JP2008067476A - Gate drive circuit for voltage-driven power semiconductor device - Google Patents

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聡毅 滝沢
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce temperature rise in a diode chip, without having to lower the switching frequency, increase the gate resistance, or increase the gate-emitter capacitance. <P>SOLUTION: A filter 23, a comparator 24, a logic circuit 26, a switch element 27, a resistor 28, and the like are added to a conventional gate drive circuit. A gate drive signal (PWM control signal) as the output signal of an insulator 15 is inputted to the filter 23, and its output is compared with a set value 25 at the comparator 14. When the on-duty is low, the outputs of the comparator 24 and the logic circuit 26 are at L level. Only a gate resistor 11 is used for turn-on, and this slows down the operation; and as a result, the reverse recovery loss, when the on-duty is low, is reduced. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

この発明は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの、電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路に関する。   The present invention relates to a gate drive circuit for a voltage-driven power semiconductor device such as an IGBT (insulated gate bipolar transistor).

図６に、ＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波数）インバータシステムの一般的な例を示す。同図において、１は直流電源回路（交流電源の場合は、整流器と大容量のコンデンサより構成される）、２はＩＧＢＴ３ａ，３ｂおよびダイオード４ａ，４ｂなどからなり直流を交流に変換するインバータ回路、５ａ，５ｂはＩＧＢＴを駆動するためのゲート駆動回路（各ＩＧＢＴに対応して設けられる）、６は負荷としてのモータである。１３は、Ｖ／Ｆ（電圧／周波数）制御ブロック１６およびＰＷＭ（パルス幅変調）信号生成ブロック１９等からなる制御部である。   FIG. 6 shows a general example of a VVVF (variable voltage / variable frequency) inverter system. In the figure, 1 is a DC power supply circuit (in the case of AC power supply, it is composed of a rectifier and a large-capacity capacitor), 2 is an inverter circuit comprising IGBTs 3a, 3b and diodes 4a, 4b, etc., for converting DC to AC, 5a and 5b are gate drive circuits (provided corresponding to each IGBT) for driving the IGBT, and 6 is a motor as a load. A control unit 13 includes a V / F (voltage / frequency) control block 16, a PWM (pulse width modulation) signal generation block 19, and the like.

図７に、例えば特許文献１に開示されたゲート駆動回路の詳細を示す。７は本回路駆動用の正側電源、８は同じく負正側電源、９および１０はＩＧＢＴ３をターンオンおよびターンオフさせるためのスイッチ素子（バッファ回路として作用する）、１１および１２はターンオンおよびターンオフ用のゲート抵抗で、制御部１３からのＰＷＭ制御に基づくオン，オフ指令信号（ＰＷＭ制御信号）ＣＴａ，ＣＴｂによって動作する。また、制御部１３とゲート駆動回路間は絶縁が必要となるため、フォトカプラなどの絶縁器１５を接続し、さらにＩＧＢＴのゲート・エミッタ間にはコンデンサ２０、スイッチ素子９，１０のベースには抵抗２１，コンデンサ２２などが接続されている。   FIG. 7 shows details of the gate drive circuit disclosed in Patent Document 1, for example. 7 is a positive power source for driving this circuit, 8 is also a negative positive power source, 9 and 10 are switching elements (acting as a buffer circuit) for turning on and off the IGBT 3, and 11 and 12 are for turning on and off The gate resistor operates by on / off command signals (PWM control signals) CTa and CTb based on PWM control from the control unit 13. In addition, since insulation between the control unit 13 and the gate drive circuit is necessary, an insulator 15 such as a photocoupler is connected, and a capacitor 20 and a base of the switch elements 9 and 10 are connected between the gate and emitter of the IGBT. A resistor 21 and a capacitor 22 are connected.

図６に示す負荷６を誘導機などの交流機とし、オープンループによるＶＶＶＦ制御を実施するため、制御部１３内において、モータの出力トルクが一定となるようにＶ／Ｆ一定制御、つまり図８に示すようにインバータの出力電圧指令Ｖ*と出力周波数指令Ｆ*との比を一定とする制御を実施する。Ｖ／Ｆ制御ブロック１６からは、出力周波数指令Ｆ*の大きさに応じて或る比例関係を持つ電圧指令信号Ｖ*が出力され、これがＰＷＭ信号生成ブロック１９に入力され、ＩＧＢＴに対するオン，オフ指令信号（ＰＷＭ制御信号）ＣＴａ，ＣＴｂを生成する。 Since the load 6 shown in FIG. 6 is an AC machine such as an induction machine and performs VVVF control by open loop, V / F constant control is performed in the control unit 13 so that the output torque of the motor is constant, that is, FIG. As shown in FIG. 4, control is performed to keep the ratio of the output voltage command V * and the output frequency command F * of the inverter constant. A voltage command signal V * having a certain proportional relationship is output from the V / F control block 16 according to the magnitude of the output frequency command F * , and this is input to the PWM signal generation block 19 to turn on / off the IGBT. Command signals (PWM control signals) CTa and CTb are generated.

以上のような構成により、モータを高速動作させる場合（周波数指令Ｆ*が大）は、インバータの出力電圧を高くする必要があるため、必然的にオン，オフ指令信号（ＰＷＭ制御信号）ＣＴａ，ＣＴｂのオンデューティ（オンオフデューティ）は、図９（ａ）のように高くなり、逆に低速動作させる場合は図９（ｂ）のように、ＰＷＭ制御信号のオンデューティ（オンオフデューティ）は低くする必要がある。 With the above configuration, when the motor is operated at high speed (the frequency command F * is large), it is necessary to increase the output voltage of the inverter, so that the on / off command signal (PWM control signal) CTa, The on-duty (on-off duty) of CTb is increased as shown in FIG. 9 (a). Conversely, when operating at a low speed, the on-duty (on / off duty) of the PWM control signal is lowered as shown in FIG. 9 (b). There is a need.

特開平１１−０６９７７８号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-069778

図６のシステムにおいて、モータが低速運転（低周波出力運転）の場合、ＰＷＭ制御信号のオンデューティは上述のように低くなるため、モータに流れる負荷電流は、ＩＧＢＴ３側よりもダイオード４側を流れる期間の方が多くなる。特に極低周波運転のときは、殆どダイオード側を流れることになる。
このような場合に負荷電流が大きいと、ＩＧＢＴ３側に比べダイオード４側の発生損失が大きくなり、ダイオードチップの発熱温度が高くなる。一般に図６のシステムに適用されるＩＧＢＴモジュール（ＩＧＢＴとダイオードが内蔵されたモジュール）では、ＩＧＢＴチップ側の熱抵抗値に比べ、ダイオードチップ側の熱抵抗値の方が大きいため、ＩＧＢＴチップの最高発熱温度より、ダイオードチップ側の最高発熱温度の方が高くなり、ダイオードチップの温度が本システムの熱設計上の制約条件となる。つまり、適用するＩＧＢＴモジュールの定格やＩＧＢＴモジュール冷却用の放熱器の決定に、ダイオードチップの温度上昇を考慮する必要が生じている。 In the system of FIG. 6, when the motor is operating at low speed (low frequency output operation), the on-duty of the PWM control signal is reduced as described above, so the load current flowing through the motor flows on the diode 4 side rather than on the IGBT 3 side. The period is more. In particular, during extremely low frequency operation, the current almost flows through the diode side.
In such a case, if the load current is large, the generated loss on the diode 4 side becomes larger than that on the IGBT 3 side, and the heat generation temperature of the diode chip becomes high. In general, in an IGBT module (a module incorporating an IGBT and a diode) applied to the system shown in FIG. 6, the thermal resistance value on the diode chip side is larger than the thermal resistance value on the IGBT chip side. The maximum exothermic temperature on the diode chip side is higher than the exothermic temperature, and the temperature of the diode chip becomes a constraint on the thermal design of this system. That is, it is necessary to consider the temperature rise of the diode chip in determining the rating of the IGBT module to be applied and the heat sink for cooling the IGBT module.

また、本ダイオードの発生損失源として、オン状態において電流が流れている際に発生する定常損失と、ターンオフする際に発生する逆回復損失とがあるが、定常損失については概ねダイオード側のオンデューティ比例となるが、逆回復損失はスイッチング周波数比例となるため、高周波スイッチング化には限界がある。一方、スイッチング周波数を低周波とすれば、上記問題は解決される方向となるが、出力電流（負荷電流）リプルが大きくなることによる出力フィルタの大形化や、モータの磁気騒音の問題が発生する。   In addition, there are steady loss that occurs when current is flowing in the ON state and reverse recovery loss that occurs when the diode is turned off. Although proportional, the reverse recovery loss is proportional to the switching frequency, so there is a limit to switching to high frequency. On the other hand, if the switching frequency is set to a low frequency, the above problem will be solved, but problems such as an increase in the size of the output filter due to a large output current (load current) ripple and a problem of magnetic noise in the motor occur. To do.

一方、ダイオードの逆回復損失を低減させる手段として、図７に示すゲート駆動回路のターンオン側の抵抗１１やベース抵抗２１の高抵抗化、またはコンデンサ２０，２２の大容量化があるが、そうするとＩＧＢＴ側のターンオン損失が増加するため、モータが高速運転（ＰＷＭデューティが高くなり、流れる電流の大部分の期間でＩＧＢＴ側に流れる）されている場合の、ＩＧＢＴの発熱が問題となる。   On the other hand, as means for reducing the reverse recovery loss of the diode, there are an increase in resistance of the turn-on side resistance 11 and base resistance 21 of the gate drive circuit shown in FIG. Since the turn-on loss on the side increases, the heat generation of the IGBT becomes a problem when the motor is operating at high speed (the PWM duty is high and flows to the IGBT side during most of the flowing current).

したがって、この発明の課題は、スイッチング周波数を低下させたりゲート抵抗の高抵抗化、またはゲート・エミッタ間容量を高容量化したりせずに、ダイオードチップの温度上昇を低減できるようにすることにある。   Accordingly, it is an object of the present invention to reduce the temperature rise of the diode chip without lowering the switching frequency, increasing the gate resistance, or increasing the gate-emitter capacitance. .

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、電力変換装置を構成する電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路において、
前記電圧駆動型電力用半導体素子に与えられるゲート駆動信号のオンオフデューティを検出する検出回路を設け、その検出値に応じてターンオン側のゲート駆動条件を切り換えることを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記ゲート駆動条件の切り換えは、ゲート駆動用電源の正側電位と前記電圧駆動型電力用半導体素子のゲート端子間に接続されているゲート抵抗の抵抗値、または電圧駆動型電力用半導体素子のゲート端子とエミッタ端子間に接続されているコンデンサの容量値を変化させることにより行なうことができる（請求項２の発明）。 In order to solve such a problem, in the invention of claim 1, in the gate drive circuit of the voltage-driven power semiconductor element constituting the power converter,
A detection circuit for detecting an on / off duty of a gate drive signal applied to the voltage-driven power semiconductor element is provided, and the gate drive condition on the turn-on side is switched according to the detected value.
In the first aspect of the present invention, the switching of the gate driving condition is performed by changing a resistance value of a gate resistor connected between a positive potential of a gate driving power source and a gate terminal of the voltage driving power semiconductor element, or This can be done by changing the capacitance value of the capacitor connected between the gate terminal and the emitter terminal of the voltage-driven power semiconductor element (invention of claim 2).

また、請求項１の発明においては、前記ゲート駆動条件の切り換えは、ゲート駆動の最終段に接続されているバッファ回路のゲートまたはベース端子に接続されている抵抗の抵抗値、または前記バッファ回路のゲートまたはベース端子と前記電圧駆動型電力用半導体素子のエミッタ端子との間に接続されているコンデンサの容量値を変化させることにより行なうことができる（請求項３の発明）。
請求項１〜３のいずれか１つに記載の発明においては、前記オンオフデューティの検出値が小さいときは、前記電圧駆動型電力用半導体素子のターンオン動作が遅くなるような駆動条件に切り換え、オンオフデューティの検出値が大きいときは、前記電圧駆動型電力用半導体素子のターンオン動作が速くなるような駆動条件に切り換えることができる（請求項４の発明）。さらに、請求項１〜４のいずれか１つに記載の回路は、電圧／周波数一定制御を基本とする可変電圧・可変周波数インバータに用いることができる（請求項５の発明）。 In the first aspect of the present invention, the switching of the gate driving condition is performed by switching a resistance value of a resistor connected to the gate or base terminal of the buffer circuit connected to the final stage of gate driving, or of the buffer circuit. This can be done by changing the capacitance value of a capacitor connected between the gate or base terminal and the emitter terminal of the voltage-driven power semiconductor element.
In the invention according to any one of claims 1 to 3, when the detected value of the on / off duty is small, the driving condition is switched to a driving condition that slows the turn-on operation of the voltage-driven power semiconductor element, and the on / off is switched on / off. When the detected value of the duty is large, the driving condition can be switched so that the turn-on operation of the voltage-driven power semiconductor element becomes faster. Furthermore, the circuit according to any one of claims 1 to 4 can be used for a variable voltage / variable frequency inverter based on voltage / frequency constant control (invention of claim 5).

この発明によれば、インバータの出力周波数が低周波の場合に、ダイオードチップの温度上昇幅を従来よりも低減できるため、高スイッチング周波数化によるモータの低騒音化や、適用するＩＧＢＴモジュールや放熱器の小型化が可能となる。   According to the present invention, when the output frequency of the inverter is low, the temperature rise width of the diode chip can be reduced as compared with the conventional one. Therefore, the noise of the motor can be reduced by increasing the switching frequency, and the applied IGBT module or radiator. Can be reduced in size.

図１はこの発明の実施の形態を示す回路構成図である。同図からも明らかなように、図７に示す従来例に対しフィルタ回路２３、コンパレータ回路２４、論理回路２６、スイッチ素子２７および抵抗２８等を付加して構成される。２５はフィルタ回路２３からの出力と比較するための、設定値を示す。その他は図７と同様なので詳細は省略する。   FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the present invention. As is apparent from FIG. 7, a filter circuit 23, a comparator circuit 24, a logic circuit 26, a switch element 27, a resistor 28, and the like are added to the conventional example shown in FIG. Reference numeral 25 denotes a set value for comparison with the output from the filter circuit 23. Other details are the same as in FIG.

すなわち、絶縁器１５の出力信号であるＰＷＭ制御信号をフィルタ回路２３に入力し、その出力をコンパレータ回路２４において設定値２５と比較する。つまり、入力されるＰＷＭ制御信号のオンデューティが高いと、フィルタ回路２３の出力は平均的に高い直流電圧となるため、コンパレータ回路２４の出力はＨ（ハイ）レベルとなる。一方、ＰＷＭ制御信号のオンデューティが低いと、フィルタ回路２３の出力は平均的に低い直流電圧となるため、コンパレータ回路２４の出力はＬ（ロー）レベルとなる。   That is, a PWM control signal that is an output signal of the insulator 15 is input to the filter circuit 23, and the output is compared with the set value 25 in the comparator circuit 24. That is, when the on-duty of the input PWM control signal is high, the output of the filter circuit 23 becomes a high DC voltage on average, so the output of the comparator circuit 24 is at the H (high) level. On the other hand, when the on-duty of the PWM control signal is low, the output of the filter circuit 23 becomes a low DC voltage on average, so the output of the comparator circuit 24 is at the L (low) level.

これにより、論理回路２６の出力はオンデューティが高い場合と低い場合とに応じてＨまたはＬとなり、スイッチ素子２７がオンまたはオフとなって、ターンオン用ゲート抵抗値が抵抗１１と２８との並列抵抗値、または抵抗１１のみの値となる。
その結果、オンデューティが高い場合はＩＧＢＴのターンオン動作が速くなり、オンデューティが低い場合はＩＧＢＴのターンオン動作が遅くなるので、対向アームのダイオードの逆回復損失は、オンデューティが高い場合に比べオンデューティが低い場合は減少することになる。 As a result, the output of the logic circuit 26 becomes H or L depending on whether the on-duty is high or low, the switch element 27 is turned on or off, and the turn-on gate resistance value is parallel to the resistors 11 and 28. It becomes a resistance value or a value of only the resistor 11.
As a result, when the on-duty is high, the IGBT turn-on operation is faster, and when the on-duty is low, the IGBT turn-on operation is slower. Therefore, the reverse recovery loss of the diode of the opposite arm is more on than when the on-duty is high. If the duty is low, it will decrease.

図２はこの発明の別の実施の形態を示す構成図である。
図２からも明らかなように、図１では論理回路２６の出力によりゲート抵抗値を変化させて、ＩＧＢＴのターンオン動作を変化させているのに対し、ここではＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量を変化させる点が特徴で、その他は図１と同様である。すなわち、オンデューティが高い場合にはスイッチ素子２７をオフとしてコンデンサ２０のみとし、オンデューティが低い場合はスイッチ素子２７をオンとしてコンデンサ２０と２２の並列容量とし、ＩＧＢＴのターンオン動作を速くしたり、遅くしたりするものである。これにより、オンデューティが低い場合のダイオードの逆回復損失が減少する。 FIG. 2 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
As apparent from FIG. 2, in FIG. 1, the gate resistance value is changed by the output of the logic circuit 26 to change the turn-on operation of the IGBT, whereas here the gate-emitter capacitance of the IGBT is changed. The other feature is the same as in FIG. That is, when the on-duty is high, the switch element 27 is turned off and only the capacitor 20 is used. When the on-duty is low, the switch element 27 is turned on and the capacitors 20 and 22 are connected in parallel. It will slow down. This reduces the reverse recovery loss of the diode when the on-duty is low.

図３は図１の変形例を示す構成図である。
図からも明らかなように、図１では論理回路２６の出力によりゲート抵抗値を変化させて、ＩＧＢＴのターンオン動作を変化させているのに対し、ここではＩＧＢＴのゲート抵抗値を変化させる点が特徴で、その他は図１と同様である。すなわち、オンデューティが高い場合にはスイッチ素子３１をオンとして抵抗２１と３２との並列抵抗とし、オンデューティが低い場合はスイッチ素子３２をオフとして抵抗２１のみとし、ＩＧＢＴのターンオン動作を速くしたり、遅くしたりするものである。これにより、オンデューティが低い場合のダイオードの逆回復損失が減少する。 FIG. 3 is a block diagram showing a modification of FIG.
As is apparent from the figure, the gate resistance value is changed by the output of the logic circuit 26 in FIG. 1 to change the turn-on operation of the IGBT, whereas here the gate resistance value of the IGBT is changed. The other features are the same as in FIG. That is, when the on-duty is high, the switch element 31 is turned on to set the parallel resistance of the resistors 21 and 32. When the on-duty is low, the switch element 32 is turned off and only the resistor 21 is set to speed up the turn-on operation of the IGBT. To slow down. This reduces the reverse recovery loss of the diode when the on-duty is low.

図４は図２の変形例を示す構成図である。
図２ではＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量を変化させるようにしたが、ここではスイッチ素子９，１０のベース容量を変化させるもので、その他は図２と同じなので詳細は省略する。すなわち、オンデューティが高い場合にはスイッチ素子３３をオフとしてコンデンサ２２のみとし、オンデューティが低い場合はスイッチ素子３３をオンとしてコンデンサ２２と３４の並列容量とし、ＩＧＢＴのターンオン動作を速くしたり、遅くしたりするものである。これにより、オンデューティが低い場合のダイオードの逆回復損失が減少する。 FIG. 4 is a block diagram showing a modification of FIG.
In FIG. 2, the gate-emitter capacitance of the IGBT is changed, but here the base capacitance of the switch elements 9 and 10 is changed. That is, when the on-duty is high, the switch element 33 is turned off and only the capacitor 22 is set. When the on-duty is low, the switch element 33 is turned on and the capacitors 22 and 34 are connected in parallel. It will slow down. This reduces the reverse recovery loss of the diode when the on-duty is low.

図５にゲート駆動条件切り換え前後におけるダイオード逆回復波形例を示す。図５（ａ）はゲート駆動条件を切り換える前のダイオード逆回復時の波形例、図５（ｂ）はＰＷＭ信号のデューティ検出値が設定値以下となり、ゲート駆動条件を切り換えた後のダイオード逆回復時の波形例を示す。下記（１）式に基づく期間ｔrr（図５参照）が逆回復損失が発生する区間であり、ゲート駆動条件を切り換えることにより、逆回復損失は図５（ｂ）のように低減することになる。
逆回復損失＝∫ｉR・ｖRｄｔ…（１） FIG. 5 shows examples of diode reverse recovery waveforms before and after switching the gate drive conditions. FIG. 5A shows an example of a waveform during reverse recovery of the diode before switching the gate drive condition, and FIG. 5B shows reverse recovery of the diode after the duty detection value of the PWM signal is lower than the set value and the gate drive condition is switched. The example of a waveform at the time is shown. A period t rr (see FIG. 5) based on the following equation (1) is a section where reverse recovery loss occurs, and the reverse recovery loss is reduced as shown in FIG. 5B by switching the gate drive condition. Become.
Reverse recovery loss = ∫i R · v R dt (1)

切り換えを実施するゲート駆動条件としては、上記の例の外にゲート駆動回路の正側電源電圧値を変えるようにしても良く、この場合はＰＷＭ信号のデューティ検出値が或る設定値以下となったら、電源電圧値を低減する構成とする。   In addition to the above example, the gate drive condition for switching may be such that the positive power supply voltage value of the gate drive circuit is changed. In this case, the duty detection value of the PWM signal is below a certain set value. Then, the power supply voltage value is reduced.

この発明の実施の形態を示す回路図Circuit diagram showing an embodiment of the present invention この発明の他の実施の形態を示す構成図Configuration diagram showing another embodiment of the present invention 図１の変形例を示す構成図Configuration diagram showing a modification of FIG. 図２の変形例を示す構成図The block diagram which shows the modification of FIG. ゲート条件切り換え前後におけるダイオード逆回復波形の説明図Illustration of diode reverse recovery waveform before and after switching gate conditions ＶＶＶＦインバータシステムの従来例を示す構成図Configuration diagram showing a conventional example of a VVVF inverter system 図６で用いられるゲート駆動回路例を示す構成図Configuration diagram showing an example of a gate drive circuit used in FIG. Ｖ／Ｆ一定制御を説明する説明図Explanatory drawing explaining V / F constant control ＰＷＭ制御信号を説明する波形図Waveform diagram explaining PWM control signal

符号の説明Explanation of symbols

１…直流電源回路、３…ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、４…ダイオード、７…正側電源、８…負側電源、９，１０，２７，２９，３１，３３…スイッチ素子、１１…ターンオン用ゲート抵抗，１２…ターンオフ用ゲート抵抗、１５…絶縁器、２０，３０，３４コンデンサ、２３…フィルタ回路、２４…コンパレータ回路、２５…設定値、２６…論理回路、２８，３２…抵抗。

DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply circuit, 3 ... IGBT (insulated gate bipolar transistor), 4 ... Diode, 7 ... Positive side power supply, 8 ... Negative side power supply, 9, 10, 27, 29, 31, 33 ... Switch element, 11 ... Turn-on gate resistor, 12 ... Turn-off gate resistor, 15 ... Insulator, 20, 30, 34 capacitor, 23 ... Filter circuit, 24 ... Comparator circuit, 25 ... Set value, 26 ... Logic circuit, 28, 32 ... Resistor.

Claims (5)

電力変換装置を構成する電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路において、
前記電圧駆動型電力用半導体素子に与えられるゲート駆動信号のオンオフデューティを検出する検出回路を設け、その検出値に応じてターンオン側のゲート駆動条件を切り換えることを特徴とする電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。 In the gate drive circuit of the voltage-driven power semiconductor element constituting the power converter,
A voltage-driven power semiconductor comprising a detection circuit for detecting an on / off duty of a gate drive signal applied to the voltage-driven power semiconductor element, and switching a gate drive condition on the turn-on side according to the detected value Device gate drive circuit. 前記ゲート駆動条件の切り換えは、ゲート駆動用電源の正側電位と前記電圧駆動型電力用半導体素子のゲート端子間に接続されているゲート抵抗の抵抗値、または電圧駆動型電力用半導体素子のゲート端子とエミッタ端子間に接続されているコンデンサの容量値を変化させることにより行なうことを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。   The switching of the gate driving conditions is performed by changing the positive potential of the gate driving power source and the resistance value of the gate resistor connected between the gate terminals of the voltage driving power semiconductor element or the gate of the voltage driving power semiconductor element. 2. The gate drive circuit for a voltage-driven power semiconductor device according to claim 1, wherein the gate drive circuit is performed by changing a capacitance value of a capacitor connected between the terminal and the emitter terminal. 前記ゲート駆動条件の切り換えは、ゲート駆動の最終段に接続されているバッファ回路のゲートまたはベース端子に接続されている抵抗の抵抗値、または前記バッファ回路のゲートまたはベース端子と前記電圧駆動型電力用半導体素子のエミッタ端子との間に接続されているコンデンサの容量値を変化させることにより行なうことを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。   The switching of the gate driving condition is performed by changing the resistance value of a resistor connected to the gate or base terminal of the buffer circuit connected to the final stage of gate driving, or the gate or base terminal of the buffer circuit and the voltage-driven power. 2. The gate drive circuit for a voltage-driven power semiconductor device according to claim 1, wherein the capacitance is changed by changing a capacitance value of a capacitor connected to the emitter terminal of the semiconductor device. 前記オンオフデューティの検出値が小さいときは、前記電圧駆動型電力用半導体素子のターンオン動作が遅くなるような駆動条件に切り換え、オンオフデューティの検出値が大きいときは、前記電圧駆動型電力用半導体素子のターンオン動作が速くなるような駆動条件に切り換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。   When the detected value of the on / off duty is small, the driving condition is switched so that the turn-on operation of the voltage-driven power semiconductor element is delayed, and when the detected value of the on-off duty is large, the voltage-driven power semiconductor element 4. The gate drive circuit for a voltage-driven power semiconductor device according to claim 1, wherein the drive condition is switched so that the turn-on operation becomes faster. 電圧／周波数一定制御を基本とする可変電圧・可変周波数インバータに用いることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。

5. The gate drive circuit for a voltage-driven power semiconductor device according to claim 1, wherein the gate drive circuit is used for a variable voltage / variable frequency inverter based on voltage / frequency constant control.

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2011229247A (en) * 2010-04-19 2011-11-10 Mitsubishi Electric Corp Dc/dc voltage converter
JP2013141409A (en) * 2013-04-23 2013-07-18 Fuji Electric Co Ltd Switching element drive circuit for electric power conversion system
CN111082790A (en) * 2018-10-19 2020-04-28 现代自动车株式会社 Gate driving device for power semiconductor device

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