JP2008123772A - 真空装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
真空負荷に逆電圧を印加するための半導体スイッチ素子のオフ時の電力損失を抑制し、温度上昇を制限すると共に、逆電圧電源の小容量化を実現すること。
【解決手段】
半導体スイッチ素子５がオンするときに直流電源１とは逆極性の出力電圧を逆電圧電源４から真空負荷２に印加する真空装置において、半導体スイッチ素子５がオフするときにそのオン期間に主インダクタ３に蓄えられた磁気エネルギーを吸収して電荷を蓄える第１の回路Ｓ１を備えると共に、半導体スイッチ素子５がオンするときに第１の回路Ｓ１から放電される電荷を磁気エネルギーとして蓄えるインダクタンス素子９と、半導体スイッチ素子５がオフするときにインダクタンス素子９に蓄えられている磁気エネルギーを逆電圧電源４に帰還するダイオード１０からなる第２の回路Ｓ２を備えることを特徴とする真空装置。
【選択図】 図１

Description

本発明は、真空中で発生させたプラズマを利用するスパッタ装置、エッチング装置、ＰＶＤ装置、電子ビーム蒸着装置などの真空負荷における異常放電の発生を防止又は抑制する異常放電防止装置を備える真空装置に関する。

真空中でプラズマを発生させ、そのプラズマを利用して加工又は処理するスパッタ装置、エッチング装置、ＰＶＤ装置、電子ビーム蒸着装置などの真空負荷は以前から広い分野で使用されている。そして、このような真空負荷にあっては、何らかの原因で電極間のインピーダンスが低下したり、あるいは導電性の異物で電極間が短絡されることによって、異常放電が発生することが既に知られている。このような異常放電が発生すると、特にスパッタ装置ではスパッタリング中の液晶などの基板材料に欠陥を与え、製品の歩留まりの低下を招くという問題があり、また、電子ビーム蒸着装置では放電エネルギーによってフィラメントが断線してしまうなどの問題がある。このような問題を解決するため、異常放電を防止、又は抑制する異常放電防止回路がすでに種々提案されており、例えば比較的回路構成が簡単で、効果的な異常放電防止回路として、真空負荷に並列接続した半導体スイッチ素子を定期的に又は異常放電が発生したときに短時間オンさせることによって、逆電圧電源から逆極性のパルス状電圧を真空負荷に印加して異常放電を発生させない、あるいは発生した異常放電を速やかに消滅させる技術も提案されている（例えば、特許文献１〜３参照）。

このように定期的に又は異常放電が発生したときに半導体スイッチ素子を短時間オンさせる回路構成の場合には、特に半導体スイッチ素子をオフさせるときに、それまで半導体スイッチ素子に流れていた電流を急激に遮断すると、真空負荷に流れる電流を安定化させるための主インダクタを流れている電流によって半導体スイッチ素子にかなり高い電圧が印加され、半導体スイッチ素子の電力損失が大幅に増大して発熱し、破損する危険性があるので、これを防止するための回路も既に提案されている（例えば、特許文献４参照）。特許文献４では、半導体スイッチ素子に並列にコンデンサとダイオードと放電用抵抗器とからなるスナバ回路を接続し、半導体スイッチ素子のターンオフ時に発生するサージエネルギーを前記スナバ回路で吸収している。
特開平０７−１９７２５８号公報 特開平０８−３１１６４７号公報 特開２００５−１５１６１２公報 特開２００４−００７８８５公報

以上述べたように、前記特許文献４に開示された異常放電発生防止機能を備える真空装置にあっては、異常放電の発生を防止するために、又は発生した異常放電を速やかに消滅させるために、半導体スイッチ素子をオンさせて、逆電圧電源から真空負荷に逆電圧を印加しているが、その場合には半導体スイッチ素子のオフ時に大きな電圧が半導体スイッチ素子に加わってしまうので、これを軽減するために半導体スイッチ素子のオフ時に発生するサージエネルギーをスナバ回路に回収した上で、その抵抗器などで消費している。しかしこの場合には、スナバ回路での電力損失が大きくなる。この電力損失による発熱は、ファンなどによる空冷で処理することができるが、環境問題の面からも好ましくなく、真空装置内の温度を上昇させる原因になるので、最小限に抑制することが望ましい。

本発明はかかる従来の真空装置の課題を解決するために、半導体スイッチ素子のオフ時に主インダクタからのエネルギーを吸収してコンデンサに蓄え、次に半導体スイッチ素子がオンするときに前記コンデンサからの放電電荷をインダクタンス素子に磁気エネルギーとして一旦蓄え、半導体スイッチ素子のオフ時に前記インダクタンス素子に蓄えられている磁気エネルギーを逆電圧電源と直流電源との一方又は双方に帰還することによって、電力損失を抑制し、温度上昇を制限すると共に、逆電圧電源の小容量化などを実現することを主な課題としている。

前記第１の発明は、直流電源と、その直流電源の出力端子と真空負荷との間にこれらと直列に接続されている主インダクタと、前記真空負荷に跨って並列に接続されていて、かつ互いに直列接続されている半導体スイッチ素子と逆電圧電源と、前記半導体スイッチ素子をオン、オフ駆動する制御回路とを備え、前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記直流電源の出力電圧とは逆極性の電圧を前記逆電圧電源から前記真空負荷に印加する真空装置において、前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記半導体スイッチ素子のオン期間に前記主インダクタに蓄えられた磁気エネルギーを吸収して電荷を蓄えるコンデンサと前記磁気エネルギーを前記コンデンサに通流する第１のダイオードとを直列接続してなる第１の回路を前記主インダクタに並列に接続し、前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記コンデンサから放電される電荷を磁気エネルギーとして蓄えるインダクタンス素子と、前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記インダクタンス素子に蓄えられている磁気エネルギーを前記逆電圧電源に帰還する第２のダイオードとを直列接続してなる第２の回路を、前記コンデンサと前記第１のダイオードとの接続側と、前記半導体スイッチ素子と前記逆電圧電源との接続側との間に接続することを特徴とする真空装置を提供する。

前記第２の発明は、前記第１の発明において、前記第１の回路の前記コンデンサと前記第２の回路の前記インダクタンス素子とは共振し、その共振周期Ｔｒの１／４が前記半導体スイッチ素子のオン時間幅以下になるように、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタンス素子のインダクタンスが選定されていることを特徴とする真空装置を提供する。

前記第３の発明は、直流電源と、その直流電源の出力端子と真空負荷との間にこれらと直列に接続されている主インダクタと、前記真空負荷に跨って並列に接続されていて、かつ互いに直列接続されている半導体スイッチ素子と逆電圧電源と、前記半導体スイッチ素子をオン、オフ駆動する制御回路とを備え、前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記直流電源の出力電圧とは逆極性の電圧を前記逆電圧電源から前記真空負荷に印加する真空装置において、前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記半導体スイッチ素子のオン期間に前記主インダクタに蓄えられた磁気エネルギーを吸収して電荷を蓄えるコンデンサと前記磁気エネルギーを前記コンデンサに通流する第１のダイオードとを直列接続してなる第１の回路を前記主インダクタに対して並列に備え、前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記コンデンサから放電される電荷を磁気エネルギーとして蓄えるフライバックトランスと、そのフライバックトランスの１次巻線に直列接続されて前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記コンデンサからの電荷を前記１次巻線を通して前記半導体スイッチ素子に通流する第２のダイオードと、前記フライバックトランスの２次巻線に直列接続されて前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記フライバックトランスに蓄えられている磁気エネルギーを前記逆電圧電源に帰還する第３のダイオードとからなる第２の回路を備えることを特徴とする真空装置を提供する。

前記第４の発明は、前記第３の発明において、前記フライバックトランスの１次巻線の巻数をｎ１、２次巻線の巻数をｎ２とするとき、ｎ１／ｎ２≦１となるように、巻数ｎ１と巻数ｎ２とを選定することを特徴とする真空装置を提供する。

前記第５の発明は、前記第３の発明において、前記直流電源の出力電圧をＶｍ、前記逆電圧電源の出力電圧をＶｒ、前記フライバックトランスの１次巻線の巻数をｎ１、２次巻線の巻数をｎ２とするとき、ｎ１／ｎ２≒Ｖｍ／Ｖｒになるように、電圧Ｖｍ、電圧Ｖｒ、巻数ｎ１、巻数ｎ２を選定することを特徴とする真空装置を提供する。

前記第６の発明は、前記第５の発明において、前記第２の回路は、前記フライバックトランスに備えられた別の２次巻線と、該別の２次巻線に直列に接続されている第４のダイオードとを有し、前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記フライバックトランスに蓄えられている磁気エネルギーを前記別の２次巻線と前記第４のダイオードとを介して前記直流電源に帰還することを特徴とする真空装置を提供する。

前記第７の発明は、前記第６の発明において、前記直流電源の出力電圧をＶｍ、前記逆電圧電源の出力電圧をＶｒ、前記フライバックトランスの前記２次巻線の巻数をｎ２、前記別の２次巻線の巻数をｎ３とするとき、ｎ２／ｎ３≦Ｖｍ／Ｖｒになるように、電圧Ｖｍ、電圧Ｖｒ、巻数ｎ１、巻数ｎ２を選定することを特徴とする真空装置を提供する。

前記第８の発明は、前記第３の発明ないし前記第７の発明のいずれかにおいて、前記コンデンサと前記フライバックトランスとが共振し、その共振周期Ｔｒの１／４が前記半導体スイッチ素子のオン時間幅以下になるように、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記フライバックトランスの１次巻線のインダクタンスが選定されていることを特徴とする真空装置を提供する。

前記第１の発明によれば、主インダクタを流れる電流のエネルギーをコンデンサに蓄え、そのエネルギーを半導体スイッチ素子のオン時にインダクタンス素子に一旦蓄え、半導体スイッチ素子のオフ時に逆電圧電源に帰還しているので、電力損失を低減することができ、環境の改善、真空装置の温度上昇の抑制、及び逆電圧電源の小型化などを達成することができる。

前記第２の発明によれば、前記第１の発明による効果の他に、より効率的に主インダクタを流れる電流によるエネルギーを逆電圧電源に帰還することができる。

前記第３の発明によれば、前記第１の発明によって得られる効果の他に、１次巻線と２次巻線とを有するフライバックトランスによって主インダクタを流れる電流によるエネルギーを逆電圧電源だけに帰還することができるので、より逆電圧電源を小型化することが可能である。

前記第４の発明によれば、前記第３の発明で得られる効果の他に、前記第４のダイオードを備えることにより、逆電圧電源からフライバックトランスの１次巻線を通して電流を流さず、２次巻線を通して帰還しているので、逆電圧電源の電圧を有効に上昇させることができ、逆電圧電源のより小容量化が可能である。

前記第５の発明によれば、前記第１の発明ないし前記第４の発明で得られる効果の他に、より効率的に直流電源又は逆電圧電源に前記エネルギーを帰還できるので、より一層電力効率の向上、環境の改善、真空装置の温度上昇の抑制などを達成することができる。

前記第６の発明によれば、前記第１の発明ないし前記第５の発明で得られる効果の他に、主インダクタを流れる電流によるエネルギーを逆電圧電源と直流電源とに帰還することができ、電力損失を生じることなく、有効に前記吸収エネルギーを使うことができる。

前記第７の発明によれば、前記第６の発明で得られる効果の他に、逆電圧電源の出力電圧を直流電源の出力電圧に対応する電圧値にクランプできるので、逆電圧電源が過電圧になることがない。

前記第８の発明によれば、前記第３の発明ないし前記第７の発明で得られる効果の他に、主インダクタを流れる電流によるエネルギーを、より一層効率的に逆電圧電源と直流電源とに帰還することができる。

〔実施形態１〕
先ず、図１によって本発明を実施するための実施形態１の真空装置１００について説明する。図１は真空装置１００の回路構成を示し、図２は真空装置１００の各部の動作波形を示す図である。直流電源１は、図示しない商用三相交流電源又は単相交流電源の交流電力を整流する整流器及び平滑化するフィルタ回路などからなる電源である。直流電源１とスパッタ装置、エッチング装置、ＰＶＤ装置、電子ビーム蒸着装置などの真空負荷２との間には負荷電流を安定化するための主インダクタ３が直列に接続されている。互いに直列になるように接続された逆電圧電源４と半導体スイッチ素子５とが真空負荷２と並列に接続されている。

逆電圧電源４は、半導体スイッチ素子５がオンするときに真空負荷２に適したパルス状の逆電圧を印加する直流電源であり、コンデンサ４Ａとコンデンサ４Ａを図示の極性で充電するための充電回路４Ｂとコンデンサ４Ａに並列に接続されたダイオード４Ｃとからなる簡単な回路構成のものである。ダイオード４Ｃは、事故などによってコンデンサ４Ａがほぼゼロの電荷になるまで放電した場合に、コンデンサ４Ａが図示極性と逆の極性に充電されるのを防止する働きを行う。半導体スイッチ素子５は、電圧駆動型の半導体素子であるＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ、あるいはサイリスタなどの半導体素子５Ａと、寄生ダイオード又は個別のダイオード５Ｂとからなる。以下ではダイオード５Ｂという。半導体スイッチ素子５は制御回路６からの駆動信号によってオン、オフされる。この実施形態１では制御回路６は、予め決められた一定の周波数、一定のオン幅の駆動パルスを半導体スイッチ素子５に与えて駆動するが、図示しない異常放電検出回路又は異常放電発生予知回路などからの検出信号を受けるときに、駆動信号を出力するものでも勿論よい。

互いに直列に接続されたコンデンサ７と第１のダイオード８とからなる第１の回路Ｓ１が主インダクタ３と並列に接続されている。第１のダイオード８は主インダクタ３に流れる電流Ｉｐがコンデンサ７を通して直流電源１にバイパスされるのを防ぐ働きを行う。コンデンサ７と第１のダイオード８とが接続された接続側を示す点Ａと、逆電圧電源４と半導体スイッチ素子５とが接続された接続側を示す点Ｂとの間に第２の回路Ｓ２が接続されている。第２の回路Ｓ２は互いに直列に接続されているインダクタンス素子９と第２のダイオード１０とからなる。第２のダイオード１０は、点Ｂ側から点Ａ側に電流が逆流するのを防ぐ働きを行う。コンデンサ７が逆に充電されるのを防止する逆充電防止用ダイオード１１がコンデンサ７と並列に接続されている。ここで、コンデンサ７はキャパシタンスＣを有し、インダクタンス素子９はインダクタンスＬを有するものとする。半導体スイッチ素子５がオンするとき、コンデンサ７とインダクタンス素子９とはＬＣで共振現象を生じるものとする。

次に、図１と図２によってこの回路の動作について説明する。真空負荷２、及び逆電圧電源４と半導体スイッチ素子５の動作は従来と同様であるので、半導体スイッチ素子５のスイッチング動作に伴う第１の回路Ｓ１と第２の回路Ｓ２の動作及び効果について主に説明する。半導体スイッチ素子５がオンすると、逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒによって、真空負荷２の負荷電圧、負荷電流はそれぞれ図２（Ａ）、図２（Ｂ）に示すようになる。また、図２（Ｃ）に示すように半導体スイッチ素子５がオンするときには、それまで直流電源１から真空負荷２を通して主インダクタ３に流れていた電流Ｉｐに、逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒによる電流を加算した電流が逆電圧電源４から半導体スイッチ素子５を通して主インダクタ３に流れる。

図２において、時刻ｔ０で半導体スイッチ素子５がターンオフすると、それまで主インダクタ３に流れていた電流Ｉｐはインダクタンス作用によってそのまま流れ続けようとするので、その電流は主インダクタ３から第１の回路Ｓ１のダイオード８及びコンデンサ７を通して流れ、コンデンサ７を図示極性で充電する。例えば、逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒが１００Ｖであるとして、コンデンサ７の充電電圧はほぼ１００Ｖとなる。第１の回路Ｓ１の働きによって、半導体スイッチ素子５のターンオフ時に半導体スイッチ素子５の両端に大きなサージ電圧が発生しない。このときコンデンサ７の充電電圧によってダイオード８は逆バイアス状態にあり、かつ第２の回路Ｓ２のダイオード１０も直流電源１の電圧Ｖｍと逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒとの和によって逆バイアスされているので非導通であることから、コンデンサ７の充電電荷は放電されずに維持される。

次に時刻ｔ１で半導体スイッチ素子５がターンオンすると、それまで直流電源１から真空負荷２を通して主インダクタ３に流れていた電流Ｉｐは、逆電圧電源４と半導体スイッチ素子５との経路に転流され、つまり前述したように逆電圧電源４が電流Ｉｐを担持する。このとき同時に、第１の回路Ｓ１のコンデンサ７の電荷は第２の回路Ｓ２のインダクタンス素子９、ダイオード１０及び半導体スイッチ素子５を通して循環し、インダクタンス素子９に磁気エネルギーを蓄える。ここでは、インダクタンスに蓄えられるエネルギーを磁気エネルギーと言う。このとき、インダクタンス素子９のインダクタンスＬが適切に選定されていれば、半導体スイッチ素子５のオン期間中に、コンデンサ７はその電圧がほぼゼロになるまで放電され、コンデンサ７の充電電荷はほとんどすべてインダクタンス素子９に磁気エネルギーとして蓄えられる。

第１の回路Ｓ１のコンデンサ７の電荷が第２の回路Ｓ２のインダクタンス素子９、ダイオード１０及び半導体スイッチ素子５を通して循環される動作は、コンデンサ７のキャパシタンスＣとインダクタンス素子９のインダクタンスＬとの共振現象を伴うから、インダクタンス素子９を流れる電流は図２（Ｄ）に示すような共振電流となる。その共振電流のピーク値が半導体スイッチ素子５のオン期間中にあれば、コンデンサ７の充電電荷を効率よくインダクタンス素子９に磁気エネルギーとして蓄えることができる。したがって、コンデンサ７のキャパシタンスＣとインダクタンス素子９のインダクタンスＬとの共振の共振周期Ｔｒ（共振周波数をＦｒとするとき、Ｔｒ＝１／Ｆｒ）の１／４が半導体スイッチ素子５のオン期間（例えば、５μｓ）以下になるように、コンデンサ７のキャパシタンスＣとインダクタンス素子９のインダクタンスＬとを選定することが望ましい。

このようにコンデンサ７のキャパシタンスＣとインダクタンス素子９のインダクタンスＬとを選定することによって、半導体スイッチ素子５のオン期間中にコンデンサ７の放電電流、つまり図２（Ｄ）に示すインダクタンス素子９の共振電流は時刻ｔ２でピーク値に達し、同時に時刻ｔ２でコンデンサ７の電圧はほぼゼロになり、その共振電流は時刻ｔ３までコンデンサ７を逆極性に充電することなくダイオード１０とダイオード１１とを通して循環される。時刻ｔ３で半導体スイッチ素子５がターンオフすると、インダクタンス素子９に蓄えられていた磁気エネルギーは、ダイオード８と１０を通して逆電圧電源４及び直流電源１に放出され、図２（Ｄ）に示すように、インダクタンス素子９の電流は減少し、時刻ｔ４でインダクタンス素子９に蓄えられた磁気エネルギーはすべて逆電圧電源４及び直流電源１に帰還され、逆電圧電源４のコンデンサ４Ａは充電され、その電圧は上昇する。

したがって、半導体スイッチ素子５のターンオフ時に発生するサージはコンデンサ７によって吸収され、そしてインダクタンス素子９に一旦磁気エネルギーとして蓄えられ、その磁気エネルギーはすべて逆電圧電源４及び直流電源１に帰還されるので、半導体スイッチ素子５のターンオフ時の電力損失は低減される。実施形態１の真空負荷１００によれば、半導体スイッチ素子５のターンオフ時に大きなサージ電圧が半導体スイッチ素子５の両端に印加されることがないので、半導体スイッチ素子の電力損失を小さくできるばかりでなく、スナバエネルギーをすべて逆電圧電源４及び直流電源１に帰還しているので、発熱は小さく、環境に与える悪影響を小さくできると同時に、逆電圧電源４、特に充電回路４Ｂを小型化することができる。

〔実施形態２〕
次に図３により本発明の実施形態２に係る第２の真空装置２００について説明する。図３において、図１で示した記号と同一の記号は同じ名称の部材を示すものとする。この第２の真空装置２００が第１の真空装置１００と異なるところは、主にインダクタンス素子に代えてフライバックトランス３０を第２の回路Ｓ２に用いた点であり、他はほぼ同じであるので、第２の回路Ｓ２に関連する部分の構成及び動作などについて説明する。第２の回路Ｓ２において、フライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１は点Ａと点Ｂとの間にダイオード１０と直列になるように接続されている。２次巻線Ｎ２はダイオード３１を通して逆電圧電源４の両端に跨って接続されている。１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とは、それぞれ黒点で示されている極性を有すると共に、巻数ｎ１、ｎ２を有するものとする。

半導体スイッチ素子５がターンオンするときに、コンデンサ７の電圧がダイオード１０を順方向にバイアスして導通させ、第２の回路Ｓ２のフライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１に黒点側を正とする電圧が印加され、前述したように、半導体スイッチ素子５のターンオフの際に第１の回路Ｓ１のコンデンサ７に充電された電荷は、第２の回路Ｓ２の１次巻線Ｎ１、ダイオード１０及び半導体スイッチ素子５を通して放電され、１次巻線Ｎ１のインダクタンスＬ１に磁気エネルギーが蓄えられる。ここまでの動作は第１の真空装置１００の場合とほぼ同様である。このとき、２次巻き線Ｎ２の電圧は黒点側が正極性なので、ダイオード３１は逆バイアスでオンしない。

次に半導体スイッチ素子５がターンオンすると、フライバックトランス３０の２次巻線Ｎ２に黒点側を負とし、非黒点側を正とする電圧が誘起され、１次巻線Ｎ１のインダクタンスＬ１に蓄えられた磁気エネルギーが２次巻線Ｎ２からダイオード３１を通して逆電圧電源４に放出され、そのコンデンサ４Ａを充電する。この第２の真空装置２００においても、半導体スイッチ素子５のターンオフ時にサージエネルギーになる主インダクタ３の電流エネルギーをコンデンサ７で吸収し、その充電電荷をフライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１のインダクタンスＬ１に磁気エネルギーとして一旦蓄え、更にその磁気エネルギーを２次巻線Ｎ２から逆電圧電源４に帰還しているので、電力損失とはならず、発熱を生じないばかりでなく、充電回路４Ｂを小型化できるなどの効果を奏する。また、この実施形態２においても実施形態１と同様に、コンデンサ７のキャパシタンスＣとフライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１のインダクタンスＬ１との共振の共振周期Ｔｒの１／４が半導体スイッチ素子５のオン期間以下になるように、コンデンサ７のキャパシタンスＣとフライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１のインダクタンスＬ１とを選定することにより、コンデンサ７に吸収したエネルギーをフライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１のインダクタンスＬ１効率的に蓄えることができるから、第１の回路Ｓ１に吸収したエネルギーを逆電圧電源４に効率的に帰還することができる。

なお、第２の真空装置２００ではフライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との巻数比（ｎ１／ｎ２）が１になるように通常は選定される。半導体スイッチ素子５がオフしたとき、フライバックトランス３０の２次巻線Ｎ２の電圧は非黒点側を正として逆電圧電源４の電圧Ｖｒ（例えば、１００Ｖ）にクランプされる。したがって、ｎ１／ｎ２≦１のときには、フライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１の電圧は逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒに等しい電圧値又はそれ以下の電圧値となる。このとき、ダイオード１０のカソードの電圧は直流電源１の出力電圧Ｖｍと逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒとの和に等しい電圧値であるので、ダイオード１０は導通しない。したがって、１次巻線Ｎ１のインダクタンスＬ１に蓄えられた磁気エネルギーはダイオード１０を通して帰還されることはなく、２次巻線Ｎ２を通して逆電圧電源４に帰還され、コンデンサ４Ａの電圧を有効に上昇させる。

一般に、第２の真空装置２００の構成にあっては、真空負荷２を流れる負荷電流が少ないとき、つまり軽負荷のとき、直流電源１からの出力電流が小さくなるばかりでなく、逆電圧電源４からの出力電流も小さくなる。しかしながら、第１の回路Ｓ１のコンデンサ７に充電されるエネルギー(電荷)は、半導体スイッチ素子５のスイッチング周波数に依存し、そのスイッチング周波数は一定であるから、軽負荷のときにも減少しない。そして軽負荷のときには、主インダクタ３の磁気エネルギーは真空負荷２にはほとんど吸収されないから、コンデンサ７にその多くが吸収される。したがって、コンデンサ７に吸収されたエネルギーをすべて逆電圧電源４に帰還すると、逆電圧電源４から出力された電力よりも大きな電力が帰還されるので、直流電源１よりも容量がかなり小さな逆電圧電源４の出力電圧は必要以上に上昇する、つまり過充電状態になる危険性がある。

前述した軽負荷のときの問題点を解決するためには、フライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との巻数比（ｎ１／ｎ２）を下記のように設定すればよい。直流電源１の出力電圧Ｖｍと逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒとの和の電圧（Ｖｍ＋Ｖｒ）／Ｖｒ＝ｎ１／ｎ２となるように、巻数比（ｎ１／ｎ２）を設定する。例えば、出力電圧Ｖｍを５００Ｖとし、出力電圧Ｖｒを１００Ｖとすると、ｎ１／ｎ２＝６となる。分かり易いので、以下の説明では具体例として出力電圧Ｖｍを５００Ｖとし、出力電圧Ｖｒを１００Ｖとして説明する。前述したように、第１の回路Ｓ１のコンデンサ７の電荷は次に半導体スイッチ素子５がオンするときに第２の回路Ｓ２のフライバックトランス３０に磁気エネルギーとして蓄えられる。そして、半導体スイッチ素子５がオフするとき、フライバックトランス３０の磁気エネルギーは２次巻線Ｎ２を通して逆電圧電源４に帰還され、そのコンデンサ４Ａを充電する。

コンデンサ４Ａの充電が進み、コンデンサ４Ａの電圧が１００Ｖを幾分越えると、当然に２次巻線Ｎ２の電圧は１００Ｖを幾分越えた電圧となるので、１次巻線Ｎ１の電圧は直流電源１の出力電圧５００Ｖと逆電圧電源４の出力電圧１００Ｖとを合わせた電圧である６００Ｖを越える。したがって、ダイオード８と第２の回路Ｓ２のダイオード１０が順バイアスされて導通し、実施形態１と同様にフライバックトランス３０の磁気エネルギーを逆電圧電源４に直接帰還するようになる。この結果、軽負荷時における逆電圧電源４の出力電圧が設定値以上に上昇するのを防ぐことができる。なお、軽負荷以外の通常の負荷状態では逆電圧電源４からの電力の放出が大きく、コンデンサ４Ａの電圧が低下するので、前記帰還エネルギーによってコンデンサ４Ａが１００Ｖに達することはなく、したがって、フライバックトランス３０に蓄えられた磁気エネルギーは２次巻線Ｎ２を通して逆電圧電源４にすべて帰還されても、コンデンサ４Ａが過充電になることはない。

前述から分かるように、（Ｖｍ＋Ｖｒ）／Ｖｒ＝ｎ１／ｎ２となるように、フライバックトランス３０の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との巻数比を設定すれば、軽負荷のときには逆電圧電源４のコンデンサ４Ａの電圧の過上昇を防ぐことができるが、負荷電流が大きい、つまり重負荷のときにはフライバックトランス３０に蓄えられた磁気エネルギーの帰還によって思うように逆電圧電源４の電圧を上昇させることはできない。したがって、図示しないが、必要に応じて、ｎ１／ｎ２≦１となる巻数ｎ２を有する第１の２次巻線と、（Ｖｍ＋Ｖｒ）／Ｖｒ＝ｎ１／ｎ２となる巻数ｎ２を有する第２の２次巻線とをフライバックトランスに備えてもよい。そして、図示しない切替素子によって負荷の重さに応じていずれかの前記２次巻線に切り替えればよい。なおこの場合、前記第１、第２の２次巻線に並列に抵抗を接続する。

〔実施形態３〕
次に図４により本発明の実施形態３にかかる第３の真空装置３００について説明する。図４において、図１、図３で示した記号と同一の記号は同じ名称の部材を示すものとする。この第３の真空装置３００が第１の真空装置１００又は第２の真空装置２００と異なるところは、前述のようにしてフライバックトランス４０の1次巻線Ｎ１のインダクタンスに蓄えた磁気エネルギーを別々の２次巻線を通して逆電圧電源４と直流電源１とにそれぞれ帰還するところが異なる。真空装置１００、２００と異なる点について主に説明する。第２の回路Ｓ２のフライバックトランス４０が第１の２次巻線Ｎ２、第２の２次巻線Ｎ３を有し、第１の２次巻線Ｎ２はダイオード３１を通して逆電圧電源４の両端に跨って接続され、第２の２次巻線Ｎ３はダイオード４１を通して直流電源１の両端に跨って接続されている。１次巻線Ｎ１、第１の２次巻線Ｎ２及び第２の２次巻線Ｎ３は、それぞれ黒点で示されている極性を有する。

真空装置２００で説明したように、負荷電流が少ないときには直流電源１の出力電流が少なくなるばかりでなく、逆電圧電源４の出力電流も少なくなる。しかし、コンデンサ７に充電されるエネルギーは半導体スイッチ素子のスイッチング周波数に依存し、軽負荷のときにも減少しないので、軽負荷時にコンデンサ７に充電されるエネルギーを逆電圧電源４にすべて帰還すると、逆電圧電源４の出力電圧が必要以上に上昇する危険性があることについては既に述べた。この真空装置３００では、前述したように第１の回路Ｓ１のコンデンサ７に充電された電荷を逆電圧電源４に優先的にエネルギーとして帰還し、帰還エネルギーが過剰の場合には直流電源１にもその過剰分を帰還して逆電圧電源４の出力電圧が必要以上に上昇するのを防ぐところに特徴がある。

フライバックトランス４０の第１の２次巻線Ｎ２の巻数をｎ２、第２の２次巻線Ｎ３の巻数をｎ３とし、例えば直流電源１の出力電圧Ｖｍを５００Ｖ、逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒを１００Ｖとする。この真空装置３００では、巻数比（ｎ２／ｎ３）を直流電源１と逆電圧電源４との電圧比率（Ｖｍ／Ｖｒ）とほぼ同じ値又はそれよりも幾分小さな値に設定している。前述の電圧値からＶｍ／Ｖｒ＝５であるので、巻数比（ｎ２／ｎ３）を例えば５程度に設定すると、逆電圧電源４の出力電圧Ｖｒの上昇を直流電源１の出力電圧Ｖｍの１／５に制限することができるので、この点について説明する。前述したようにフライバックトランス４０の１次巻線Ｎ１に蓄えられた磁気エネルギーが２次巻線Ｎ２、次巻線Ｎ３を通して放出される段階において、ダイオード１０は出力電圧（Ｖｍ＋Ｖｒ）によって逆バイアスされているから導通せず、逆電圧電源４のコンデンサ４Ａの電圧は逆電力の放出により低下しているからダイオード３１が導通することによって、前記磁気エネルギーは逆電圧電源４に帰還され、コンデンサ４Ａを充電する。

このとき、フライバックトランス４０の１次巻線Ｎ１に蓄えられた磁気エネルギーがさ程大きくなく、例えば第１の２次巻線Ｎ２の電圧が１００Ｖ以下ならば、巻数比（ｎ２／ｎ３）から第２の２次巻線Ｎ３の電圧は５００Ｖよりも低いために、ダイオード４１は直流電源１の出力電圧（５００Ｖ）によって逆バイアスされているので、導通しない。したがって、フライバックトランス４０の磁気エネルギーは直流電源１には帰還されない。しかし、フライバックトランス４０の磁気エネルギーが大きく、第２の２次巻線Ｎ３の電圧が５００Ｖを越える電圧であると、ダイオード４１も導通してフライバックトランス４０の磁気エネルギーを逆電圧電源４だけでなく、第２の２次巻線Ｎ３を通して直流電源１にも帰還する。

つまり、第２の２次巻線Ｎ３の電圧が５００Ｖ以下である場合には、フライバックトランス４０の磁気エネルギーは第１の２次巻線Ｎ２を通して逆電圧電源４だけに帰還され、第２の２次巻線Ｎ３の電圧が５００Ｖを越える場合には、フライバックトランス４０の磁気エネルギーは第１の２次巻線Ｎ２、第２の２次巻線Ｎ３を通して逆電圧電源４、直流電源１の双方に帰還される。この状態では、第２の２次巻線Ｎ３の電圧は直流電源１の出力電圧Ｖｍにクランプされる。直流電源１は逆電圧電源４に比べてかなり容量が大きいので、フライバックトランス４０の磁気エネルギーが帰還されてもその出力電圧Ｖｍはほとんど変化せず、常にほぼ５００Ｖである。したがって、第２の２次巻線Ｎ３の電圧が５００Ｖにクランプされるから、第１の２次巻線Ｎ２は巻数比（ｎ２／ｎ３＝５）に対応する電圧、１００Ｖにクランプされる。以上述べたように、フライバックトランス４０の磁気エネルギーによって逆電圧電源４の電圧が１００Ｖに達すると、フライバックトランス４０の磁気エネルギーの余剰分は直流電源１に帰還されるので、逆電圧電源４が過充電されることはない。

前記例では、Ｖｍ／Ｖｒと巻数比（ｎ２／ｎ３）との割合を等しく設定したが、Ｖｍ／Ｖｒと巻数比（ｎ２／ｎ３）との割合は逆電圧電源４の過充電の範囲に従って決めればよい。例えば、巻数比（ｎ２／ｎ３）がＶｍ／Ｖｒの０．９の場合には、第１の２次巻線Ｎ２の電圧はほぼ１１１Ｖにクランプされてほぼ１１１Ｖを越えないことになる。また、Ｖｍ／Ｖｒと巻数比（ｎ２／ｎ３）との割合が０．８の場合には、第１の２次巻線Ｎ２の電圧はほぼ１２５Ｖにクランプされることになり、ほぼ１２５Ｖを越えないことになる。この電圧が、逆電圧電源４に許容される電圧範囲であるならば、巻数比（ｎ２／ｎ３）をＶｍ／Ｖｒの数値より小さく設定してもよい。

図示しないが、真空装置３００の変形例として、図４において、第１の２次巻線Ｎ２を除去し、フライバックトランス４０の磁気エネルギーを第２の２次巻線Ｎ３を通して直流電源１だけに帰還してもよい。この場合には、フライバックトランス４０の磁気エネルギーが逆電圧電源４に帰還されないので、逆電圧電源１の小型化には寄与しないが、電力損失の低減は真空装置１００〜３００と同様に行われる。

以上説明した実施形態では、いずれも制御回路６は半導体スイッチ素子５を予め決めた周波数で、予め決めたパルス幅に従ってオン、オフ動作させたが、このような異常放電の予防法は電力損失が大きいために、異常放電の発生を検出し、異常放電が検出されたときだけ、半導体スイッチ素子５を予め決めたパルス幅だけオンさせる異常放電抑制方法が既に提案されており、このような異常放電抑制方法を本発明に適用できることは明らかである。更に、異常放電の発生を予知して、異常放電が発生する直前に半導体スイッチ素子５を予め決めたパルス幅だけオンさせることにより、異常放電を発生させない異常放電発生防止方法も提案されており、このような異常放電発生防止方法も本発明に適用することができる。

また以上の実施形態では、半導体スイッチ素子５を１個の半導体素子として説明したが、スパッタ装置は負荷電圧が数１００Ｖであるために、半導体スイッチ素子５としてＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴなどを使用する場合は、例えば１２００Ｖの耐圧を有する半導体素子１個で実現できるが、電子ビーム装置の場合には負荷電圧が１０ｋＶ程度であるため、１２００Ｖの耐圧を有するＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴなどを複数個直列接続することにより実現できる。この場合にはそれぞれのＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴなどに電圧分担均等用のコンデンサが並列接続される場合が多いが、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴなどがオンするときにこれらコンデンサに充電されたエネルギーをフライバックトランスの１次巻線を通して放電するように構成しておけばよい。

本発明の実施形態１に係る第１の真空装置１００の回路構成を示す図である。 本発明に係る第１の真空装置１００を説明するための波形図である。 本発明の実施形態２に係る第２の真空装置２００の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態３に係る第３の真空装置３００の回路構成を示す図である。

符号の説明

１・・・直流電源
２・・・真空負荷
３・・・主インダクタ
４・・・逆電圧電源
４Ａ・・・コンデンサ
４Ｂ・・・充電回路
４Ｃ・・・ダイオード
５・・・半導体スイッチ素子
６・・・制御回路
７・・・コンデンサ
８・・・ダイオード
９・・・インダクタンス素子
１０・・・ダイオード
１１・・・逆充電防止用ダイオード
３０・・・フライバックトランス
３１・・・ダイオード
４０・・・フライバックトランス
４１・・・ダイオード
Ｓ１・・・第１の回路
Ｓ２・・・第２の回路

Claims (8)

1. 直流電源と、該直流電源の出力端子と真空負荷との間にこれらと直列に接続されている主インダクタと、前記真空負荷に跨って並列に接続されていて、かつ互いに直列接続されている半導体スイッチ素子と逆電圧電源と、前記半導体スイッチ素子をオン、オフ駆動する制御回路とを備え、前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記直流電源の出力電圧とは逆極性の電圧を前記逆電圧電源から前記真空負荷に印加する真空装置において、
   前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記半導体スイッチ素子のオン期間に前記主インダクタに蓄えられた磁気エネルギーを吸収して電荷を蓄えるコンデンサと前記磁気エネルギーを前記コンデンサに通流する第１のダイオードとを直列接続してなる第１の回路を前記主インダクタに並列に接続し、
   前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記コンデンサから放電される電荷を磁気エネルギーとして蓄えるインダクタンス素子と、前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記インダクタンス素子に蓄えられている磁気エネルギーを前記逆電圧電源に帰還する第２のダイオードとを直列接続してなる第２の回路を、前記コンデンサと前記第１のダイオードとの接続側と、前記半導体スイッチ素子と前記逆電圧電源との接続側との間に接続することを特徴とする真空装置。
2. 請求項１において、
   前記第１の回路の前記コンデンサと前記第２の回路の前記インダクタンス素子とは共振し、その共振周期Ｔｒの１／４が前記半導体スイッチ素子のオン時間幅以下になるように、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタンス素子のインダクタンスが選定されていることを特徴とする真空装置。
3. 直流電源と、該直流電源の出力端子と真空負荷との間にこれらと直列に接続されている主インダクタと、前記真空負荷に跨って並列に接続されていて、かつ互いに直列接続されている半導体スイッチ素子と逆電圧電源と、前記半導体スイッチ素子をオン、オフ駆動する制御回路とを備え、前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記直流電源の出力電圧とは逆極性の電圧を前記逆電圧電源から前記真空負荷に印加する真空装置において、
   前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記半導体スイッチ素子のオン期間に前記主インダクタに蓄えられた磁気エネルギーを吸収して電荷を蓄えるコンデンサと前記磁気エネルギーを前記コンデンサに通流する第１のダイオードとを直列接続してなる第１の回路を前記主インダクタに対して並列に備え、
   前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記コンデンサから放電される電荷を磁気エネルギーとして蓄えるフライバックトランスと、該フライバックトランスの１次巻線に直列接続されて前記半導体スイッチ素子がオンするときに前記コンデンサからの電荷を前記１次巻線を通して前記半導体スイッチ素子に通流する第２のダイオードと、前記フライバックトランスの２次巻線に直列接続されて前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記フライバックトランスに蓄えられている磁気エネルギーを前記逆電圧電源に帰還する第３のダイオードとからなる第２の回路を備えることを特徴とする真空装置。
4. 請求項３において、
   前記フライバックトランスの１次巻線の巻数をｎ１、２次巻線の巻数をｎ２とするとき、ｎ１／ｎ２≦１となるように、巻数ｎ１と巻数ｎ２とを選定することを特徴とする真空装置。
5. 請求項３において、
   前記直流電源の出力電圧をＶｍ、前記逆電圧電源の出力電圧をＶｒ、前記フライバックトランスの１次巻線の巻数をｎ１、２次巻線の巻数をｎ２とするとき、ｎ１／ｎ２≒Ｖｍ／Ｖｒになるように、電圧Ｖｍ、電圧Ｖｒ、巻数ｎ１、巻数ｎ２を選定することを特徴とする真空装置。
6. 請求項３において、
   前記第２の回路は、前記フライバックトランスに備えられた別の２次巻線と、該別の２次巻線に直列に接続されている第４のダイオードとを有し、前記半導体スイッチ素子がオフするときに前記フライバックトランスに蓄えられている磁気エネルギーを前記別の２次巻線と前記第４のダイオードとを介して前記直流電源に帰還することを特徴とする真空装置。
7. 請求項６において、
   前記直流電源の出力電圧をＶｍ、前記逆電圧電源の出力電圧をＶｒ、前記フライバックトランスの前記２次巻線の巻数をｎ２、前記別の２次巻線の巻数をｎ３とするとき、ｎ２／ｎ３≦Ｖｍ／Ｖｒになるように、電圧Ｖｍ、電圧Ｖｒ、巻数ｎ１、巻数ｎ２を選定することを特徴とする真空装置。
8. 請求項３ないし請求項７のいずれかにおいて、
   前記コンデンサと前記フライバックトランスとが共振し、その共振周期Ｔｒの１／４が前記半導体スイッチ素子のオン時間幅以下になるように、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記フライバックトランスの１次巻線のインダクタンスが選定されていることを特徴とする真空装置。
   

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