に変化する。車載用として要求される動作温度範囲は、例えば２５℃±５５℃であるが、そのときＧＭＲ素子の抵抗値は同じ印加磁界に対して±１０％と大幅に変化する。特許文献１では、その図１における増幅器、ローパスフィルタを通して「被測定磁界の絶対値信号出力」としているため、温度変化に対する電流センサ出力の誤差が非常に大きく、高精度を要求されるハイブリッドカーのバッテリー電流モニタには不向きである。

本発明は、上記の点に鑑み、被測定電流の方向が判別できるとともに、被測定電流の計測精度が温度により殆ど影響を受けない、高精度な電流センサを提供することを第１の目的とする。

また、本発明は、高感度な（低磁界でも大きな抵抗値変化が得られる）ＳＶ−ＧＭＲ素子を用いて、比較的簡単な回路構成で温度特性の良好な電流センサを提供することを第２の目的とする。

さらに、本発明は、ＳＶ−ＧＭＲ素子の欠点である外部磁界に対するヒステリシスを低減可能で、ヒステリシスに起因する測定精度低下を防止できる電流センサを提供することを第３の目的とする。

本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。

上記目的を達成するために、本発明のある態様の電流センサは、
被測定電流による磁束が発生する磁心と、
前記磁心のギャップ内に配置されるＳＶ−ＧＭＲ素子と、
前記磁心に施された励磁巻線及びフィードバック巻線と、
前記ＳＶ−ＧＭＲ素子に直流バイアスを印加するとともに、前記ＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗変化を電圧変化として取り出す直流バイアス回路と、
前記励磁巻線に交流電圧を印加する交流バイアス手段と、
前記直流バイアス回路における前記電圧変化から直流分を除去する直流除去回路と、
前記直流除去回路の交流出力電圧を一定レベルと比較して方形波電圧に波形整形する比較器と、
前記比較器の出力である方形波電圧を平均値の直流電圧に変換するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の検出出力電圧と基準電圧との差がゼロになるように前記フィードバック巻線にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器とを備え、
前記基準電圧は、前記被測定電流がゼロのときに前記フィードバック電流がゼロとなる電圧値に設定されており、
前記磁気平衡用増幅器は前記ギャップ内の磁束密度が常時ゼロとなる磁気平衡状態に制御することを特徴としている。

前記電流センサにおいて、前記ＳＶ−ＧＭＲ素子は磁気抵抗効果膜パターンとピン層磁化方向とが垂直であり、前記ギャップ内の磁束の向きと実質的に平行な方向に前記ピン層磁化方向を配置し、前記ピン層磁化方向に実質的に垂直な向きに磁気バイアスを印加してもよい。

本発明の別の態様の電流センサは、
被測定電流による磁束が発生する磁心と、
前記磁心のギャップ内に配置されるＳＶ−ＧＭＲ素子と、
前記磁心に施されたフィードバック巻線と、
前記ＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗変化によって変化する検出電圧と基準電圧との差がゼロになるように前記フィードバック巻線にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器とを備え、
前記基準電圧は、前記被測定電流がゼロのときに前記フィードバック電流がゼロとなる電圧値に設定されており、前記磁気平衡用増幅器は前記ギャップ内の磁束密度が常時ゼロとなる磁気平衡状態に制御するものであり、
前記ＳＶ−ＧＭＲ素子は前記磁気抵抗効果膜パターンとピン層磁化方向とが垂直であり、前記磁心が発生する磁束の向きと実質的に平行な方向に前記ピン層磁化方向を配置し、前記ピン層磁化方向に実質的に垂直な向きに磁気バイアスを印加することを特徴としている。

本発明によれば、ＳＶ−ＧＭＲ素子を感磁素子として用いることで、被測定電流の方向を判別可能で、かつ高感度の電流センサを実現できる。

また、被測定電流による磁束に、交流バイアスよる交流磁束を重畳してＳＶ−ＧＭＲ素子を作動させ、重畳磁界によるＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗変化に起因する交流信号を取り出す構成とすれば、ＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗値自体は温度変化に伴い大きく変動するが、磁界に対する抵抗変化率は温度変化によっても殆ど変動しないことから、被測定電流の計測精度が温度により殆ど影響を受けない、高精度な電流センサとすることができる。

さらに、ＳＶ−ＧＭＲ素子を磁気抵抗効果膜パターンとピン層磁化方向とが垂直になるように構成し、かつ被測定電流によって発生する磁束の向きと実質的に同じ方向に前記ピン層磁化方向を配置し、前記ピン層磁化方向に実質的に垂直な向きに磁気バイアスを印加する構成とすれば、ＳＶ−ＧＭＲ素子が有する外部磁界と抵抗との関係におけるヒステリシスを低減でき、ヒステリシスに起因する測定精度低下を少なくできる。

以下、本発明を実施するための最良の形態として、電流センサの実施の形態を図面に従って説明する。

図１は電流センサの回路構成であって、エアギャップ付き環状磁心（エアギャップ以外は閉磁路となった磁心）１には、１次側被測定電流Ｉｐの流れる電流路としての電線Ｌ１（１ターンの１次側巻線）が貫通配置され、また磁心１にはフィードバック電流Ｉｓを流すためのフィードバック巻線Ｌ２が所定巻き数だけ巻回されるとともに、交流バイアスのための励磁巻線Ｌ３が巻回されている。励磁巻線Ｌ３に交流電圧（例：正弦波、三角波等）を印加するための交流バイアス手段として、例えば発振周波数１０ｋＨｚ程度の発振器５が励磁巻線Ｌ３に接続されている。なお、磁心１には高透磁率で残留磁気が少ない珪素鋼板、パーマロイコア等を使用する。

磁心１に形成されたエアギャップＧは、１次側被測定電流Ｉｐ及びフィードバック電流Ｉｓによる磁束と、励磁巻線Ｌ３の電流による磁束とが重畳して通過するようになっているが、図２のように、このエアギャップＧ中にＳＶ−ＧＭＲ素子１０が配置（位置固定）されている。なお、本実施の形態では励磁巻線Ｌ３に交流電流を流すことにより、±２（ｍＴ）の交流磁界バイアスをＳＶ−ＧＭＲ素子１０に印加している。

ＳＶ−ＧＭＲ素子は、磁化方向が一方向に固定された強磁性体のピン層と、電流が主として流れる非磁性体を介して前記ピン層に積層された強磁性体のフリー層とからなる磁気抵抗効果膜を有し、ピン層は外部磁界（外部磁束）によって磁化方向は変化せず、フリー層の磁化方向は外部磁界（外部磁束）の方向に変化する。ここで、磁気抵抗効果膜におけるピン層の磁化方向とフリー層の磁化方向（つまり外部磁界の方向）とが平行であるが向きが逆のとき、つまり反平行のとき、抵抗変化率はプラスとなり、高抵抗状態となる。また、ピン層の磁化方向とフリー層の磁化方向（つまり外部磁界の方向）とが平行でかつ向きが同じとき、つまり順平行のとき、抵抗変化率はマイナスとなり、低抵抗状態となる。

本実施の形態では、図２中の拡大図に示すように、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０は磁気抵抗効果膜パターン１１が形成された感磁面１２を有し、磁気抵抗効果膜パターン１１（感磁面１２のミアンダパターンのうち長手方向直線部分が磁気抵抗効果膜となっている）の長手方向とピン層磁化方向とが感磁面１２内において垂直になるように構成されている。

また、永久磁石又は電磁石からなる磁気バイアス手段６が、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０のピン層磁化方向に実質的に垂直な向き（但し感磁面１２に平行な向き）の静磁界（直流バイアス磁界）を印加している。これはＳＶ−ＧＭＲ素子１０のヒステリシスを低減するためである。なお、磁心１の端部が実際には近接しているため、上下方向の磁界成分も有することになるが、ヒステリシス低減作用には影響は無い。

図３は磁気バイアス手段６が無い場合とある場合とを対比して示す、エアギャップＧ内の磁束密度とそこに挿入されているＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗値との関係である。

図３（Ａ）は磁気バイアス手段６が無い場合のヒステリシス特性であり、ヒステリシスが大きいことがわかる。ここで、＋偏磁／−偏磁は、ＳＶ−ＧＭＲ素子が飽和する±２（ｍＴ）に対し、十分大きな±１００（ｍＴ）程度をＳＶ−ＧＭＲ素子に印加してから、それぞれのヒステリシス曲線を測定したことを意味している。

図３（Ｂ）は磁気バイアス手段６を設けて、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０のピン層磁化方向に実質的に垂直な向きのバイアス磁界（ＳＶ−ＧＭＲ素子の位置において０.８（ｍＴ）程度）を印加した場合のヒステリシス特性であり、同図（Ａ）に比較して明らかに小さくなり、改善されていることがわかる。

図１の直流バイアス回路２０は、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０に直流バイアスを印加するとともに、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗変化を電圧変化として取り出すためのもので、抵抗Ｒ１とＳＶ−ＧＭＲ素子１０の直列回路を有し、これが一定電圧（例えば直流５Ｖ）の直流電源Ｖccとグランド（ＧＮＤ）間に接続されている。グランドを基準とした抵抗Ｒ１とＳＶ−ＧＭＲ素子１０の接続点の電圧が取り出されて交流バイパス回路（直流除去回路）３０に供給される。

交流バイパス回路３０は直流カット用コンデンサＣ１とシャント抵抗Ｒ２を有している。シャント抵抗Ｒ２の両端には、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗変化に起因する電圧変化のうち交流成分が現れる。

このシャント抵抗Ｒ２の両端の交流電圧は増幅回路４０で適切な電圧値にまで増幅される。この増幅回路４０は例えば演算増幅器４１と抵抗Ｒ３，抵抗Ｒ４とからなる非反転増幅回路である。

比較回路（コンパレータ）５０はグランドレベルを基準として、増幅回路４０の出力電圧がグランドレベルよりも高いときに正の方形波（パルス波）を発生する波形整形機能を有するものであり、方形波信号出力をローパスフィルタ回路６０に供給する。ローパスフィルタ回路６０は抵抗Ｒ５と、この抵抗Ｒ５を通して充電されるコンデンサＣ２とからなる。

磁気平衡用増幅回路７０は差動増幅器であり、基準電圧Ｖrefとローパスフィルタ回路６０の検出出力電圧（コンデンサＣ２の端子電圧）との差がゼロになるようにフィートバック電流Ｉｓをフィートバック巻線Ｌ３に流すものである。なお、フィードバック巻線Ｌ３に直列にセンサ出力電圧を取り出すための検出抵抗Ｒ６が挿入されている。

次に、電流センサの全体的動作説明を行う。

１次側被測定電流Ｉｐがゼロの状態においては、発振器５の交流電圧が励磁巻線Ｌ３に印加される結果、励磁巻線Ｌ３に交流電流が流れ、これによる磁束がエアギャップ付き環状磁心１のエアギャップＧに配置されたＳＶ−ＧＭＲ素子１０に加わる。このとき、磁心１が発生する磁束の向きと実質的に平行な方向にＳＶ−ＧＭＲ素子１０のピン層磁化方向が向いているため、前記磁束の周期的な変化によりＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗値も周期的に変化する。これが直流バイアス回路２０により電圧変化として取り出され、そして、交流バイパス回路３０の直流カット用コンデンサＣ１で直流分が除去される結果、シャント抵抗Ｒ２の両端には交流電圧が得られ、これが増幅回路４０で増幅され、比較回路５０の入力側に図４（Ｂ）の交流電圧ｂ１が出力される。

比較回路５０では交流電圧ｂ１がグランド電位以上のときに論理レベルのハイ（High）に変換して波形整形し、図４（Ｂ）の方形波信号ｂ２をローパスフィルタ回路６０に出力し、ここで方形波信号ｂ２を平均値化した検出直流信号ｂ３が作成されて磁気平衡用増幅回路７０の反転入力端に印加される。例えば、方形波信号の電圧５Ｖ、デューティー５０％で２．５Ｖ、デューティー４０％で２Ｖの直流信号がローパスフィルタ回路６０で作成される。

１次側被測定電流Ｉｐがゼロのときに、磁気平衡用増幅回路７０によるフィードバック電流Ｉｓはゼロでなければならないから、このときフィードバック電流Ｉｓがゼロとなるように磁気平衡用増幅回路７０の非反転入力端の基準電圧Ｖrefを設定する。つまり、基準電圧Ｖrefを直流信号ｂ３の電圧値に一致させる。

このような、基準電圧Ｖrefの設定操作後、実際の１次側被測定電流Ｉｐを電線Ｌ１に流して電流測定が可能となる。

１次側被測定電流Ｉｐ＝０のときは、図３（Ｂ）の磁束密度が０の位置を動作点として励磁巻線Ｌ３の交流電流による交流磁束によりＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗値は変化するが、１次側被測定電流Ｉｐが流れると、被測定電流による磁束が前記交流磁束に重畳することになり、動作点が図３（Ｂ）の磁束密度＝０の位置から＋側又は−側にずれることになる。図３（Ｂ）の磁束密度とＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗との関係を示す曲線は傾きが変化しているため、動作点がずれると、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗変化により取り出される交流電圧波形（シャント抵抗Ｒ２の両端に得られる電圧波形）は変化する。

従って、ローパスフィルタ回路６０の検出出力電圧と基準電圧Ｖrefとが不一致となり、磁気平衡用増幅回路７０で非反転入力端に印加された基準電圧Ｖrefと反転入力端に印加されたローパスフィルタ回路６０の検出出力電圧とが常に同電位となるようにフィードバック電流Ｉｓが磁気平衡用増幅回路７０の出力端から流れ出て（又は出力端に流入して）、磁気平衡状態となる（エアギャップ付き環状磁心１におけるエアギャップＧ内の磁束密度をゼロに制御する。）。この磁気平衡状態となっているときは、フィードバック電流Ｉｓによる磁束で１次側被測定電流Ｉｐによる磁束が相殺されるため前記図４（Ｂ）の状態となる。

１次側被測定電流Ｉｐや磁心１に設ける巻線の例としては、次のようになる。
１次側被測定電流Ｉｐ＝±２００Ａ
電線Ｌ１（１次側巻線）の巻数Ｎｐ＝１ターン
フィードバック電流（測定電流）Ｉｓ（Ａ）
フィードバック巻線Ｌ２（２次側巻線）の巻数Ｎｓ＝４,０００ターン
等アンペアターンの原理より、
Ｎｐ×Ｉｐ＝Ｎｓ×Ｉｓ …(1)
が成立し、(1)式から被測定電流Ｉｐは、
Ｉｐ＝Ｎｓ×Ｉｓ／Ｎｐ …(2)
となる。フィードバック電流Ｉｓの測定値は、フィードバック巻線Ｌ２に直列に接続された検出抵抗Ｒ６の両端より被測定電流Ｉｐに比例したセンサ出力電圧として取り出すことができる。

さて、仮に磁気平衡用増幅回路７０が追従しないで、被測定電流に関して＋１Ａエラーしたとすると、図４（Ａ）の交流電圧ａ１、方形波信号ａ２、直流信号ａ３のようになる。磁気平衡状態を示す図４（Ｂ）と比較して方形波信号ａ２のデューティーが大きくなり、直流信号ａ３は基準電圧Ｖref（＝ｂ３）よりも高くなる。磁気平衡用増幅回路７０が正常に動作すれば、フィードバック電流Ｉｓを変化させて図４（Ｂ）の磁気平衡状態となるように制御することになる。

逆に、被測定電流に関して−１Ａエラーしたとすると、図４（Ｃ）の交流電圧ｃ１、方形波信号ｃ２、直流信号ｃ３のようになる。磁気平衡状態を示す図４（Ｂ）と比較して方形波信号ｃ２のデューティーが小さくなり、直流信号ｃ３は基準電圧Ｖrefよりも低くなる。磁気平衡用増幅回路７０が正常に動作すれば、フィードバック電流Ｉｓを変化させて図４（Ｂ）の磁気平衡状態となるように制御することになる。

図５は本実施の形態による「出力特性」を示す。被測定電流Ｉｐが±２００Ａの直流大電流に対し、フィードバック電流（出力電流）Ｉｓは巻数比のみに依存し、電線Ｌ１（１次側巻線）の巻数Ｎｐ＝１ターン、フィードバック巻線Ｌ２（２次側巻線）の巻数Ｎｓ＝４０００ターンの測定条件で、Ｉｓ（Ａ）＝Ｉｐ（Ａ）／４,０００が高精度で得られた。また、本特性は、オフセット変動（Ｉｐ＝０Ａ時のＩｓ変動）が発生したときだけ出力特性が平行移動するだけで、リニアリティ（直線性）には全く影響がないという効果がある。

図６に「オフセット温度特性」の測定結果を示す。被測定電流Ｉｐ：±２００Ａのフルスケール（Full scale）に対し、最大誤差で−０.１Ａであり、％誤差にして、０.１／２００＝０.０５（％）となり、温度変化に対して高精度な特性が得られた。

図７に「ＳＶ−ＧＭＲ素子ヒステリシス温度特性」を示す。＋２５℃を基準として、＋８０℃時には抵抗値Ｒ（Ω）が１０％程度も増加し、逆に−３０℃時には抵抗値Ｒは−１０％程度となり、大きく減少している。本実施の形態では、ΔＲ／ΔＢの傾きが温度にあまり依存せずに一定であることに注目し、図１の交流バイパス回路３０の直流カット用コンデンサＣ１で交流成分のみを取り出すことで、つまりＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗値の変化分のみを取り出すことで、前記の温度による±１０％もある直流的な抵抗値Ｒの温度依存性を除去するようにしている。

この実施の形態によれば、次の通りの効果を得ることができる。

(1) ＳＶ−ＧＭＲ素子１０を感磁素子として用いることで、被測定電流Ｉｐの方向を判別可能で、かつ高感度の電流センサを実現できる。図５に示すように、出力特性は磁心１に設けられた電線Ｌ１（１次側巻線）と、フィードバック巻線Ｌ２（２次側巻線）との巻数比のみに依存し、図６のようにオフセット温度特性も良好で、温度変化に対して高精度な特性が得られる。

(2) 被測定電流Ｉｐによる磁束に、交流バイアス手段としての発振器５による交流磁束を重畳してＳＶ−ＧＭＲ素子１０を作動させ、重畳磁界によるＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗変化に起因する交流信号を取り出している。ＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗値自体は温度変化に伴い大きく変動するが、磁界に対する抵抗変化率は温度変化によっても殆ど変動しないことから、被測定電流Ｉｐの計測精度がＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗値の温度変化により殆ど影響を受けない、高精度な電流センサとすることができる。

(3) ＳＶ−ＧＭＲ素子１０を磁気抵抗効果膜パターン（長手方向）とピン層磁化方向とが垂直になるように構成し、かつ被測定電流Ｉｐによって発生する磁束の向きと実質的に平行な方向に前記ピン層磁化方向を配置し、永久磁石又は電磁石からなる磁気バイアス手段６によって前記ピン層磁化方向に実質的に垂直な向きに磁気バイアスを印加しており、外部磁界とＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗との関係におけるヒステリシスを低減でき、ヒステリシスに起因する測定精度低下を少なくできる。

なお、直流バイアス回路２０において、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗値が変化すると直列抵抗Ｒ１の両端の電圧も変化するから、直列抵抗Ｒ１の両端の電圧変化を取り出して増幅回路４０で増幅する構成も可能である。

また、増幅回路４０の入力インピーダンスが適切値であれば、交流バイパス回路３０におけるシャント抵抗Ｒ２は省略可能である。

また、ＳＶ−ＧＭＲ素子１０の抵抗変化による交流電圧が大きければ、増幅回路４０は省略可能である。

以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。

本発明に係る電流センサの実施の形態を示す回路図である。 実施の形態において、エアギャップ付き環状磁心のエアギャップに対するＳＶ−ＧＭＲ素子の配置及び磁気バイアス手段の配置を示す側面図である。 外部磁界とＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗との関係におけるヒステリシス特性であって、（Ａ）は磁気バイアス手段の無い場合、（Ｂ）は磁気バイアス手段による垂直磁界ありの場合のヒステリシス曲線図である。 実施の形態の動作説明のための波形図であって、（Ａ）は仮に＋１Ａエラーが発生したときの波形図、（Ｂ）は正常動作時の波形図、（Ｃ）は仮に−１Ａエラーが発生したときの波形図である。 実施の形態における被測定電流Ｉｐとフィートバック電流Ｉｓとの関係を示す出力特性図である。 実施の形態における温度とオフセット値との関係を示すオフセット温度特性図である。 外部磁界とＳＶ−ＧＭＲ素子の抵抗との関係におけるヒステリシス−温度特性を示すヒステリシス曲線図である。

符号の説明

１ エアギャップ付き環状磁心
５ 発振器
６ 磁気バイアス手段
１０ ＳＶ−ＧＭＲ素子
１１ 磁気抵抗効果膜パターン
１２ 感磁面
２０ 直流バイアス回路
３０ 交流バイパス回路
４０ 増幅回路
５０ 比較回路
６０ ローパスフィルタ回路
７０ 磁気平衡用増幅回路
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｌ１ 電線
Ｌ２ フィートバック巻線
Ｌ３ 励磁巻線
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
Ｖref 基準電圧

Claims (3)

1. 被測定電流による磁束が発生する磁心と、
   前記磁心のギャップ内に配置されるスピンバルブ巨大磁気抵抗素子と、
   前記磁心に施された励磁巻線及びフィードバック巻線と、
   前記スピンバルブ巨大磁気抵抗素子に直流バイアスを印加するとともに、前記スピンバルブ巨大磁気抵抗素子の抵抗変化を電圧変化として取り出す直流バイアス回路と、
   前記励磁巻線に交流電圧を印加する交流バイアス手段と、
   前記直流バイアス回路における前記電圧変化から直流分を除去する直流除去回路と、
   前記直流除去回路の交流出力電圧を一定レベルと比較して方形波電圧に波形整形する比較器と、
   前記比較器の出力である方形波電圧を平均値の直流電圧に変換するフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路の検出出力電圧と基準電圧との差がゼロになるように前記フィードバック巻線にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器とを備え、
   前記基準電圧は、前記被測定電流がゼロのときに前記フィードバック電流がゼロとなる電圧値に設定されており、
   前記磁気平衡用増幅器は前記ギャップ内の磁束密度が常時ゼロとなる磁気平衡状態に制御することを特徴とする電流センサ。
2. 前記スピンバルブ巨大磁気抵抗素子は磁気抵抗効果膜パターンとピン層磁化方向とが垂直であり、前記ギャップ内の磁束の向きと実質的に平行な方向に前記ピン層磁化方向を配置し、前記ピン層磁化方向に実質的に垂直な向きに磁気バイアスを印加する請求項１記載の電流センサ。
3. 被測定電流による磁束が発生する磁心と、
   前記磁心のギャップ内に配置されるスピンバルブ巨大磁気抵抗素子と、
   前記磁心に施されたフィードバック巻線と、
   前記スピンバルブ巨大磁気抵抗素子の抵抗変化によって変化する検出電圧と基準電圧との差がゼロになるように前記フィードバック巻線にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器とを備え、
   前記基準電圧は、前記被測定電流がゼロのときに前記フィードバック電流がゼロとなる電圧値に設定されており、前記磁気平衡用増幅器は前記ギャップ内の磁束密度が常時ゼロとなる磁気平衡状態に制御するものであり、
   前記スピンバルブ巨大磁気抵抗素子は前記磁気抵抗効果膜パターンとピン層磁化方向とが垂直であり、前記磁心が発生する磁束の向きと実質的に平行な方向に前記ピン層磁化方向を配置し、前記ピン層磁化方向に実質的に垂直な向きに磁気バイアスを印加することを特徴とする電流センサ。

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