JP2008042988A - 整流回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成でソフトウェア化に適した整流回路の制御装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子の動作により、Ｎ相（Ｎは２以上の自然数）の交流入力電圧を二つのコンデンサＣ_１，Ｃ_２を介して直流電圧に変換する整流回路を制御するための制御装置において、各相の交流入力電圧検出値とコンデンサＣ_１，Ｃ_２の直流電圧指令値とから通流率補償量を演算する補償量演算手段としての補償器２１と、前記通流率補償量をＰ調節器１６１_Ｒ，１６１_Ｒａの出力に加算する加算器とを備え、これらの加算器の出力を用いてスイッチング素子Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２の駆動信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子の動作により、Ｎ相（Ｎは２以上の自然数）の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路の制御装置に関する。

Ｎ相の交流電圧を、半導体スイッチング素子を備えた交流／直流変換器により直流電圧に変換して負荷に供給するシステムは、従来からよく知られている。例えば、図５は、特許文献１に開示されている三相の整流回路であり、図６はその制御装置の構成を示している。

図５において、１は三相交流電源、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｐ，Ｎは直流出力端子、ＮＰは中性点端子、Ｌ_Ｒ，Ｌ_Ｓ，Ｌ_Ｔはリアクトル、Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２，Ｓ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｔ１，Ｓ_Ｔ２はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子、Ｄ_Ｒ１〜Ｄ_Ｒ４，Ｄ_Ｓ１〜Ｄ_Ｓ４，Ｄ_Ｔ１〜Ｄ_Ｔ４はダイオード、Ｃ_１，Ｃ_２は直流出力端子Ｐ，Ｎ間に直列接続されたコンデンサ、４_Ｒ，４_Ｓ，４_Ｔは双方向スイッチ回路、６は負荷である。
Ｒ相の双方向スイッチ回路４_Ｒは、例えば、スイッチング素子Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２の直列回路とダイオードＤ_Ｒ１，Ｄ_Ｒ２の直列回路とを並列接続して構成される。ダイオードＤ_Ｒ１，Ｄ_Ｒ２同士の接続点はリアクトルＬ_Ｒの一端に接続され、スイッチング素子Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２同士の接続点は前記中性点端子ＮＰに接続される。スイッチング素子Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２の直列回路の両端は、ダイオードＤ_Ｒ３，Ｄ_Ｒ４を介してコンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列回路の両端に接続されている。
なお、Ｓ相、Ｔ相の双方向スイッチ回路４_Ｓ，４_ＴもＲ相の双方向スイッチ回路４_Ｒと同様に構成されており、ダイオードＤ_Ｓ３，Ｄ_Ｓ４，Ｄ_Ｔ３，Ｄ_Ｔ４を介してコンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列回路に対し互いに並列的に接続されている。

次に、図５，図６を参照しながら、制御装置１００の動作をＲ相について説明する。なお、図６に示した制御装置１００において、１０１_Ｒ，１０１_Ｓ，１０１_Ｔは各相の電流制御器を示している。

図５における電圧検出器２_ＲＳ，２_ＳＴにより検出した入力線間電圧Ｖ_ＲＳ，Ｖ_ＳＴを、図６の相電圧変換回路１０により入力相電圧Ｖ_Ｒに変換し、相電圧Ｖ_Ｒの極性と同期した極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−を極性判別回路１１により作成する。
また、電圧検出器５_Ｃ１により検出したコンデンサＣ_１の電圧Ｖ_Ｃ１を直流電圧指令値１２にフィードバックし、比例・積分要素による電圧調節器（以下、ＰＩ調節器という）１３ｂを介してコンデンサＣ_１の充電電流指令値を得ると共に、この充電電流指令値を絶対値演算回路１４により求めた入力相電圧絶対値｜Ｖ_Ｒ｜と乗算器１５_Ｒａにて乗算する。更に、電圧検出器５_Ｃ２により検出したコンデンサＣ_２の電圧Ｖ_Ｃ２を電圧指令値１２にフィードバックし、ＰＩ調節器１３ａを介してコンデンサＣ_２の充電電流指令値を得ると共に、この充電電流指令値を前記入力相電圧絶対値｜Ｖ_Ｒ｜と乗算器１５_Ｒにて乗算する。

一方、電流検出器３_Ｒにより検出したＲ相入力電流Ｉ_Ｒを絶対値演算回路１４ａに入力して絶対値｜Ｉ_Ｒ｜を求め、乗算器１５_Ｒ，１５_Ｒａの乗算結果であるＲ相入力電流指令値にフィードバックしてそれぞれの偏差を求める。これらの偏差を電流調節器としてのＰＩ調節器１６_Ｒ，１６_Ｒａに入力してその出力を比較器１７_Ｒ，１７_Ｒａによりキャリア２０と比較し、スイッチング素子Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２に対するＰＷＭ信号を得る。
更に、入力相電圧Ｖ_Ｒの極性と同期した前記極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−と前記ＰＷＭ信号との論理積をアンドゲート１８_Ｒ，１８_Ｒａにより求め、ゲート駆動回路１９_Ｒ，１９_Ｒａを介してスイッチング素子Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２に対する制御信号を作成する。
ここでは、Ｒ相について動作原理を説明したが、Ｓ相、Ｔ相についても同様の動作であり、Ｓ相、Ｔ相の電流制御器１０１_Ｓ，１０１_Ｔは、Ｒ相の電流制御器１０１_Ｒと同じ構成である。

制御装置１００の動作を更に説明すると、例えば、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１が低下するとスイッチング素子Ｓ_Ｓ２のオンパルス幅が広くなり、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１が上昇するとスイッチング素子Ｓ_Ｓ２のオンパルス幅が狭くなるように制御装置が動作する。これにより、図５における端子Ｒ→Ｌ_Ｒ→Ｄ_Ｒ１→Ｄ_Ｒ３→Ｃ_１→Ｓ_Ｓ２→Ｄ_Ｓ２→Ｌ_Ｓ→端子Ｓ→電源１→端子Ｒの経路で流れるコンデンサＣ_１の充電電流が変化し、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１が一定に維持される。

一方、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２が低下するとスイッチング素子Ｓ_Ｒ１のオンパルス幅が広くなり、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２が上昇するとスイッチング素子Ｓ_Ｒ１のオンパルス幅が狭くなるように制御装置が動作する。これにより、端子Ｒ→Ｌ_Ｒ→Ｄ_Ｒ１→Ｓ_Ｒ１→Ｃ_２→Ｄ_Ｓ４→Ｄ_Ｓ２→Ｌ_Ｓ→端子Ｓ→電源１→端子Ｒの経路で流れるコンデンサＣ_２の充電電流が変化し、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２が一定に維持される。

以上のような動作により、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２をそれぞれ独立して制御することが可能である。また、入力電流のフィードバック制御によって入力電流は入力電圧と同期した正弦波状の波形に制御され、出力電圧（コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧）もフィードバック制御によって一定の直流電圧に制御することができる。
これにより、入力電流を高力率に制御しながら交流電圧を一定の直流電圧に変換することが可能である。

特開２００２−１４２４５８号公報（段落［００３６］〜［００４１］、図１０等）

図５、図６に示した従来技術では、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の充電電流を制御してそれぞれの電圧を個別に制御するために、各スイッチング素子Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２，Ｓ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｔ１，Ｓ_Ｔ２に対して入力電流制御系が６個（三相×上下アーム）構成されている。これらの電流制御系には、電流調節器としてＰＩ調節器がそれぞれ用いられているため、制御装置の規模が大きい。
例えば、Ｒ相（他相についても同様）の電流制御器１０１_Ｒ内のＰＩ調節器１６_Ｒ，１６_Ｒａは、図７のように複数の乗算器３１，３２、リミッタ３３，３４等から構成されており、ソフトウェアにて制御装置を実現した場合に処理量が大幅に増加するという問題が生じる。
また、構成が比較的簡単な比例要素による調節器（以下、Ｐ調節器という）のみを使用して所定のＰＷＭ信号を出力させるような調節動作を行わせる場合には、電流制御系の不安定動作により良好な電流制御（高力率の正弦波状の波形制御）ができないという問題がある。

そこで本発明の解決課題は、従来の制御装置の性能を維持しつつ電流調節手段の負担を軽減して構成の簡略化を図り、ソフトウェア化を容易にした整流回路の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路と、通流方向を一致させた二つの半導体スイッチング素子の直列回路とを並列接続して一相分の双方向スイッチ回路を構成し、この双方向スイッチ回路をＮ個設けて、各双方向スイッチ回路におけるダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、各双方向スイッチ回路におけるダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に一括して接続し、各双方向スイッチ回路におけるダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に一括して接続し、正極及び負極の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続し、各双方向スイッチ回路におけるスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に一括して接続して構成され、前記スイッチング素子の動作により、Ｎ相（Ｎは２以上の自然数）の交流入力電圧を直流電圧に変換する整流回路を制御するための制御装置であって、
前記各コンデンサの直流電圧をそれぞれ検出する電圧検出手段と、前記各コンデンサの直流電圧を直流電圧指令値に一致させるための各相の充電電流指令値を生成する電圧調節手段と、各相の交流入力電圧を検出する手段と、各相の前記充電電流指令値と各相の交流入力電圧検出値とをそれぞれ乗算して各相の交流入力電流指令値を生成する手段と、各相の交流入力電流をそれぞれ検出する手段と、各相の前記交流入力電流指令値と各相の交流入力電流検出値との偏差をそれぞれ求める手段と、前記偏差をゼロにするように調節動作する電流調節手段と、を有し、前記電流調節手段の出力を用いて前記スイッチング素子を駆動することにより前記各コンデンサの直流電圧を前記直流電圧指令値に一致させるように制御する制御装置において、
各相の交流入力電圧検出値と前記直流電圧指令値とから通流率補償量を演算する補償量演算手段と、前記通流率補償量を前記電流調節手段の出力に加算する加算手段と、を備え、
前記加算手段の出力を用いて前記スイッチング素子の駆動信号を生成するものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
前記補償量演算手段は、前記直流電圧指令値と各相の交流入力電圧検出値との偏差を前記直流電圧指令値によりそれぞれ除算して前記通流率補償量を演算するものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した整流回路の制御装置において、前記電流調節手段を比例調節手段により構成したものである。

本発明においては、各相の入力電流をその指令値に一致させるように動作する電流調節手段の出力に、直流電圧指令値と各相の交流入力電圧検出値とを用いて演算した通流率補償量をフィードフォワード要素として加えているため、電流調節手段の負担を軽くすることができる。このため、例えば電流調節手段を比例調節手段のみからなる簡単な構成で実現することができ、制御装置のソフトウェア化が容易になるという効果がある。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る制御装置の構成図である。なお、整流回路の構成は前述した図５と同様であるため、説明を省略する。

図１に示す制御装置１００Ａが図６の制御装置１００と異なる部分は、絶対値演算回路１４から出力される入力相電圧絶対値｜Ｖ_Ｒ｜，｜Ｖ_Ｓ｜，｜Ｖ_Ｔ｜と直流電圧指令値１２（便宜的に、以下ではＶ_ｏＲｅｆとする）とが補償量演算手段としての補償器２１に入力され、この補償器２１により演算した各相の補償量λ_ＲｅｆＲ，λ_ＲｅｆＳ，λ_ＲｅｆＴを各相の電流制御器１０２_Ｒ，１０２_Ｓ，１０２_Ｔにおける電流調節器の出力にそれぞれ加算する点、及び、電流制御器１０２_Ｒ，１０２_Ｓ，１０２_Ｔ内の前記電流調節器としてＰ調節器（Ｒ相の電流制御器１０２_Ｒについては１６１_Ｒ，１６１_Ｒａとして図示してあり、他相の電流制御器１０２_Ｓ，１０２_Ｔについても同様）を用いている点であり、その他の構成は図６と同一である。

ここで、上記補償器２１は、例えば図２のように構成される。
図２に示すように、補償器２１は、直流電圧指令値Ｖ_ｏＲｅｆと入力相電圧絶対値｜Ｖ_Ｒ｜，｜Ｖ_Ｓ｜，｜Ｖ_Ｔ｜との偏差をそれぞれ求め、これらの偏差を、除算器２２_Ｒ，２２_Ｓ，２２_Ｔにより直流電圧指令値Ｖ_ｏＲｅｆによりそれぞれ除算して補償量λ_ＲｅｆＲ，λ_ＲｅｆＳ，λ_ＲｅｆＴを出力するように構成されている。

以下、本実施形態の原理について説明する。
例えば、参考文献１（「パワーエレクトロニクス回路」，ｐ．２５３〜ｐ．２６０，電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編，平成１２年１１月３０日，社団法人電気学会発行）には、直流変換回路としての昇圧チョッパ回路について説明されている。
上記文献によれば、昇圧チョッパ回路の入力電圧Ｖ_ｉ、出力電圧Ｖ_ｏ、スイッチング素子の通流率λの関係は、数式１，数式２によって示される。なお、ここでは定常状態で考えるものとし、スイッチング周期をＴ、スイッチングオン期間をＴ_ｏｎとする。
［数式１］
Ｖ_ｏ＝Ｖ_ｉ×Ｔ／（Ｔ−Ｔ_ｏｎ）
通流率λは、数式２のように求められる。
［数式２］
λ＝Ｔ_ｏｎ／Ｔ＝（Ｖ_ｏ−Ｖ_ｉ）／Ｖ_ｏ

図５に示される整流回路は、各相ごとに昇圧チョッパ回路を上下アームで組み合わせたものと見なすことができ、例えばＲ相については、リアクトルＬ_Ｒ、スイッチング素子Ｓ_Ｒ１、ダイオードＤ_Ｒ１，Ｄ_Ｒ３及びコンデンサＣ_１からなる昇圧チョッパ回路と、リアクトルＬ_Ｒ、スイッチング素子Ｓ_Ｒ２、ダイオードＤ_Ｒ２，Ｄ_Ｒ４及びコンデンサＣ_２からなる昇圧チョッパ回路との組み合わせと見なすことができる。従って、上述した入出力電圧関係に関する数式１、及び通流率に関する数式２を適用することができる。
すなわち、数式２により求められるスイッチング素子の通流率を整流回路の双方向スイッチ回路４_Ｒ，４_Ｓ，４_Ｔ内の各スイッチング素子に対する通流率指令値とし、各相の電流制御器１０２_Ｒ，１０２_Ｓ，１０２_Ｔ内のＰ調節器の出力に通流率指令値をフィードフォワード要素として加算することにより、各スイッチング素子に対する通流率をそれぞれ補正するように動作させる。

ここで、数式２における出力電圧Ｖ_ｏが制御されており一定であるとすると、この出力電圧Ｖ_ｏは指令値として考えることができる。つまり、数式２によれば、出力電圧指令値と入力電圧検出値との偏差を出力電圧指令値によって除算することにより、スイッチング素子に対する通流率指令値を求めることができる。
図２に示した補償器２１は上記の原理に基づくものであり、直流電圧指令値Ｖ_ｏＲｅｆと入力相電圧絶対値｜Ｖ_Ｒ｜，｜Ｖ_Ｓ｜，｜Ｖ_Ｔ｜とのそれぞれの偏差を直流電圧指令値Ｖ_ｏＲｅｆにて除算することにより、通流率補償量として各相の補償量λ_ＲｅｆＲ，λ_ＲｅｆＳ，λ_ＲｅｆＴを求めている。

図３は、定常状態におけるＲ相入力電圧、補償器２１の出力、調節器１６１_Ｒ（または１６１_Ｒａ）の出力、補償器出力と調節器出力との加算結果（比較器１７_Ｒ（または１７_Ｒａ）の入力）を示している。
前述したように、補償器２１によって通流率補償量を予め計算し、これを調節器出力に加算するようにすれば、図示するように調節器出力量を小さく抑えることができる。このように調節器出力量が小さくて済むため、電流調節器としては、図６に示したようなＰＩ調節器ではなくＰ調節器１６１_Ｒ，１６１_Ｒａを用いることができ、この種の調節器を実現するためのソフトウェアや制御装置全体を簡略化することが可能である。

次に、図４は、図１における補償器２１の他の構成例を補償器２１ａとして示したものである。
図４に示す補償器２１ａでは、出力電圧指令値Ｖ_ｏＲｅｆの逆数を逆数演算器２３により求め、この逆数を乗算器２４_Ｒ，２４_Ｓ，２４_Ｔによって入力相電圧絶対値｜Ｖ_Ｒ｜，｜Ｖ_Ｓ｜，｜Ｖ_Ｔ｜とそれぞれ乗算し、その乗算結果を１からそれぞれ減算して各相の補償量λ_ＲｅｆＲ，λ_ＲｅｆＳ，λ_ＲｅｆＴを演算している。

前述した数式２は、次の数式３のようにも表すことができる。
［数式３］
λ＝１−（Ｖ_ｉ／Ｖ_ｏ）
補償器２１ａは数式３の関係を用いたものであり、ここで直流電圧指令値Ｖ_ｏＲｅｆは一定値であることを考えると、その逆数も予め一定値として与えることができ、この逆数を入力相電圧絶対値｜Ｖ_Ｒ｜，｜Ｖ_Ｓ｜，｜Ｖ_Ｔ｜と乗算した結果を１からそれぞれ減算することで、図２と同様に各相の補償量λ_ＲｅｆＲ，λ_ＲｅｆＳ，λ_ＲｅｆＴを通流率補償量として求めることができる。

なお、図２に示した補償器２１や図４に示した補償器２１ａは、何れも乗算器（除算器）や加減算器のみで構成可能であるから、その実現も容易であり、図６の従来技術と比較して構成が大幅に複雑化したりコスト高になるおそれもない。

本発明の実施形態に係る制御装置の構成図である。 図１における補償器の構成図である。 本発明の実施形態の動作を示す波形図である。 図１における補償器の他の構成図である。 三相整流回路の構成図である。 従来技術における制御装置の構成図である。 図６におけるＰＩ調節器の構成図である。

符号の説明

１：三相交流電源
２_ＲＳ，２_ＳＴ，５_Ｃ１，５_Ｃ２：電圧検出器
３_Ｒ，３_Ｓ，３_Ｔ：電流検出器
４_Ｒ，４_Ｓ，４_Ｔ：双方向スイッチ回路
６：負荷
１０：相電圧変換回路
１１：極性判別回路
１２（Ｖ_ｏＲｅｆ）：直流電圧指令値
１３ａ，１３ｂ，１６_Ｒ，１６_Ｒａ：ＰＩ調節器
１６１_Ｒ，１６１_Ｒａ：Ｐ調節器
１４，１４ａ：絶対値演算回路
１５_Ｒ，１５_Ｒａ，２４_Ｒ，２４_Ｓ，２４_Ｔ，３１，３２：乗算器
１７_Ｒ，１７_Ｒａ：比較器
１８_Ｒ，１８_Ｒａ：アンドゲート
１９_Ｒ，１９_Ｒａ：ゲート駆動回路
２０：キャリア
２１，２１ａ：補償器
２２_Ｒ，２２_Ｓ，２２_Ｔ：除算器
２３：逆数演算器
３３，３４：リミッタ
１００，１００Ａ：制御装置
１０１_Ｒ，１０１_Ｓ，１０１_Ｔ：電流制御器
Ｌ_Ｒ，Ｌ_Ｓ，Ｌ_Ｔ：リアクトル
Ｄ_Ｒ１〜Ｄ_Ｒ４，Ｄ_Ｓ１〜Ｄ_Ｓ４，Ｄ_Ｔ１〜Ｄ_Ｔ４：ダイオード
Ｃ_１，Ｃ_２：コンデンサ
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｐ，Ｎ：直流出力端子
ＮＰ：中性点端子
Ｓ_Ｒ１，Ｓ_Ｒ２，Ｓ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｔ１，Ｓ_Ｔ２：半導体スイッチング素子

Claims (3)

1. 通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路と、通流方向を一致させた二つの半導体スイッチング素子の直列回路とを並列接続して一相分の双方向スイッチ回路を構成し、この双方向スイッチ回路をＮ個設けて、各双方向スイッチ回路におけるダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、各双方向スイッチ回路におけるダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に一括して接続し、各双方向スイッチ回路におけるダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に一括して接続し、正極及び負極の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続し、各双方向スイッチ回路におけるスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に一括して接続して構成され、前記スイッチング素子の動作により、Ｎ相（Ｎは２以上の自然数）の交流入力電圧を直流電圧に変換する整流回路を制御するための制御装置であって、
   前記各コンデンサの直流電圧をそれぞれ検出する電圧検出手段と、前記各コンデンサの直流電圧を直流電圧指令値に一致させるための各相の充電電流指令値を生成する電圧調節手段と、各相の交流入力電圧を検出する手段と、各相の前記充電電流指令値と各相の交流入力電圧検出値とをそれぞれ乗算して各相の交流入力電流指令値を生成する手段と、各相の交流入力電流をそれぞれ検出する手段と、各相の前記交流入力電流指令値と各相の交流入力電流検出値との偏差をそれぞれ求める手段と、前記偏差をゼロにするように調節動作する電流調節手段と、を有し、前記電流調節手段の出力を用いて前記スイッチング素子を駆動することにより前記各コンデンサの直流電圧を前記直流電圧指令値に一致させるように制御する制御装置において、
   各相の交流入力電圧検出値と前記直流電圧指令値とから通流率補償量を演算する補償量演算手段と、前記通流率補償量を前記電流調節手段の出力に加算する加算手段と、を備え、
   前記加算手段の出力を用いて前記スイッチング素子の駆動信号を生成することを特徴とする整流回路の制御装置。
2. 請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
   前記補償量演算手段は、
   前記直流電圧指令値と各相の交流入力電圧検出値との偏差を前記直流電圧指令値によりそれぞれ除算して前記通流率補償量を演算することを特徴とする整流回路の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した整流回路の制御装置において、
   前記電流調節手段を、比例調節手段により構成したことを特徴とする整流回路の制御装置。
   

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