JP2008092484A - セキュアな光通信用中継機および光の２つの直交位相成分の測定器 - Google Patents

Abstract

【課題】 アンチスクイズド光を用いたセキュア光通信において、安全性を維持するために信号が確定しない状態で、電気的な手法により中継することが課題である。
【解決手段】 送信基底とは無関係に、局発光の位相を基準に信号光の位相を測定し、中継機内のアンチスクイズド光源からの出力光をその測定した位相で変調する。中継機で知りえる情報は局発光の位相を基準にした信号光の相対位相のみであり、また信号光のアンチスクイーズ分の揺らぎを持った情報なので、中継機内の情報を仮に盗聴されたとしても、容易に情報が解読されることはない。
【選択図】 図６

Description

本発明はセキュアな光通信用中継機および光の２つの直交位相成分の測定器に関し、特に量子通信、量子暗号、および、光通信に関する。

通信における秘匿性の要求は古来より未来に亘る永遠のテーマであり、近年のネットワーク社会においては暗号学の発展によりその要求を確保してきた。現在普及している公開鍵暗号等の安全性は、解読に非現実的な時間が掛かることを拠り所にしているが、コンピュータ技術は常に進歩し続けており、公開鍵暗号等は将来に亘って安全性が保証されている訳ではない。一方、現在研究が活発な量子暗号は物理法則的に安全性が保証されたもので、技術が進歩しようとも安全性が落ちることはなく、その実現が望まれている。

現在までに量子力学的手法を用いた様々な通信法や暗号が提案されているが量子状態は損失や外部環境の影響で容易に不可逆的に変化するため一般的にその実現は困難である。そういった中で、代表的な量子状態の１つであるスクイズド状態のアンチスクイーズした成分を利用すれば実用レベルで量子情報技術を応用できることが明らかになった（特許文献１）。アンチスクイーズした成分は損失や増幅に対してその性質を維持することができるからである。アンチスクイーズした成分を持った光、即ち、直交位相空間上の揺らぎの形状が等方的でない光をアンチスクイズド光と定義する。アンチスクイズド光は増幅してもその性質を維持できるので、伝送路や各種装置により損失があったとしてもそれを補償することが可能で、中継局の設置も可能であるが、この中継はすべて光の状態のままで実施する必要がある。光通信網は次第に全光化が進み光の状態のまま中継されることも可能になっていくが、全光中継はやはり様々な制約条件があり、一旦電気信号に変換する中継法も重要である。

特許文献１を含めて一般に量子暗号は伝送路における盗聴を阻止することを念頭においたもので、当然のことながら正規の受信者は正確な情報を得る。電気的な中継法は光信号を受信し、再送信することに他ならないので、電気的な中継法を採用すれば中継局において信号が一旦確定することになり、盗聴の危険にさらされることになる。

特願２００５−３１９０３２号公報

信号が確定しない手法で電気的な中継法を提供することが課題である。

２値の信号を送るのに直交位相空間内の基底の向きを乱数あるいは擬似乱数で決める通信法において、受信者は、送信基底を決めた乱数あるいは擬似乱数を知らなければ正確な情報を得ることができない。本発明においては、中継局で局発光に対する信号光の相対位相を測定し、その測定された位相で中継局に設置されたアンチスクイズド光源からの出力光を変調する。中継局で得られた測定値は局発光に対する相対位相のみで信号そのものでないので通信の秘匿性は維持される。信号光は位相方向に揺らぎの大きいアンチスクイズド光なので、中継局で受信した際にそのアンチスクイーズの分だけ測定位相は揺らぐことになる。しかし、最終的な正規の受信者は送信基底を知っているか又は送信基底と一致した受信基底での測定のみを測定値として採用する。よって、アンチスクイーズによる大きい揺らぎがあっても誤りレートが大きくなることはほとんどない。

本発明の要旨は次の通りである。
１．位相方向にアンチスクイズドした入力信号光と、局発光源とを有し、
前記入力信号光と前記局発光源からの局発光とを入力し、前記入力信号光と前記局発光との相対位相θを求める相対位相測定器を有し、
レーザー光の揺らぎを位相空間内で振幅に直交する方向に拡大させたアンチスクイズド光源からの出力光を位相変調器において前記相対位相測定器で求めた前記位相の値θにより変調し、出力光を得ることを特徴とする光通信用中継機。

２．0とπに対応させた２値の信号をφ_sとし、位相方向にアンチスクイーズした信号光の揺らぎをδφ_sとし、乱数又は擬似乱数で決まる位相をαとすると、前記入力信号光の位相はφ₁＝φ_s＋δφ_s＋αであることを特徴とする上記１．記載の光通信用中継機。

３．前記入力信号光を前記局発光と同じ偏光状態で、第１のビームスプリッタにより２分割して、第１および第２の信号光とし、
前記局発光を第２のビームスプリッタで２分割して第１および第２の局発光とし、
前記第１の信号光と前記第１の局発光とを第３のビームスプリッタに入力してビームを２分割すると共に、それぞれのビームが重なるようにして干渉させ、その干渉ビームを第１および第２の光検出器で電気信号に変換し、
前記第１および第２の光検出器の出力電気信号を第１の差動出力器に導き、
前記第２の信号光と前記第２の局発光とを第４のビームスプリッタに入力してビームを２分割すると共に、それぞれのビームが重なるようにして干渉させ、その干渉ビームを第３および第４の光検出器で電気信号に変換し、
前記第３および第４の光検出器の出力電気信号を第２の差動出力器に導き、
前記第１の差動出力器と第２の差動出力器とは９０°異なる位相成分を出力するように、前記第1のビームスプリッタと前記第３のビームスプリッタとの光路上、あるいは前記第1のビームスプリッタと前記第４のビームスプリッタとの光路上、あるいは前記第２のビームスプリッタと前記第３のビームスプリッタとの光路上、あるいは前記第２のビームスプリッタと前記第４のビームスプリッタとの光路上のいずれかに位相調整器が設けられるか、又は前記第１、２，３，４のビームスプリッタのいずれかを各ビームスプリッタの任意の方向(但し、各ビームスプリッタの面内方向を除く。) に移動させて位相調整するように構成され、
前記第１および第２の差動出力器の出力を用いて前記相対位相θを求めることを特徴とする上記１．記載の光通信用中継機。

４．前記信号光と前記局発光とが直交する直線偏光となるようにして、前記信号光および前記局発光とが第１の偏光ビームスプリッタに入力され、合波した２つのビームは直交する偏光で同一光路を進んで第１のビームスプリッタで両偏光共に２分割され、
前記第１のビームスプリッタの第１の出力光は第２の偏光ビームスプリッタにより前記信号光成分および前記局発光成分のそれぞれが２分割されるように前記第２の偏光ビームスプリッタが配置され、その分割により前記信号光と前記局発光が干渉し、その干渉ビームは第１および第２の光検出器で電気信号に変換され、
前記第１および第２の光検出器の出力電気信号は第１の差動出力器に導かれ、
前記第１のビームスプリッタの第２の出力光はλ／４波長板を、前記信号光及び前記局発光の偏光方向が前記λ／４波長板の光学軸に一致する方向で透過し、前記信号光成分および前記局発光成分のそれぞれが２分割されるように設置された第３の偏光ビームスプリッタで２分割され、その分割により前記信号光と前記局発光が干渉し、その干渉ビームは第３および第４の光検出器で電気信号に変換され、
前記第３および第４の光検出器の出力電気信号は第２の差動出力器に導かれ、
前記第１および第２の差動出力器の出力を用いて前記相対位相θを求めることを特徴とする上記１．記載の光通信用中継機。

５．前記信号光と前記局発光とが直交する直線偏光となるようにして、前記信号光および前記局発光とが第１の偏光ビームスプリッタに入力され、合波した２つのビームは直交する偏光で同一光路を進んで第１のビームスプリッタで両偏光共に２分割され、
前記第１のビームスプリッタの第１の出力光は半波長板で４５°だけ偏光方向が回転し、第２の偏光ビームスプリッタにより第１の出力光の前記信号光成分および前記局発光成分のそれぞれが２分割され、その分割により前記信号光と前記局発光が干渉し、その干渉ビームは第１および第２の光検出器で電気信号に変換され、
前記第１および第２の光検出器の出力電気信号は第１の差動出力器に導かれ、
前記第１のビームスプリッタの第２の出力光はλ／４波長板を、前記信号光及び前記局発光の偏光方向が前記λ／４波長板の光学軸に一致する方向で透過し、半波長板で４５°だけ偏光方向が回転し、第３の偏光ビームスプリッタにより前記第２の出力光の前記信号光成分および前記局発光成分のそれぞれが２分割され、その分割により前記信号光と前記局発光が干渉し、その干渉ビームは第３および第４の光検出器で電気信号に変換され、
前記第３および第４の光検出器の出力電気信号は第２の差動出力器に導かれ、
前記第１および第２の差動出力器の出力を用いて前記相対位相θを求めることを特徴とする上記１．記載の光通信用中継機。

６．レーザー光源と、前記レーザー光源からの出力光をパルス光にする強度変調器（ここで、変調の際のパルス時間幅の半値全幅をΔＴとする。）と、
前記パルス光を増幅する光アンプ（ここで、増幅後のピーク強度をＰ_０とする）と、
前記レーザー光源の発振波長λに対して負の群速度分散を示す第１の光ファイバと、
前記第１の光ファイバよりも負の群速度分散の大きさが小さい第２の光ファイバを前記アンチスクイズド光源は有し、
Ｔ_０＝ΔＴ／（２ｘ０．８８１３７）で定義されるパルス幅Ｔ_０、前記第１の光ファイバの発振波長λでの群速度分散β_２、前記第１の光ファイバのλでの非線形係数γから式Ｎ^２＝γＰ_０Ｔ_０ ^２／｜β_２｜により与えられるソリトン次数Ｎが２以上になるようにΔＴ、Ｐ_０，β_２の各パラメタが設定され、
各パラメタ設定後のソリトン次数Ｎとソリトン周期ｚ_０＝（π／２）Ｔ_０ ^２／｜β_２｜から決定されるファイバ長ｚ_ｏｐｔ＝ｚ_０（０．３２／Ｎ＋１．１／Ｎ^２）の60% 〜 150%の範囲となるように前記第１の光ファイバの長さが設定され、
前記第２の光ファイバの長さは１ｋｍから１００ｋｍの範囲にあり、
前記アンチスクイズド光源からの最終的出力光が振幅方向に比べて位相方向にノイズの広がった光であることを特徴とする上記１．記載の光通信用中継機。

７．直線偏光に調整された角周波数ωの前記入力光と、円偏光に調整された角周波数ω＋δωの前記局発光が第1のビームスプリッタで合波され、
偏光ビームスプリッタに入射して信号光と局発光とがそれぞれ２分割されて第１および第２のビームとなり、
前記第１のビームは第１の光検出器に入力され、前記第２のビームは第２の光検出器に入力されて、これら第１および第２の光検出器の出力信号は互いに同位相でそれぞれ第1及び第2のミキサにより角周波数δωの正弦波と混合され、混合された電気信号はそれぞれ第1および第2の低域通過フィルタによりδωよりも小さい成分のみが取り出され、これら第1および第2の低域成分から入力光の局発光に対する相対位相が算出されることを特徴とする上記１．記載の光通信用中継機。

８．前記信号光との角周波数差がδωの前記局発光が同じ偏波でビームスプリッタにより合波され、前記ビームスプリッタからの２つの出力光が第1及び第2の光検出器によりそれぞれ第1及び第2の電気信号に変換されて差動出力器に導かれ、
前記差動出力器からの出力電気信号は２分割され、2分割された一方の電気信号は第1のミキサにより角周波数δωの正弦波と混合され、もう一方の電気信号は第２のミキサにより前記第１のミキサとはπ／２だけ異なる位相で角周波数δωの正弦波と混合され、それぞれの混合された電気信号は前記第１および第２のミキサの後段にそれぞれ接続された第１および第２の低域通過フィルタによりδωよりも小さい成分のみが取り出され、これら２つの低域成分から入力光の局発光に対する相対位相が算出されることを特徴とする上記１．記載の光通信用中継機。

９．前記信号光との角周波数差がδωの前記局発光が同じ偏波でビームスプリッタにより合波され、前記ビームスプリッタからの出力光の一方が光検出器により電気信号に変換され、
前記電気信号が２分割され、2分割された一方の電気信号は第1のミキサにより角周波数δωの正弦波と混合され、もう一方の電気信号は第２のミキサにより前記第１のミキサとはπ／２だけ異なる位相で角周波数δωの正弦波と混合され、それぞれの混合された電気信号は前記第１および第２のミキサの後段にそれぞれ接続された第１および第２の低域通過フィルタによりδωよりも小さい成分のみが取り出され、これら２つの低域成分から入力光の局発光に対する相対位相が算出されることを特徴とする上記１．記載の光通信用中継機。

１０．入力信号光と、局発光源とを有し、
前記入力信号光と前記局発光源からの局発光とが、第１の偏光ビームスプリッタにより直交する偏波で合波され、ビームスプリッタにより第１および第２のビームに２分割され、
前記第１のビームは第２の偏光ビームスプリッタに入射して信号光と局発光とがそれぞれ２分割されて第３および第４のビームとなり、
前記第３のビームは第１の光検出器に入力され、前記第４のビームは第２の光検出器に入力されて、これら第１および第２の光検出器の差信号が第１の出力信号となり、
前記ビームスプリッタで分割された前記第２のビームはλ／４波長板を、信号光と局発光の偏光方向がλ／４波長板の光学軸に一致する方向で透過し、
第３の偏光ビームスプリッタに入射して信号光と局発光とがそれぞれ２分割されて第５および第６のビームとなり、
前記第５のビームは第３の光検出器に入力され、前記第６のビームは第４の光検出器に入力されて、これら第３および第４の光検出器の差信号が第２の出力信号となることを特徴とする光の２つの直交位相成分の測定器。

１１．光路長差δLで信号が重畳された前記信号光が第１のビームスプリッタで２分割され、
前記第１のビームスプリッタの第１の出力光は光路長差δLの第１の非対称マイケルソン干渉計又は第１の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つに入力され、その干渉計からの２つの出力光は第１および第２の光検出器で電気信号に変換され、
前記第１および第２の光検出器の出力電気信号は第１の差動出力器に導かれ、
前記第１のビームスプリッタの第２の出力光は光路長差δLの第２の非対称マイケルソン干渉計又は第２の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つに入力され、その干渉計からの２つの出力光は第３および第４の光検出器で電気信号に変換され、
前記第３および第４の光検出器の出力電気信号は第２の差動出力器に導かれ、
前記第１と第２の差動出力器は９０°異なる位相成分を出力するように、前記第１の非対称マイケルソン干渉計又は前記第１の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つの光路長差δLと、前記第２の非対称マイケルソン干渉計又は前記第２の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つの光路長差δLとの位相差が９０°になるように設定され、
前記第１および第２の差動出力器の出力から隣り合う信号間の位相差θが求められ、
i-1番目とi番目の信号間の位相差をθ_iとすればアンチスクイズド光源からのi番目のパルスが(Σ_(i≧j)θ_j - 2πn)(但し、nは0 ≦Σ_(i≧j)θ_j - 2πn < 2πを満足する整数)の変調量で位相変調器において変調され、最終的な出力光を得ることを特徴とする光通信用中継機。

本発明によれば、従来よりも安全な光通信用中継を実現することが可能である。

本発明の実施例によれば、量子力学の原理を応用した安全な通信を電気的に中継できることになるので、現在の光ネットワーク・プラットフォーム上に物理法則的に安全性を向上させた光通信を実現させることができる。これは、国家情報や軍事情報といった特殊用途だけでなく一般家庭レベルにも物理法則的に安全性を向上させた光通信を導入することを可能にする。

（実施例１）
図１は本発明の実施の形態を示すブロックである。入力光１と局発光源２０から出力された局発光２が相対位相測定器１０００に入力され、局発光２に対する入力光１の相対位相θが決定される。このθを用いて、アンチスクイズド光源２０００からの出力光が位相変調器３０００で変調され中継後の出力光３を得る。

本発明ではphase-shift keying (PSK)やdeferential-phase-shift keying (DPSK)等の位相に信号を乗せることを想定している。０とπに対応させた２値の信号をφ_sとし、さらに乱数や擬似乱数で決まる位相をαとすれば入力信号光１の位相はφ₁＝φ_s＋αとして伝送される。このαを盗聴者が知らないことで安全な通信を実現した方式は通常の暗号通信と分類できる。本発明ではこの通常の暗号通信に量子力学の効果を付与して安全性を強固にする。量子力学に基づけば必ず揺らぎが存在し、その揺らぎは制御可能である。位相方向にアンチスクイーズした光（図２）を用いて通信すれば、アンチスクイーズした揺らぎの分だけ安全性が増す。その揺らぎの大きさをδφ₁とすれば、相対位相測定器１０００で得られる位相θはδφ₁の揺らぎを持つことになる。中継機で得られる値は位相θであり、乱数や擬似乱数で決まる位相αを伴ったものなので盗聴されたとしても信号φ_sが容易に確定することはなく（通常の暗号通信レベル）、しかも揺らぎδφ₁を伴った位相θなので信号φ_sが確定する確率はさらに低下する（量子力学的効果）。もちろん、セキュリティを向上させるために、中継機では盗聴を許さない物理的に強固な構造にすることが好ましい。入力のアンチスクイズド光の位相揺らぎがガウス分布をしているとすれば相対位相測定器１０００の出力位相θの確率分布は平均値をθ₀としてexp[-(θ-θ₀)²/δφ₁ ²]に比例する。中継機内のアンチスクイズド光源２０００からの出力光も揺らぎδφ₂で位相方向に揺らぎを持ってガウス分布しているとすれば、出力光３の位相φ₂の確率分布は位相変調器３０００での位相変調量θを中心とするガウス分布関数exp[-(φ₂-θ)²/δφ₂ ²]に比例することになる。出力光３の位相φ₂は入力光の揺らぎδφ₁とアンチスクイズド光源２０００の揺らぎδφ₂の両者を含むことになり、両揺らぎを合わせた全体の揺らぎは位相θに関して積分することにより得られる。即ち、出力光３の位相φ₂の確率分布は数１になる。

出力光３の位相φ₂の揺らぎは(δφ₁ ²+δφ₂ ²)^1/2となる。アンチスクイズド光を用いたセキュア光通信では正規の受信者は送信基底を知ったうえで測定する（あるいは、送信基底と一致した基底での測定を受信データとして採用する）ことを想定しているので、拡大した揺らぎの影響をほとんど受けずに済む。それゆえに、中継により揺らぎが拡大してもほとんど影響を受けない。

（実施例２）
次に相対位相測定器１０００の構成について示す。基本となるのはホモダイン検出あるいはヘテロダイン検出と呼ばれるものであり、まずホモダイン検出の場合を述べる。図３は平衡型ホモダイン検出器と呼ばれるもので、50:50のビームスプリッタと２個の光検出器と差動出力器から構成される。入力信号光の電場をE_scos(ωt + φ₁)、局発光の電場をE_Lcos(ωt +φ_L)とすれば差動出力器の出力強度は2E_sE_Lcos(ωt + φ₁)cos(ωt + φ_L)となる。これを書き直せばE_sE_L[cos(φ₁ −φ_L) + cos(2ωt +φ₁ +φ_L)]となるが、ωは光の角周波数で光検出器はωには追従しないので、平衡型ホモダイン検出器の出力はE_sE_Lcos(φ₁ −φ_L)となる。また局発光の位相をずらしてE_Lcos(ωt +φ_L + π/2)とすれば平衡型ホモダイン検出器からの出力はE_sE_Lsin(φ₁ −φ_L)となる。φ₁ −φ_L =θとしてこの様子を示したのが図４である。ホモダイン検出は直交位相空間上の準確率分布関数をひとつの座標軸へ射影して検出するものと言える。射影軸の方向は局発光の位相により決定される。２組のホモダイン検出器を用いればE_sE_Lcosθ及びE_sE_Lsinθを同時に得ることができ相対位相θを決定できる。

以上の原理を忠実に実現した相対位相測定器１０００を図５に示す。２組のホモダイン検出器１１３０と１１４０を動作させるためにビームスプリッタ１１２１と１１２２で信号光１と局発光２をそれぞれ２つのビームに分割する。信号光１と局発光２は同じ偏波であることが必要なので、偏波調整器１１１１を用いて信号光１の偏波を局発光２の偏波に一致させる。通常は直線偏光を用いる。ホモダイン検出器１１３０内では50:50のビームスプリッタ１１３１で信号光１と局発光２のビームが重なるようにしてそれぞれを２分割し干渉させる。それら２つの干渉ビームは光検出器１１３２と１１３３で電気信号に変換され、差動出力器１１３４に導かれる。１１３４からの出力は信号光１と局発光２の相対位相に依存する。ホモダイン検出器１１４０も１１３０と同じ動作をする。ホモダイン検出器１１３０と１１４０からの出力はE_sE_Lcosθ及びE_sE_Lsinθで与えられるように90°異なる位相成分を出力させる必要があるが、１１３０と１１４０が対称に配置されると同じ位相成分が出力される。そのため僅かに位相を調整する機能が必要である。90°の位相を与える光路長はλ/4であり、波長が1.55μmの場合は約0.4μmとなる。この程度の位相調整であれば、例えばビームスプリッタ１１２２を平行移動できる構造にしておけばよい。この平行移動による位相調整は１１２２に限らず、１１２１、１１３１、１１４１でも良い。あるいはより積極的に位相調整器１１２５を入れることもできる。１１２５は例えば、くさび形の２枚の石英板等で実現できる。図５において１１２５は１１２１と１１３１の間に設置されているが、１１２１と１１４１の間、１１２２と１１３１の間、１１２２と１１４１の間のいずれかでも良い。ホモダイン検出器１１３０と１１４０からの出力を90°異なる直交位相成分E_sE_Lcosθ及びE_sE_Lsinθに調整すれば、これらの値からθを算出することが可能になる。そのための算出回路が１１５０である。１１５０ではθ＝arctan(E_sE_Lsinθ/E_sE_Lcosθ)の計算をする。

（実施例３）
実施例２において示した相対位相測定器１０００は、測定の原理を忠実に再現したものであり理解しやすい構造になっているが、２つのホモダイン検出器が90°異なる直交位相成分を測定できるように比較的困難な調整を行なわなければならず、また上手く調整できたとしても２分岐用のビームスプリッタ１１２１及び１１２２から干渉用のビームスプリッタ１１３１及び１１４１までの４つの光路がすべて別々であるために環境変動の結果、ホモダイン検出器１１３０と１１４０が測定する位相成分の位相差を90°に安定化させることはやはり困難である。

これらの問題点を解消した構造が図６である。入力光１を偏波調整器１２１１により直線偏光に調整し、また局発光２は入力光１とは直交する直線偏光で偏光ビームスプリッタ１２２１に入力させる。合波した２つのビームは直交する偏光で同一の光路を進み、ビームスプリッタ１２２２で両偏光とも２分割される。１２２２を透過したビームは半波長板１２２５で45°回転させて偏光ビームスプリッタ１２３１で２分割させる。偏光ビームスプリッタは反射する偏光と透過する偏光が決まっているので、信号光１と局発光２の１２３１からの反射光は同じ偏光になり、同様に透過光も信号光１と局発光２で同じ偏光になる。即ち、信号光１と局発光２は干渉したうえで光検出器１２３２及び１２３３において電気信号に変換されて差動出力器１２３４に導かれる。ホモダイン検出器１２３０は実施例２における１１３０と同じ働きをしている。もう一方のホモダイン検出器１２４０では信号光１と局発光２との位相差θがホモダイン検出器１２３０での位相差に比べて90°ずれている必要がある。それを達成するのがλ/4波長板１２２６である。１２２６の光学軸を信号光１及び局発光２の偏光方向に合わせれば互いの位相関係が90°ずれる。その後、ホモダイン検出器１２３０側と同様に半波長板１２２７で偏光を90°回転させ、偏光ビームスプリッタ１２４１で２分割し、光検出器１２４２及び１２４３で電気信号に変換して、差動出力器１２４４に導く。λ/4波長板１２２６のおかげでホモダイン検出器１２３０及び１２４０から互いに90°異なる位相成分を出力でき、回路１２５０により信号光１と局発光２の位相差θを得る。

本実施例では偏光ビームスプリッタ１２２１で信号光１と局発光２が合波された後は光検出されるまで同一光路を辿るのでたとえ環境変動があったとしても信号光１と局発光２が同じ変動を受け、その変動は打ち消しあって２つのホモダイン検出器の出力位相成分の位相差は安定して維持される。また、その位相差もλ/4波長板１２２６のおかげで正確に90°となり、調整も容易である。

ホモダイン検出は信号光と局発光の周波数が完全に一致することが好ましいが現実的には難しく、許容範囲内の周波数であれば実用上許される。例えば、DPSKの場合は隣り合う信号間で位相のずれが生じなければよいので、中継機における信号光と局発光の周波数差をΔf、ビットレートをf_rとすればΔf << f_rがホモダイン検出を用いた中継機が有効であるための条件である。

（実施例４）
実施例２及び３ではホモダイン検出に関する実施例を述べた。以下ではヘテロダイン検出に関する実施例を述べる。ヘテロダイン検出はホモダイン検出に比べて光学的処理を減らして電気的処理を増やした手法である。１つの実施例を図７に示す。局発光源２０の角周波数は入力信号光１の角周波数からδωずらしてω＋δωとする。入力光１は偏波調整器１３１１により局発光２と同じ偏波にする。50:50のビームスプリッタ１３２１を介して入力信号光１と局発光２を干渉させ光検出器１３２２及び１３２３で電気信号に変換し差動出力器１３２４に導く。ホモダイン検出の場合と同様に考えれば１３２４からの出力はE_sE_Lcos(δωt＋θ)となる。但し、θ=φ₁ −φ_Lである。次にミキサ１３３１及び１３３２によりそれぞれcos(δωt＋θ')及びsin(δωt＋θ')の正弦波と混合させれば(E_sE_L/2)[cos(2δωt＋θ＋θ')＋cos(θ-θ')]及び(E_sE_L/2)[sin(2δωt＋θ＋θ') - sin(θ-θ')]を得る。低域通過フィルタ１３３３及び１３３４を通過させて2δωの高周波成分をカットすれば回路１３３５に到達する信号は(E_sE_L/2)cos(θ-θ')及び-(E_sE_L/2)sin(θ-θ')となる。１３３５ではθ-θ'＝arctan((E_sE_L/2)sin(θ-θ')/(E_sE_L/2)cos(θ-θ'))の計算をし、これによりφ_L＋θ'を基準にしたφ₁の相対位相が求まる。位相変調器３０００ではアンチスクイズド光源２０００からの出力光を回路１３３５で求まったθ-θ'で変調する。

ヘテロダイン法においては信号光１と局発光２の角周波数差δωがミキサ１３３１及び１３３２において混合する周波数成分と正確に一致することが好ましいが、ホモダイン検出の時と同様にある許容範囲内ならば実用上許される。両角周波数の差を2πΔfとすれば、Δf << f_rがヘテロダイン法を用いた中継機が有効であるための条件である。

（実施例５）
実施例４においては平衡型検出器１３２０により信号光を受光する。平衡型検出器はDC成分が打ち消し合い、信号成分のみを取り出せることが長所である。しかしながらヘテロダイン検出では信号がδωの交流成分として検出され、それ以外の交流成分がフィルタでカットされるので、受光後にDC成分が残っていても構わない。この点を考慮した実施例が図８である。ビームスプリッタ１４２１により信号光１と局発光２が干渉して光検出器１４２２で受光する。１４２２からの出力信号にはδω成分とDC成分を含むが、ミキサ１４３１及び１４３２と低域通過フィルタ１４３３及び１４３４を介して元々のDC成分がカットされるので回路１４３５で求まる信号は実施例５と同様にθ-θ'となる。

ビームスプリッタ１４２１の分岐率は50:50である必要はなく、色々な値が考えられる。信号光を無駄なく利用する観点からは反射率を十分に大きくすることが有利である。一般に量子力学的状態の測定では、その量子力学的状態をできるだけ忠実に測定できるように反射率を大きく設定するのが通常である。この場合、局発光は無駄にする量が大きくなる。

（実施例６）
実施例５においては光検出器で受光後に２つの成分に分離してcos成分とsin成分を取り出す構成であった。光検出器を２個用いて受光前に２つの成分に分離することも可能である。この場合の実施の形態を示したのが図９である。入力信号光は偏波調整器１５１１により直線偏光に調整され、局発光２は半波長板１５２１及びλ/4波長板１５２２により円偏光に調整され、ビームスプリッタ１５２３により合波される。半波長板１５２４は、入力光１が偏光ビームスプリッタ１５３１において50:50で分岐されるように偏光を調整する。偏波面調整器１５１１が適切に調整されるならば半波長板１５２４は省略できる。円偏光は直交する２つの直線偏光を90°の位相差で合成したものなので、円偏光である局発光２が偏光ビームスプリッタ１５３１で分岐されれば２ビーム間で90°の位相差を持つことになる。この結果、信号光１と局発光２の位相差は、光検出器１５３２と１５３３では90°異なることになる。したがって、以降のミキサ１５４１及び１５４２では同じcos(δω＋θ')成分と混合させれば低域通過フィルタ１５４３及び１５４４通過後にcos(θ-θ')及びsin(θ-θ')成分を得ることができて、回路１５４５によりθ-θ'＝arctan(sin(θ-θ')/ cos(θ-θ'))を計算する。

尚、ビームスプリッタ１５２３の分岐率は50:50である必要はなく、色々な値が考えられる。信号光を無駄なく利用する観点からは透過率を十分に大きくすることが有利である。一般に量子力学的状態の測定では、その量子力学的状態をできるだけ忠実に測定できるように透過率を大きく設定するのが通常である。この場合、局発光は無駄にする量が大きくなる。

（実施例７）
以上の実施例では局発光源２０を用いた場合を述べた。しかしながら、局発光源を配置した構成では、ホモダイン検出の場合に局発光源の周波数を信号光の周波数に正確に一致させる必要があり、またヘテロダイン検出の場合は局発光源と信号光の周波数差を一定値に保持しなければならない。これらを実現する回路構成はやや複雑になるため、信号光自身を局発光にする構成も有意である。図１０にその場合の実施の形態を示す。入力光１はビームスプリッタ１６１１により２分割される。２分割された一方のビームは、50:50のビームスプリッタ１６２１、ミラー１６２２及び１６２３からなる１ビット分の光路差のある非対称干渉計１６２０を用いて信号光同士で干渉する。干渉後の２ビームは光検出器１６４１及び１６４２で検出され、差信号が差動出力器１６４３から出力される。ビームスプリッタ１６１１で２分岐されたもう一方のビームも非対称干渉計１６３０、平衡型検出器１６５０で同様に処理される。

本構成で検出するのは隣り合うビット間の位相差である。実施例６までの議論と同様にこの隣り合うビット間の位相差θを求めるためにはcosθとsinθに関する量を測定する必要がある。そのためには非対称干渉計１６２０内の２光路間位相差と１６３０内の２光路間位相差の違いを90°に設定すればよい。実施例６までの議論と同様にして回路１６６０において位相差θが求まるが、位相変調器３０００でアンチスクイズド光源２０００からの出力光を変調する際は、隣り合うビット間の位相差θではなく各ビットに対する位相で変調する必要がある。そのため回路１６６０にはi-1番目とi番目の信号間の位相差をθ_iとして(Σ_(i≧j)θ_j - 2πn)(但し、nは0 ≦Σ_(i≧j)θ_j - 2πn < 2πを満足する整数)を計算する回路が付加される。

局発光を用いた構成では、局発光の揺らぎの影響を最小限に抑えることができるので、中継機で測定される位相の揺らぎは信号光の持つ揺らぎ程度であるが、局発光に信号光自身を用いた本実施例の構成では測定した位相に局発光の揺らぎも含むことになる。

実施例６までのように局発光源を用意するのと本実施例のように信号光自身を局発光に利用するのとどちらを選択するかは、システム設計に依存する。測定揺らぎを最低限に抑えたい場合は局発光源を配置した構成にする。電気系統を単純にしたい場合は、本実施例のような信号光自身を局発光にする構成にする。

なお、図示の非対称干渉計は非対称マイケルソン型干渉計だが、それ以外のものを用いてもよい。例えば、非対称マッハツェンダー型干渉計を非対称マイケルソン型干渉計の代わりに用いてもよい。

本実施例の要旨を述べると以下の通りである。

光路長差δLで信号が重畳された前記信号光が第１のビームスプリッタで２分割され、
前記第１のビームスプリッタの第１の出力光は光路長差δLの第１の非対称マイケルソン干渉計又は第１の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つに入力され、その干渉計からの２つの出力光は第１および第２の光検出器で電気信号に変換され、
前記第１および第２の光検出器の出力電気信号は第１の差動出力器に導かれ、
前記第１のビームスプリッタの第２の出力光は光路長差δLの第２の非対称マイケルソン干渉計又は第２の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つに入力され、その干渉計からの２つの出力光は第３および第４の光検出器で電気信号に変換され、
前記第３および第４の光検出器の出力電気信号は第２の差動出力器に導かれ、
前記第１と第２の差動出力器は９０°異なる位相成分を出力するように、前記第１の非対称マイケルソン干渉計又は前記第１の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つの光路長差δLと、前記第２の非対称マイケルソン干渉計又は前記第２の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つの光路長差δLとの位相差が９０°になるように設定され、
前記第１および第２の差動出力器の出力から隣り合う信号間の位相差θが求められ、
i-1番目とi番目の信号間の位相差をθ_iとすればアンチスクイズド光源からのi番目のパルスが(Σ_(i≧j)θ_j - 2πn)(但し、nは0 ≦Σ_(i≧j)θ_j - 2πn < 2πを満足する整数)の変調量で位相変調器において変調され、最終的な出力光を得ることを特徴とする光通信用中継機。

（実施例８）
以上の実施例では相対位相測定のための構成例を示してきた。最後にアンチスクイズド光源２０００の構成例を示す。

図１１はアンチスクイズド光源の実施の形態を示すブロック図である。連続発振するレーザーダイオード（ＬＤ）２１１０からの出力光を強度変調器２１２０によりパルス光に変換し、光アンプ２１３０により増幅し、ＬＤ２１１０の発振波長に対して負の群速度分散を示す単一モードファイバ２１４０に伝播させる。光ファイバ伝播中のパルス光はファイバ固有の波長分散効果と光強度に依存したカー効果を受けるが、適当な光強度においては分散効果とカー効果が釣り合ってパルス波形を維持してファイバ伝播するようになる。これが基本ソリトンと呼ばれる状態である。このソリトン条件よりも光強度が強くなると高次のソリトン状態になり、ソリトン周期と呼ばれる周期でパルス幅が変化するようになる。最もパルス幅が小さくなった地点でファイバ２１４０の伝播を打ち切れば入力時のパルス幅よりも短くなったパルス光を得ることができる。パルスが短くなったことによりピーク強度が増すのでこの状態を維持したまま単一モードファイバ２１５０に伝播させることができれば、大きい光強度によるカー効果を通して位相方向に揺らぎの広がったアンチスクイズド光を得ることができる。また光アンプ２１３０により初期揺らぎも増幅されているのでその分だけアンチスクイーズも大きくなる。ファイバ２１５０においてパルス波形を維持してファイバ伝播させるためには基本ソリトン条件を満足させれば良く、高次ソリトン条件を満たしていたファイバ２１４０に比べて負の群速度分散の大きさが小さいファイバを用いればよい。ファイバ２１５０では大きいピーク強度を維持したまま伝播させるのでラマン効果によりピーク波長がシフトし、ファイバ２１５０の後段に配置した帯域通過フィルタ２１６０によりＬＤ２１１０の元もとの発振波長の光と分離する。

本発明の実施例は巨視的な光強度に対しても量子力学的性質を発揮して安全な通信を可能にする方法を実現するうえで不可欠な中継方法を提供している。即ち、本発明は安全な通信方法を現実的な条件下で実現するのにおいて鍵となる装置を提供するものであり利用可能性は高い。

なお、図面中の符号の意味を列挙すると以下の通りである。
１…入力信号、２…局発光、３…出力光、
２０…局発光源、
１０００…相対位相測定器、
１１１１…偏波調整器、１１２１…ビームスプリッタ、１１２２…ビームスプリッタ、１１２５…位相調整器、１１３０…平衡型ホモダイン検出器、１１３１…ビームスプリッタ、１１３２…光検出器、１１３３…光検出器、１１３４…差動出力器、１１４０…平衡型ホモダイン検出器、１１４１…ビームスプリッタ、１１４２…光検出器、１１４３…光検出器、１１４４…差動出力器、１１５０…回路、
１２１１…偏波調整器、１２２１…偏光ビームスプリッタ、１２２２…ビームスプリッタ、１２２５…半波長板、１２２６…λ/4波長板、１２２７…半波長板、１２３０…平衡型ホモダイン検出器、１２３１…偏光ビームスプリッタ、１２３２…光検出器、１２３３…光検出器、１２３４…差動出力器、１２４０…平衡型ホモダイン検出器、１２４１…偏光ビームスプリッタ、１２４２…光検出器、１２４３…光検出器、１２４４…差動出力器、１２５０…回路、
１３１１…偏波調整器、１３２０…平衡型ヘテロダイン検出器、１３２１…ビームスプリッタ、１３２２…光検出器、１３２３…光検出器、１３２４…差動出力器、１３３１…ミキサ、１３３２…ミキサ、１３３３…低域通過フィルタ、１３３４…低域通過フィルタ、１３３５…回路、
１４１１…偏波調整器、１４２１…ビームスプリッタ、１４２２…光検出器、１４３１…ミキサ、１４３２…ミキサ、１４３３…低域通過フィルタ、１４３４…低域通過フィルタ、１４３５…回路、
１５１１…偏波調整器、１５２１…半波長板、１５２２…λ/4波長板、１５２３…ビームスプリッタ、１５２４…半波長板、１５３１…偏光ビームスプリッタ、１５３２…光検出器、１５３３…光検出器、１５４１…ミキサ、１５４２…ミキサ、１５４３…低域通過フィルタ、１５４４…低域通過フィルタ、１５４５…回路、
１６１１…ビームスプリッタ、１６２０…非対称干渉計、１６２１…ビームスプリッタ、１６２２…ミラー、１６２３…ミラー、１６３０…非対称干渉計、１６４０…平衡型ホモダイン検出器、１６４１…光検出器、１６４２…光検出器、１６４３…差動出力器、１６５０…平衡型ホモダイン検出器、１６６０…回路
２０００…アンチスクイズド光源、
２１１０…レーザー、２１２０…強度変調器、２１３０…光アンプ、２１４０…光ファイバ、２１５０…光ファイバ、２１６０…帯域通過フィルタ、
３０００…位相変調器

本発明を具体的に実施するための構成の原理を示すブロック図である。 アンチスクイズド光を表す模式図。 平衡型ホモダイン検出器の基本構成を表す図。 アンチスクイズド光を２組の平衡型ホモダイン検出した際の測定値の確率分布を表す模式図。 本発明を具体的に実施するための１つの構成を示す。 本発明を具体的に実施するための１つの構成を示す。 本発明を具体的に実施するための１つの構成を示す。 本発明を具体的に実施するための１つの構成を示す。 本発明を具体的に実施するための１つの構成を示す。 本発明を具体的に実施するための１つの構成を示す。 アンチスクイズド光源の具体的な構成の１つを示すブロック図。

符号の説明

１…入力信号、２…局発光、３…出力光、
２０…局発光源、
１０００…相対位相測定器、
１１１１…偏波調整器、１１２１…ビームスプリッタ、１１２２…ビームスプリッタ、１１２５…位相調整器、１１３０…平衡型ホモダイン検出器、１１３１…ビームスプリッタ、１１３２…光検出器、１１３３…光検出器、１１３４…差動出力器、１１４０…平衡型ホモダイン検出器、１１４１…ビームスプリッタ、１１４２…光検出器、１１４３…光検出器、１１４４…差動出力器、１１５０…回路、
１２１１…偏波調整器、１２２１…偏光ビームスプリッタ、１２２２…ビームスプリッタ、１２２５…半波長板、１２２６…λ/4波長板、１２２７…半波長板、１２３０…平衡型ホモダイン検出器、１２３１…偏光ビームスプリッタ、１２３２…光検出器、１２３３…光検出器、１２３４…差動出力器、１２４０…平衡型ホモダイン検出器、１２４１…偏光ビームスプリッタ、１２４２…光検出器、１２４３…光検出器、１２４４…差動出力器、１２５０…回路、
１３１１…偏波調整器、１３２０…平衡型ヘテロダイン検出器、１３２１…ビームスプリッタ、１３２２…光検出器、１３２３…光検出器、１３２４…差動出力器、１３３１…ミキサ、１３３２…ミキサ、１３３３…低域通過フィルタ、１３３４…低域通過フィルタ、１３３５…回路、
１４１１…偏波調整器、１４２１…ビームスプリッタ、１４２２…光検出器、１４３１…ミキサ、１４３２…ミキサ、１４３３…低域通過フィルタ、１４３４…低域通過フィルタ、１４３５…回路、
１５１１…偏波調整器、１５２１…半波長板、１５２２…λ/4波長板、１５２３…ビームスプリッタ、１５２４…半波長板、１５３１…偏光ビームスプリッタ、１５３２…光検出器、１５３３…光検出器、１５４１…ミキサ、１５４２…ミキサ、１５４３…低域通過フィルタ、１５４４…低域通過フィルタ、１５４５…回路、
１６１１…ビームスプリッタ、１６２０…非対称干渉計、１６２１…ビームスプリッタ、１６２２…ミラー、１６２３…ミラー、１６３０…非対称干渉計、１６４０…平衡型ホモダイン検出器、１６４１…光検出器、１６４２…光検出器、１６４３…差動出力器、１６５０…平衡型ホモダイン検出器、１６６０…回路
２０００…アンチスクイズド光源、
２１１０…レーザー、２１２０…強度変調器、２１３０…光アンプ、２１４０…光ファイバ、２１５０…光ファイバ、２１６０…帯域通過フィルタ、
３０００…位相変調器。

Claims (18)

1. 位相方向にアンチスクイズドした入力信号光と、局発光源とを有し、
   前記入力信号光と前記局発光源からの局発光とを入力し、前記入力信号光と前記局発光との相対位相θを求める相対位相測定器を有し、
   レーザー光の揺らぎを位相空間内で振幅に直交する方向に拡大させたアンチスクイズド光源からの出力光を位相変調器において前記相対位相測定器で求めた前記位相の値θにより変調し、出力光を得ることを特徴とする光通信用中継機。
2. 0とπに対応させた２値の信号をφ_sとし、位相方向にアンチスクイーズした信号光の揺らぎをδφ_sとし、乱数又は擬似乱数で決まる位相をαとすると、前記入力信号光の位相はφ₁＝φ_s＋δφ_s＋αであることを特徴とする請求項１記載の光通信用中継機。
3. 前記入力信号光を前記局発光と同じ偏光状態で、第１のビームスプリッタにより２分割して、第１および第２の信号光とし、
   前記局発光を第２のビームスプリッタで２分割して第１および第２の局発光とし、
   前記第１の信号光と前記第１の局発光とを第３のビームスプリッタに入力してビームを２分割すると共に、それぞれのビームが重なるようにして干渉させ、その干渉ビームを第１および第２の光検出器で電気信号に変換し、
   前記第１および第２の光検出器の出力電気信号を第１の差動出力器に導き、
   前記第２の信号光と前記第２の局発光とを第４のビームスプリッタに入力してビームを２分割すると共に、それぞれのビームが重なるようにして干渉させ、その干渉ビームを第３および第４の光検出器で電気信号に変換し、
   前記第３および第４の光検出器の出力電気信号を第２の差動出力器に導き、
   前記第１の差動出力器と第２の差動出力器とは９０°異なる位相成分を出力するように、前記第1のビームスプリッタと前記第３のビームスプリッタとの光路上、あるいは前記第1のビームスプリッタと前記第４のビームスプリッタとの光路上、あるいは前記第２のビームスプリッタと前記第３のビームスプリッタとの光路上、あるいは前記第２のビームスプリッタと前記第４のビームスプリッタとの光路上のいずれかに位相調整器が設けられるか、又は前記第１、２，３，４のビームスプリッタのいずれかを各ビームスプリッタの任意の方向(但し、各ビームスプリッタの面内方向を除く。) に移動させて位相調整するように構成され、
   前記第１および第２の差動出力器の出力を用いて前記相対位相θを求めることを特徴とする請求項１記載の光通信用中継機。
4. 前記入力信号光を第１のビームスプリッタに入力する前段に、偏波調整器が設けられていることを特徴とする請求項３記載の光通信用中継機。
5. 前記信号光と前記局発光とが直交する直線偏光となるようにして、前記信号光および前記局発光とが第１の偏光ビームスプリッタに入力され、合波した２つのビームは直交する偏光で同一光路を進んで第１のビームスプリッタで両偏光共に２分割され、
   前記第１のビームスプリッタの第１の出力光は第２の偏光ビームスプリッタにより前記信号光成分および前記局発光成分のそれぞれが２分割されるように前記第２の偏光ビームスプリッタが配置され、その分割により前記信号光と前記局発光が干渉し、その干渉ビームは第１および第２の光検出器で電気信号に変換され、
   前記第１および第２の光検出器の出力電気信号は第１の差動出力器に導かれ、
   前記第１のビームスプリッタの第２の出力光はλ／４波長板を、前記信号光及び前記局発光の偏光方向が前記λ／４波長板の光学軸に一致する方向で透過し、前記信号光成分および前記局発光成分のそれぞれが２分割されるように設置された第３の偏光ビームスプリッタで２分割され、その分割により前記信号光と前記局発光が干渉し、その干渉ビームは第３および第４の光検出器で電気信号に変換され、
   前記第３および第４の光検出器の出力電気信号は第２の差動出力器に導かれ、
   前記第１および第２の差動出力器の出力を用いて前記相対位相θを求めることを特徴とする請求項１記載の光通信用中継機。
6. 前記第１の偏光ビームスプリッタの前記信号光入力側に偏波調整器を具備することを特徴とする請求項５記載の光通信用中継機。
7. 前記信号光と前記局発光とが直交する直線偏光となるようにして、前記信号光および前記局発光とが第１の偏光ビームスプリッタに入力され、合波した２つのビームは直交する偏光で同一光路を進んで第１のビームスプリッタで両偏光共に２分割され、
   前記第１のビームスプリッタの第１の出力光は半波長板で４５°だけ偏光方向が回転し、第２の偏光ビームスプリッタにより第１の出力光の前記信号光成分および前記局発光成分のそれぞれが２分割され、その分割により前記信号光と前記局発光が干渉し、その干渉ビームは第１および第２の光検出器で電気信号に変換され、
   前記第１および第２の光検出器の出力電気信号は第１の差動出力器に導かれ、
   前記第１のビームスプリッタの第２の出力光はλ／４波長板を、前記信号光及び前記局発光の偏光方向が前記λ／４波長板の光学軸に一致する方向で透過し、半波長板で４５°だけ偏光方向が回転し、第３の偏光ビームスプリッタにより前記第２の出力光の前記信号光成分および前記局発光成分のそれぞれが２分割され、その分割により前記信号光と前記局発光が干渉し、その干渉ビームは第３および第４の光検出器で電気信号に変換され、
   前記第３および第４の光検出器の出力電気信号は第２の差動出力器に導かれ、
   前記第１および第２の差動出力器の出力を用いて前記相対位相θを求めることを特徴とする請求項１記載の光通信用中継機。
8. 前記第１の偏光ビームスプリッタの前記信号光入力側に偏波調整器を具備することを特徴とする請求項７記載の光通信用中継機。
9. レーザー光源と、前記レーザー光源からの出力光をパルス光にする強度変調器（ここで、変調の際のパルス時間幅の半値全幅をΔＴとする。）と、
   前記パルス光を増幅する光アンプ（ここで、増幅後のピーク強度をＰ_０とする）と、
   前記レーザー光源の発振波長λに対して負の群速度分散を示す第１の光ファイバと、
   前記第１の光ファイバよりも負の群速度分散の大きさが小さい第２の光ファイバを前記アンチスクイズド光源は有し、
   Ｔ_０＝ΔＴ／（２ｘ０．８８１３７）で定義されるパルス幅Ｔ_０、前記第１の光ファイバの発振波長λでの群速度分散β_２、前記第１の光ファイバのλでの非線形係数γから式Ｎ^２＝γＰ_０Ｔ_０ ^２／｜β_２｜により与えられるソリトン次数Ｎが２以上になるようにΔＴ、Ｐ_０，β_２の各パラメタが設定され、
   各パラメタ設定後のソリトン次数Ｎとソリトン周期ｚ_０＝（π／２）Ｔ_０ ^２／｜β_２｜から決定されるファイバ長ｚ_ｏｐｔ＝ｚ_０（０．３２／Ｎ＋１．１／Ｎ^２）の60% 〜 150%の範囲となるように前記第１の光ファイバの長さが設定され、
   前記第２の光ファイバの長さは１ｋｍから１００ｋｍの範囲にあり、
   前記アンチスクイズド光源からの最終的出力光が振幅方向に比べて位相方向にノイズの広がった光であることを特徴とする請求項１記載の光通信用中継機。
10. 直線偏光に調整された角周波数ωの前記入力光と、円偏光に調整された角周波数ω＋δωの前記局発光が第1のビームスプリッタで合波され、
    偏光ビームスプリッタに入射して信号光と局発光とがそれぞれ２分割されて第１および第２のビームとなり、
    前記第１のビームは第１の光検出器に入力され、前記第２のビームは第２の光検出器に入力されて、これら第１および第２の光検出器の出力信号は互いに同位相でそれぞれ第1及び第2のミキサにより角周波数δωの正弦波と混合され、混合された電気信号はそれぞれ第1および第2の低域通過フィルタによりδωよりも小さい成分のみが取り出され、これら第1および第2の低域成分から入力光の局発光に対する相対位相が算出されることを特徴とする請求項１記載の光通信用中継機。
11. 前記ビームスプリッタの信号光入力側に偏波調整器を具備することを特徴とする請求項１０記載のアンチスクイズド光中継機。
12. 前記信号光との角周波数差がδωの前記局発光が同じ偏波でビームスプリッタにより合波され、前記ビームスプリッタからの２つの出力光が第1及び第2の光検出器によりそれぞれ第1及び第2の電気信号に変換されて差動出力器に導かれ、
    前記差動出力器からの出力電気信号は２分割され、2分割された一方の電気信号は第1のミキサにより角周波数δωの正弦波と混合され、もう一方の電気信号は第２のミキサにより前記第１のミキサとはπ／２だけ異なる位相で角周波数δωの正弦波と混合され、それぞれの混合された電気信号は前記第１および第２のミキサの後段にそれぞれ接続された第１および第２の低域通過フィルタによりδωよりも小さい成分のみが取り出され、これら２つの低域成分から入力光の局発光に対する相対位相が算出されることを特徴とする請求項１記載の光通信用中継機。
13. 前記ビームスプリッタの信号光入力側に偏波調整器を具備することを特徴とする請求項１２記載の光通信用中継機。
14. 前記信号光との角周波数差がδωの前記局発光が同じ偏波でビームスプリッタにより合波され、前記ビームスプリッタからの出力光の一方が光検出器により電気信号に変換され、
    前記電気信号が２分割され、2分割された一方の電気信号は第1のミキサにより角周波数δωの正弦波と混合され、もう一方の電気信号は第２のミキサにより前記第１のミキサとはπ／２だけ異なる位相で角周波数δωの正弦波と混合され、それぞれの混合された電気信号は前記第１および第２のミキサの後段にそれぞれ接続された第１および第２の低域通過フィルタによりδωよりも小さい成分のみが取り出され、これら２つの低域成分から入力光の局発光に対する相対位相が算出されることを特徴とする請求項１記載の光通信用中継機。
15. 前記ビームスプリッタの前記信号光入力側に偏波調整器を具備することを特徴とする請求項１４記載の光通信用中継機。
16. 入力信号光と、局発光源とを有し、
    前記入力信号光と前記局発光源からの局発光とが、第１の偏光ビームスプリッタにより直交する偏波で合波され、ビームスプリッタにより第１および第２のビームに２分割され、
    前記第１のビームは第２の偏光ビームスプリッタに入射して信号光と局発光とがそれぞれ２分割されて第３および第４のビームとなり、
    前記第３のビームは第１の光検出器に入力され、前記第４のビームは第２の光検出器に入力されて、これら第１および第２の光検出器の差信号が第１の出力信号となり、
    前記ビームスプリッタで分割された前記第２のビームはλ／４波長板を、信号光と局発光の偏光方向がλ／４波長板の光学軸に一致する方向で透過し、
    第３の偏光ビームスプリッタに入射して信号光と局発光とがそれぞれ２分割されて第５および第６のビームとなり、
    前記第５のビームは第３の光検出器に入力され、前記第６のビームは第４の光検出器に入力されて、これら第３および第４の光検出器の差信号が第２の出力信号となることを特徴とする光の２つの直交位相成分の測定器。
17. 前記ビームスプリッタと前記第２の偏光ビームスプリッタの間、及び、前記λ/４波長板と前記第３の偏光ビームスプリッタの間に半波長板を具備することを特徴とする請求項１６記載の光の２つの直交位相成分の測定器。
18. 光路長差δLで信号が重畳された前記信号光が第１のビームスプリッタで２分割され、
    前記第１のビームスプリッタの第１の出力光は光路長差δLの第１の非対称マイケルソン干渉計又は第１の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つに入力され、その干渉計からの２つの出力光は第１および第２の光検出器で電気信号に変換され、
    前記第１および第２の光検出器の出力電気信号は第１の差動出力器に導かれ、
    前記第１のビームスプリッタの第２の出力光は光路長差δLの第２の非対称マイケルソン干渉計又は第２の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つに入力され、その干渉計からの２つの出力光は第３および第４の光検出器で電気信号に変換され、
    前記第３および第４の光検出器の出力電気信号は第２の差動出力器に導かれ、
    前記第１と第２の差動出力器は９０°異なる位相成分を出力するように、前記第１の非対称マイケルソン干渉計又は前記第１の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つの光路長差δLと、前記第２の非対称マイケルソン干渉計又は前記第２の非対称マッハツェンダー干渉計のいずれか一つの光路長差δLとの位相差が９０°になるように設定され、
    前記第１および第２の差動出力器の出力から隣り合う信号間の位相差θが求められ、
    i-1番目とi番目の信号間の位相差をθ_iとすればアンチスクイズド光源からのi番目のパルスが(Σ_(i≧j)θ_j - 2πn)(但し、nは0 ≦Σ_(i≧j)θ_j - 2πn < 2πを満足する整数)の変調量で位相変調器において変調され、最終的な出力光を得ることを特徴とする光通信用中継機。

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