JP2008005218A

JP2008005218A - Digital-analog converter

Info

Publication number: JP2008005218A
Application number: JP2006172692A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Yoshimura; 弘幸吉村
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-06-22
Filing date: 2006-06-22
Publication date: 2008-01-10

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a digital-analog converter adopting a circuit configuration comprising at least a photocoupler, a binary circuit, and a low pass filter, which execute a highly accurate conversion operation over a wide environmental temperature range. <P>SOLUTION: In the digital-analog converter 100 configured to include at least the photocoupler 35 for receiving luminous light in response to a current If flowing through a light emitting diode 85 by a light receiving diode 87 and supplying a PWM signal to a transistor 88, the binary circuit 91 for converting the PWM signal into a binary signal by supplying the PWM signal to a base of a transistor TR41, and the LPF circuit 93 for smoothing the binary signal to convert the signal into an analog output Vout, a negative bias is given to the base voltage of the transistor TR 41. For example, a negative voltage of a -5V power supply is divided to -2.5V by using voltage division resistors R26A, R26B, and the base voltage is biased by the negative voltage of -2.5V. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、車両用の電圧コンバータ装置等の電力変換器が組み込まれるＩＰＭ(Intelligent Power Module)等に適用され、少なくとも、高電圧回路側と低電圧回路側を絶縁しながらＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)信号の伝送を行うフォトカプラと、その伝送されたＰＷＭ信号をアナログ電圧に変換する２値化回路と、この２値化回路の出力側に接続される低域通過フィルタとを有して構成されるデジタル・アナログ変換器に関する。 The present invention is applied to an IPM (Intelligent Power Module) or the like in which a power converter such as a voltage converter device for a vehicle is incorporated, and at least PWM (Pulse Width Modulation) while insulating the high voltage circuit side and the low voltage circuit side. (Pulse Width Modulation) A photocoupler that transmits a signal, a binarization circuit that converts the transmitted PWM signal into an analog voltage, and a low-pass filter that is connected to the output side of the binarization circuit It is related with the digital-analog converter comprised.

近年、車両機器においては、高効率化、省エネルギー対策として、図６に示す駆動力を生む電動機１１を有する車両駆動システム１０では、大別して電源１２と、昇降圧コンバータ１３と、インバータ１４とが含まれている。但し、電動機１１は、車両の駆動時には３相のモータであるが、車両の制動時には発電機となる。また、矢印Ｙ１で車両駆動時に流れるエネルギーの方向を示し、矢印Ｙ２で車両制動時に流れるエネルギーの方向を示す。 In recent years, in vehicle equipment, as a measure for improving efficiency and saving energy, a vehicle drive system 10 having an electric motor 11 that generates a driving force shown in FIG. 6 includes a power source 12, a step-up / down converter 13, and an inverter 14. It is. However, the electric motor 11 is a three-phase motor when the vehicle is driven, but becomes a generator when the vehicle is braked. An arrow Y1 indicates the direction of energy that flows when the vehicle is driven, and an arrow Y2 indicates the direction of energy that flows when the vehicle is braked.

電源１２は、架線からの給電電圧又は直列接続されたバッテリーから構成される。
昇降圧コンバータ１３は、車両駆動時には電源１２の電圧Ｖ_L（例：２８０Ｖ）を、モータ１１の駆動に適した電圧Ｖ_H（例：７５０Ｖ）に昇圧し、車両の制動時には発電機となるモータ１１から生じる電圧Ｖ_H（例：７５０Ｖ）を電源回路の電圧Ｖ_L（例：２８０Ｖ）に降圧して電力の回生動作を行う。 The power source 12 includes a power supply voltage from an overhead wire or a battery connected in series.
The step-up / down converter 13 boosts the voltage V _L (eg, 280 V) of the power source 12 to a voltage V _H (eg, 750 V) suitable for driving the motor 11 when the vehicle is driven, and a motor that serves as a generator when the vehicle is braked. The voltage V _H (eg, 750 V) generated from the voltage 11 is stepped down to the voltage V _L (eg, 280 V) of the power supply circuit to perform a power regeneration operation.

インバータ１４は、車両駆動時には昇降圧コンバータ１３により昇圧された電圧Ｖ_Hから、３相モータ１１の各相に電流を流すように、インバータ１４内部のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し、このスイッチングの周波数により車両の速度を変化させる。また、車両制動時には、モータ１１の各相に生じる電圧に同期してスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し、いわゆる整流動作を行い、直流電圧に変換して回生を行う。 The inverter 14 performs ON / OFF control of the switching element in the inverter 14 so that a current flows to each phase of the three-phase motor 11 from the voltage V _H boosted by the step-up / down converter 13 when the vehicle is driven. The speed of the vehicle is changed according to the frequency. Further, at the time of vehicle braking, the switching element is ON / OFF controlled in synchronism with the voltage generated in each phase of the motor 11, so-called rectification operation is performed, and the DC voltage is regenerated.

次に、昇降圧コンバータ１３の詳細構成を図７に示し、その説明を行う。昇降圧コンバータ１３は、大別してリアクトル１６と、コンデンサ１７と、２つのスイッチング素子２１，２２と、これらスイッチング素子２１，２２を制御する制御回路２３ａ，２３ｂとを備えて構成されている。最近の車両機器の駆動系のスイッチング素子２１，２２は、図７に示すように、ＩＧＢＴ２５（又は２６）と、このＩＧＢＴ２５（又は２６）のエミッタ・コレクタ間に、並列にダイオード２７（又は２８）を接続して構成されている。つまり、ダイオード２７（又は２８）は、ＩＧＢＴ２５（又は２６）に流れる電流とは逆方向で電流を流すように接続されている。 Next, the detailed configuration of the step-up / down converter 13 is shown in FIG. 7 and will be described. The step-up / down converter 13 is roughly configured to include a reactor 16, a capacitor 17, two switching elements 21 and 22, and control circuits 23 a and 23 b that control the switching elements 21 and 22. As shown in FIG. 7, the switching elements 21 and 22 of the drive system of recent vehicle equipment include a diode 27 (or 28) in parallel between the IGBT 25 (or 26) and the emitter / collector of the IGBT 25 (or 26). Is connected. That is, the diode 27 (or 28) is connected so that a current flows in a direction opposite to the current flowing through the IGBT 25 (or 26).

この昇降圧コンバータ１３の昇降圧動作の原理を説明する。また、昇圧時にリアクトル１６に流れる電流波形を図８に示す。
最初に、昇圧動作を説明する。図８の時刻ｔ０〜ｔ１間、時刻ｔ２〜ｔ３間、時刻ｔ４〜ｔ５間に示すように、スイッチング素子２１のＩＧＢＴ２５がＯＮ（導通）すると、リアクトル１６に電流Ｉが流れ、リアクトル１６（インダクタンスＬ）にＬＩ²／２のエネルギーが蓄積される。 The principle of the step-up / step-down operation of the step-up / down converter 13 will be described. Further, FIG. 8 shows a waveform of a current flowing through the reactor 16 at the time of boosting.
First, the boosting operation will be described. As shown in time t0 to t1, time t2 to t3, and time t4 to t5 in FIG. 8, when the IGBT 25 of the switching element 21 is turned on (conductive), the current I flows through the reactor 16 and the reactor 16 (inductance L ) energy LI ^2/2 is stored in the.

一方、時刻ｔ１〜ｔ２間、時刻ｔ３〜ｔ４間、時刻ｔ５以降に示すように、スイッチング素子２１のＩＧＢＴ２５がＯＦＦ（非導通）すると、スイッチング素子２２のダイオード２８に電流Ｉが流れて、リアクトル１６に蓄えられたエネルギーがコンデンサ１７に送られる。
次に、降圧動作を説明する。スイッチング素子２２のＩＧＢＴ２６がＯＮ（導通）すると、リアクトル１６に電流Ｉが流れ、リアクトル１６にＬＩ²／２のエネルギーが蓄積される。 On the other hand, when the IGBT 25 of the switching element 21 is turned off (non-conducting) between the times t1 and t2, between the times t3 and t4, and after the time t5, the current I flows through the diode 28 of the switching element 22 and the reactor 16 Is stored in the capacitor 17.
Next, the step-down operation will be described. IGBT26 is ON of the switching element 22 (conductive), the current I flows in the reactor 16, the energy of the LI ^2/2 is stored in the reactor 16.

一方、スイッチング素子２２のＩＧＢＴ２６がＯＦＦ（非導通）すると、スイッチング素子２１のダイオード２７に電流が流れて、リアクトル１６に蓄えられたエネルギーが電源１２へ回生される。
このようにスイッチング素子２１又は２２のＯＮ時間（ＯＮデューティ）を変更する事で、昇降圧の電圧を調整する事が可能であり、概略の値は次式にて求める事が出来る。
Ｖ_L／Ｖ_H＝ＯＮデューティ（％）
Ｖ_L：電源電圧
Ｖ_H：昇圧後の電圧
ＯＮデューティ：スイッチイング素子２１又は２２のスイッチング周期に対する導通期間の割合。
しかし、実際には負荷の変動、電源電圧の変動などがあるので、昇降圧後の電圧Ｖ_Hを監視し、目標値となるように、スイッチング素子２１，２２のＯＮ時間（ＯＮデューティ）の制御を行う。 On the other hand, when the IGBT 26 of the switching element 22 is turned off (non-conducting), a current flows through the diode 27 of the switching element 21, and the energy stored in the reactor 16 is regenerated to the power supply 12.
Thus, by changing the ON time (ON duty) of the switching element 21 or 22, the voltage of the step-up / step-down can be adjusted, and an approximate value can be obtained by the following equation.
V _L / V _H = ON duty (%)
V _L : power supply voltage V _H : voltage after boosting ON duty: ratio of conduction period to switching cycle of switching element 21 or 22.
However, since there are actually fluctuations in the load, fluctuations in the power supply voltage, etc., the voltage V _H after the step-up / step-down is monitored, and the ON time (ON duty) of the switching elements 21 and 22 is controlled so as to become the target value. I do.

図９は、昇降圧コンバータ用ＩＰＭ３０のブロック図である。ＩＰＭ３０は、大きく分けて、上アームのスイッチング部３１と、下アームのスイッチング部３２と、制御部２３とを備えて構成され、高電圧回路側の各スイッチング部３１，３２と、低電圧回路側の制御部２３とは電気的に絶縁が必要であり、このためフォトカプラ３４，３５，３６，３７，３８や図示せぬパルストランスなどを用いて、信号の授受を行うようになっている。 FIG. 9 is a block diagram of the step-up / down converter IPM 30. The IPM 30 is broadly divided into an upper arm switching unit 31, a lower arm switching unit 32, and a control unit 23. The IPM 30 includes the switching units 31 and 32 on the high voltage circuit side, and the low voltage circuit side. It is necessary to electrically insulate from the control unit 23, and for this reason, signals are exchanged using photocouplers 34, 35, 36, 37, 38, a pulse transformer (not shown), and the like.

上アームのスイッチング部３１は、上述したスイッチング素子２２と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード４０と、ＩＧＢＴ２６のエミッタとアース間に直列接続された２つの抵抗器４１，４２の間と温度検出用ダイオード４０のアノード側とに接続されたＩＧＢＴ保護回路４３と、このＩＧＢＴ保護回路４３の出力側とＩＧＢＴ２６のゲート側との間に接続されたゲートドライバ４４と、温度検出用ダイオード４０のアノード側に接続されたＩＧＢＴチップ温度検出部４５とを備えて構成されている。 The switching unit 31 of the upper arm includes a temperature detecting diode 40 embedded in the same chip as the switching element 22 described above, and a temperature between two resistors 41 and 42 connected in series between the emitter of the IGBT 26 and the ground. An IGBT protection circuit 43 connected to the anode side of the detection diode 40, a gate driver 44 connected between the output side of the IGBT protection circuit 43 and the gate side of the IGBT 26, and the anode of the temperature detection diode 40 And an IGBT chip temperature detection unit 45 connected to the side.

下アームのスイッチング部３２は、上述したスイッチング素子２１と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード５０と、ＩＧＢＴ２５のエミッタとアース間に直列接続された２つの抵抗器５１，５２同士の間と温度検出用ダイオード５０のアノード側とに接続されたＩＧＢＴ保護回路５３と、このＩＧＢＴ保護回路５３の出力側とＩＧＢＴ２５のゲート側との間に接続されたゲートドライバ５４と、温度検出用ダイオード５０のアノード側に接続されたＩＧＢＴチップ温度検出部５５と、昇圧後の電圧Ｖ_Hを検出するＶＨ検出回路５６とを備えて構成されている。 The switching unit 32 of the lower arm includes a temperature detection diode 50 embedded in the same chip as the switching element 21 described above, and between two resistors 51 and 52 connected in series between the emitter of the IGBT 25 and the ground. An IGBT protection circuit 53 connected to the anode side of the temperature detection diode 50, a gate driver 54 connected between the output side of the IGBT protection circuit 53 and the gate side of the IGBT 25, and the temperature detection diode 50 An IGBT chip temperature detection unit 55 connected to the anode side and a VH detection circuit 56 that detects the boosted voltage V _H are provided.

ＶＨ検出回路５６は、入力される電圧Ｖ_Hを分圧する分圧回路５７と、この分圧回路５７で分圧された電圧のレベルを調整するレベル調整回路５８と、三角波を生成する三角波生成器５９と、その三角波とレベル調整後の電圧を比較し、この比較結果得られる「Ｌ」又は「Ｈ」レベルの電圧をフォトカプラ３８へ出力する比較器６０とを備えて構成されている。 The VH detection circuit 56 includes a voltage dividing circuit 57 that divides the input voltage V _H , a level adjustment circuit 58 that adjusts the level of the voltage divided by the voltage dividing circuit 57, and a triangular wave generator that generates a triangular wave 59 and a comparator 60 that compares the triangular wave with the voltage after level adjustment, and outputs a voltage of “L” or “H” level obtained as a result of the comparison to the photocoupler 38.

制御部２３は、フォトカプラ３８からの「Ｌ」に対応する「０」又は「Ｈ」に対応する「１」の信号を平滑化して直流レベルに変換するＬＰＦ(Low Pass Filter)６２と、このＬＰＦ６２からの直流レベルと昇降圧指令値とを比較するＶＨ比較器６３と、このＶＨ比較器６３の比較結果に応じて、昇圧後の電圧Ｖ_Hが昇降圧指令値に応じた所定電圧値となるようにゲート信号をフォトカプラ３４，３６へ出力するゲート信号発生器６４とを備えて構成されている。 The control unit 23 smoothes a signal “1” corresponding to “0” or “H” corresponding to “L” from the photocoupler 38 and converts it to a DC level, and this LPF (Low Pass Filter) 62 The VH comparator 63 that compares the DC level from the LPF 62 with the step-up / step-down command value, and the boosted voltage V _H is a predetermined voltage value corresponding to the step-up / step-down command value according to the comparison result of the VH comparator 63. A gate signal generator 64 for outputting a gate signal to the photocouplers 34 and 36 is provided.

このような構成のＩＰＭ３０において、本発明の対象となる部分は、システムとしてＩＰＭ３０の稼動状態を制御するために、スイッチング素子２２，２１と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード４０，５０のＶＦ電圧により、ＩＧＢＴ２６，２５のチップ温度を測定するＩＧＢＴチップ温度検出部４５，５５である。
これらＩＧＢＴチップ温度検出部４５，５５を、上アームのスイッチング部３１のＩＧＢＴチップ温度検出部４５を代表して図１０に内部ブロック図を示し、その説明を行う。なお、温度検出用ダイオード４０は、図示の様に複数個直列に接続されている。 In the IPM 30 having such a configuration, the target portion of the present invention is that the temperature detection diodes 40 and 50 embedded in the same chip as the switching elements 22 and 21 are used to control the operating state of the IPM 30 as a system. The IGBT chip temperature detectors 45 and 55 measure the chip temperature of the IGBTs 26 and 25 using the VF voltage.
The IGBT chip temperature detection units 45 and 55 are represented by an internal block diagram in FIG. 10 as a representative of the IGBT chip temperature detection unit 45 of the upper arm switching unit 31 and will be described. A plurality of temperature detection diodes 40 are connected in series as shown.

ＩＧＢＴチップ温度検出部４５は、高電圧側に、温度検出用ダイオード４０のアノード側に接続された定電流源７０と、この定電流源７０と温度検出用ダイオード４０との間に＋入力が接続されたオペアンプによるバッファ回路７１と、このバッファ回路７１の出力に抵抗器７２を介して−入力が接続されたオペアンプ７３及び、当該オペアンプ７３の入出力の間に接続された抵抗器７４、第１の電源Ｖｃｃ１及びアース間並びにオペアンプ７３の＋入力の間に接続された抵抗器７５，７６から成るレベル変換器７７と、三角波発生器７８と、三角波発生器７８及びレベル変換器７７の出力側に接続されたコンパレータ７９と、このコンパレータ７９の出力側に抵抗器８０を介してゲートが接続され、ドレインが抵抗器８２を介してデジタル・アナログ変換器９０のフォトカプラ３５に接続されたＦＥＴ(Field Effect Transistor)８１とを備えて構成されている。 The IGBT chip temperature detecting unit 45 has a constant current source 70 connected to the anode side of the temperature detecting diode 40 on the high voltage side, and a + input connected between the constant current source 70 and the temperature detecting diode 40. A buffer circuit 71 composed of the operational amplifier, an operational amplifier 73 whose output is connected to the output of the buffer circuit 71 via a resistor 72, a resistor 74 connected between the input and output of the operational amplifier 73, a first Level converter 77 composed of resistors 75 and 76 connected between the power source Vcc1 and ground and between the positive input of the operational amplifier 73, the triangular wave generator 78, the triangular wave generator 78, and the output side of the level converter 77. The connected comparator 79 is connected to the output side of the comparator 79 via a resistor 80, and the drain is digitally connected via a resistor 82. And an analog converter 90 connected to FET to the photocoupler 35 of the (Field Effect Transistor) 81 is constituted.

デジタル・アナログ変換器９０は、ＩＧＢＴチップ温度検出部４５の低電圧側であり、フォトカプラ３５と、２値化回路９１と、バッファ回路９２と、ＬＰＦ回路（低域通過フィルタ）９３とを備えて構成されている。
フォトカプラ３５は、第１の電源Ｖｃｃ１とＦＥＴ８１との間に接続されると共にダイオード８４が並列接続された発光ダイオード８５と、この発光ダイオード８５からの発光光を受光する受光ダイオード８７とを備え、受光ダイオード８７が、アースにエミッタが接続されたトランジスタ８８のベースと第２の電源Ｖｃｃ２との間に接続され、また、受光ダイオード８７のカソードとトランジスタ８８のコレクタとの間に抵抗器８９が接続されて構成されている。 The digital-analog converter 90 is on the low voltage side of the IGBT chip temperature detection unit 45 and includes a photocoupler 35, a binarization circuit 91, a buffer circuit 92, and an LPF circuit (low-pass filter) 93. Configured.
The photocoupler 35 includes a light emitting diode 85 connected between the first power supply Vcc1 and the FET 81 and a diode 84 connected in parallel, and a light receiving diode 87 that receives light emitted from the light emitting diode 85. A light receiving diode 87 is connected between the base of the transistor 88 whose emitter is connected to the ground and the second power supply Vcc2, and a resistor 89 is connected between the cathode of the light receiving diode 87 and the collector of the transistor 88. Has been configured.

このフォトカプラ３５のトランジスタ８８のエミッタに２値化回路９１が接続され、この２値化回路９１の出力側に＋入力が接続されると共に−入力と出力とが接続されたオペアンプによるバッファ回路９２が接続され、このバッファ回路９２の出力にＬＰＦ回路９３が接続されている。
このようなＩＧＢＴチップ温度検出部４５によってＩＧＢＴ２６の温度を測定する場合、定電流源７０からＩＧＢＴ２６と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード４０に定電流を供給する。これによって、温度検出用ダイオード４０の両電圧ＶＦ（ＶＦ電圧信号とも称す）が、温度に比例した電圧値となる。但し、温度検出用ダイオード４０の温度特性は、図１１に示す通りとする。 The binarization circuit 91 is connected to the emitter of the transistor 88 of the photocoupler 35. The buffer circuit 92 is an operational amplifier in which the + input is connected to the output side of the binarization circuit 91 and the -input and the output are connected. And an LPF circuit 93 is connected to the output of the buffer circuit 92.
When the temperature of the IGBT 26 is measured by the IGBT chip temperature detecting unit 45 as described above, a constant current is supplied from the constant current source 70 to the temperature detecting diode 40 embedded in the same chip as the IGBT 26. As a result, both voltages VF (also referred to as VF voltage signals) of the temperature detection diode 40 have voltage values proportional to the temperature. However, the temperature characteristics of the temperature detection diode 40 are as shown in FIG.

一方、三角波発生器７８からはＰＷＭ(Pulse Width Modulation)による三角波信号が所定の上限値と下限値との間で発生されている。
温度検出用ダイオード４０の両電圧ＶＦは、バッファ回路７１でインピーダンス変換された後、レベル変換器７７にて、三角波信号の上限値と高温（例：１５５℃）側ＶＦとが合致、三角波信号の下限値と低温（例：２５℃）側ＶＦとが合致するるように、増幅及びレベルの加減算が行われる。 On the other hand, the triangular wave generator 78 generates a triangular wave signal by PWM (Pulse Width Modulation) between a predetermined upper limit value and a lower limit value.
Both voltages VF of the temperature detection diode 40 are impedance-converted by the buffer circuit 71, and then the level converter 77 matches the upper limit value of the triangular wave signal with the high-temperature (eg, 155 ° C.) side VF. Amplification and level addition / subtraction are performed so that the lower limit value matches the low temperature (eg, 25 ° C.) side VF.

つまり、レベル変換器７７は、三角波信号の上限と下限との幅のレベルに、ＶＦ電圧信号のレベルを拡大して等しくすると共に、この拡大したＶＦ電圧信号のレベルの上下が三角波の上限と下限の位置に一致するように調整する。即ち、ゲインとオフセットの調整を行う。
このレベル合わせを行った後、後段のコンパレータ７９にてレベル変換器７７の出力電圧Ｖｌｅｖと、三角波発生器の出力電圧Ｖｔｒｉとを比較し、Ｖｌｅｖ＞Ｖｔｒｉの場合はコンパレータ７９の出力を「Ｌ」、Ｖｌｅｖ＜Ｖｔｒｉの場合は「Ｈ」とする。 That is, the level converter 77 enlarges the level of the VF voltage signal to be equal to the level of the upper limit and lower limit of the triangular wave signal, and the upper and lower sides of the level of the expanded VF voltage signal are the upper limit and lower limit of the triangular wave signal. Adjust to match the position of. That is, the gain and offset are adjusted.
After this level adjustment, the comparator 79 at the subsequent stage compares the output voltage Vlev of the level converter 77 with the output voltage Vtri of the triangular wave generator. If Vlev> Vtri, the output of the comparator 79 is “L”. When Vlev <Vtri, “H” is set.

この動作によって生成されるコンパレータ７９の出力パルスのデューティは、ＶＦ電圧信号に比例する。例えばデューティ１００％は低温（例：２５℃）側ＶＦ、０％は高温（例：１６５℃）側ＶＦとして、次段のフォトカプラ３５によるＰＷＭ信号の絶縁伝送回路を介して、上及び下アームのスイッチング部３１，３２から制御部２３の２値化回路９１へＰＷＭ信号として伝送される。 The duty of the output pulse of the comparator 79 generated by this operation is proportional to the VF voltage signal. For example, 100% duty is a low temperature (eg, 25 ° C.) side VF, and 0% is a high temperature (eg, 165 ° C.) side VF. Are transmitted from the switching units 31 and 32 to the binarization circuit 91 of the control unit 23 as a PWM signal.

このＰＷＭ信号は、２値化回路９１において、当該ＰＷＭ信号のデューティが０％ではＶ１、１００％ではＶ２なる電圧（２値化信号Ｖ１／Ｖ２）が形成されて出力される。この２値化信号Ｖ１／Ｖ２をバッファ回路９２でインピーダンス変換した後、ＬＰＦ回路９３にて平滑化して直流レベルに変換すると、温度検出用ダイオード４０の両電圧ＶＦに相当する各アームと絶縁された出力電圧（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔを得る事が出来る。 In the binarization circuit 91, the PWM signal is generated with a voltage (binarization signal V 1 / V 2) of V 1 when the duty of the PWM signal is 0% and V 2 when the duty of the PWM signal is 100%. When this binarized signal V1 / V2 is impedance-converted by the buffer circuit 92 and then smoothed by the LPF circuit 93 and converted to a DC level, it is insulated from each arm corresponding to both voltages VF of the temperature detecting diode 40. An output voltage (IGBT chip temperature voltage signal) Vout can be obtained.

このようにして得られたＩＧＢＴチップ温度に比例した電圧信号Ｖｏｕｔは、昇降圧コンバータ１３の上位のシステム（図示せず）に伝達され、そのシステムが常にＩＧＢＴ２５，２６の温度を検出しながら、例えばＩＧＢＴチップ温度が所定の温度Ｔ１を超過すると、スイッチング周波数を１／２にし、更に所定の温度Ｔ２を超過するとスイッチング（昇降圧動作）を停止する保護機能を働かせる。 The voltage signal Vout proportional to the IGBT chip temperature obtained in this way is transmitted to a higher system (not shown) of the buck-boost converter 13, and the system constantly detects the temperature of the IGBTs 25 and 26, for example, When the IGBT chip temperature exceeds the predetermined temperature T1, the switching frequency is halved, and when the IGBT chip temperature exceeds the predetermined temperature T2, the protection function for stopping the switching (step-up / step-down operation) is activated.

この保護機能の作動は車両の駆動に影響を与えるので、ＩＧＢＴ２５，２６のチップ温度は正確に測定されなければならず、概ね±５％の精度が要求される。チップ温度の測定の際の誤差要因は大別すると、ＩＧＢＴチップに埋め込まれた温度検出用ダイオード４０，５０の両電圧ＶＦ値及び温度係数のバラツキと、バッファ回路７１、レベル変換器７７、三角波発生器７８、フォトカプラ（ＰＷＭ信号の絶縁伝送回路）３５、２値化回路９１、バッファ回路９２及びＬＰＦ回路９３から成る回路系のバラツキとの２種類となる。 Since the operation of this protection function affects the driving of the vehicle, the chip temperatures of the IGBTs 25 and 26 must be accurately measured, and an accuracy of approximately ± 5% is required. The error factors at the time of measuring the chip temperature can be broadly classified as follows: variation in both voltage VF values and temperature coefficients of the temperature detection diodes 40 and 50 embedded in the IGBT chip, the buffer circuit 71, the level converter 77, and generation of a triangular wave. There are two types of circuit system variations, including a circuit 78, a photocoupler (PWM signal isolation transmission circuit) 35, a binarization circuit 91, a buffer circuit 92, and an LPF circuit 93.

温度検出用ダイオード４０，５０のＶＦ値のバラツキは、半導体プロセスに起因する要因が主で有るので、全体の許容誤差±５％のうち、例えばその６割である±３％をＶＦ値のバラツキとして見込むと回路系では±２％の誤差に抑制する必要がある。このため各々の回路では±０．５％の誤差に抑えた性能が求められる。従って、抵抗素子、定電圧素子、オペアンプから成る回路素子は高精度品を用いる必要がある。
なお、三角波発生器７８の発振周波数は、その高調波成分がＡＭラジオの周波数帯において、十分低い値である事が要求される。例えば、ＡＭラジオの周波数帯の千分の１から若干ずらした周波数とする。 The variations in the VF values of the temperature detection diodes 40 and 50 are mainly caused by the semiconductor process. Therefore, for example, ± 3% of 60% of the total allowable error of ± 5% is a variation in the VF value. In the circuit system, it is necessary to suppress the error to ± 2%. Therefore, each circuit is required to have a performance with an error of ± 0.5%. Therefore, it is necessary to use a high-precision product as a circuit element including a resistance element, a constant voltage element, and an operational amplifier.
It should be noted that the oscillation frequency of the triangular wave generator 78 is required to have a sufficiently low value in its harmonic component in the AM radio frequency band. For example, the frequency is slightly shifted from a thousandth of the AM radio frequency band.

次に、デジタル・アナログ変換器９０の詳細な回路構成を図１２に示し、その説明を行う。
２値化回路９１は、エミッタ接地されたトランジスタＴＲ４１を備え、このトランジスタＴＲ４１のベースが抵抗器Ｒ２５を介してフォトカプラ３５の出力側に接続されると共に、抵抗器Ｒ２６とコンデンサ６３１との各々を介して接地され、コレクタが抵抗器Ｒ２７を介してバッファ回路９２を構成するオペアンプＩＣ５１に接続され、その抵抗器Ｒ２７とオペアンプＩＣ５１間と＋５Ｖ電源との間に抵抗器Ｒ３０が接続され、同抵抗器Ｒ２７とオペアンプＩＣ５１間とアースとの間に抵抗器Ｒ６３４が接続されて構成されている。 Next, a detailed circuit configuration of the digital / analog converter 90 is shown in FIG.
The binarization circuit 91 includes a transistor TR41 whose emitter is grounded. The base of the transistor TR41 is connected to the output side of the photocoupler 35 via a resistor R25, and each of the resistor R26 and the capacitor 631 is connected. The collector is connected to the operational amplifier IC51 constituting the buffer circuit 92 via the resistor R27, and the resistor R30 is connected between the resistor R27 and the operational amplifier IC51 and the + 5V power source. A resistor R634 is connected between R27 and the operational amplifier IC51 and between the ground.

バッファ回路９２は、−入力端と出力端とが接続されたオペアンプＩＣ５１を用いて構成されている。
ＬＰＦ回路９３は、オペアンプＩＣ５１の出力側に一端が接続された抵抗器Ｒ２９と、この抵抗器Ｒ２９の他端とアース間に接続されたコンデンサＣ１２とから成る１次のＬＰＦとして構成されている。
このような構成のデジタル・アナログ変換器９０において、フォトカプラ３５の発光ダイオード８５にＰＷＭ信号のデューティに応じたパルス幅で電流Ｉｆを流すと、２次側のトランジスタ８８にコレクタ電流が流れ、この一部がトランジスタＴＲ４１のベース電流として流れることにより当該トランジスタＴＲ４１を駆動制御する。 The buffer circuit 92 is configured by using an operational amplifier IC 51 in which a −input terminal and an output terminal are connected.
The LPF circuit 93 is configured as a primary LPF comprising a resistor R29 having one end connected to the output side of the operational amplifier IC51, and a capacitor C12 connected between the other end of the resistor R29 and the ground.
In the digital-analog converter 90 having such a configuration, when a current If flows through the light emitting diode 85 of the photocoupler 35 with a pulse width corresponding to the duty of the PWM signal, a collector current flows through the secondary-side transistor 88. A part of the transistor TR41 flows as the base current of the transistor TR41, so that the transistor TR41 is driven and controlled.

この駆動制御によって、２値化回路９１の出力は、トランジスタＴＲ４１がオン時には０．５Ｖ、オフ時には４．５Ｖとなり、これら２値の電圧がオペアンプＩＣ５１でインピーダンス変換された後に、抵抗器Ｒ２９とコンデンサＣ１２からなる１次のＬＰＦ回路９３により平滑化され、ＩＧＢＴチップ温度電圧信号Ｖｏｕｔとして出力される。なお、ＬＰＦ回路９３の時定数は、ＰＷＭ信号の周期に対して、十分大きな値としている。
この種の従来のデジタル・アナログ変換器として、例えば特許文献１に記載のものがある。
特開平４−８１６１号公報 By this drive control, the output of the binarization circuit 91 becomes 0.5V when the transistor TR41 is on, and 4.5V when the transistor TR41 is off. After the binary voltage is impedance-converted by the operational amplifier IC51, the resistor R29 and the capacitor The signal is smoothed by the primary LPF circuit 93 composed of C12 and output as the IGBT chip temperature voltage signal Vout. Note that the time constant of the LPF circuit 93 is a sufficiently large value with respect to the period of the PWM signal.
As this type of conventional digital-analog converter, for example, there is one described in Patent Document 1.
Japanese Patent Laid-Open No. 4-8161

ところで、従来のデジタル・アナログ変換器においては、使用用途に応じては広い環境温度範囲で高精度な変換動作が要求されている。例えば車載回路等への適用時においては−４０〜１２５℃と広い環境温度範囲で高精度な変換動作が要求されている。
しかし、図１３にフォトカプラ３５の電流ＩｆにおけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔの直線性誤差の温度特性を示すと、この特性から分かるように、温度が高くなるにつれて、直線性誤差が大きくなっており、要求精度の±０．５％以下の誤差に対して略全温度範囲で満足できなくなる。このため、広い環境温度範囲で高精度な変換動作が行えないという問題がある。 By the way, the conventional digital / analog converter is required to perform a high-accuracy conversion operation in a wide environmental temperature range depending on the intended use. For example, when applied to an on-vehicle circuit or the like, a highly accurate conversion operation is required in a wide environmental temperature range of −40 to 125 ° C.
However, FIG. 13 shows the temperature characteristic of the linearity error of the analog output (IGBT chip temperature voltage signal) Vout with respect to the duty of the PWM signal in the current If of the photocoupler 35. As can be seen from this characteristic, as the temperature increases. The linearity error is large, and the error of ± 0.5% or less of the required accuracy cannot be satisfied in almost the entire temperature range. For this reason, there exists a problem that a highly accurate conversion operation cannot be performed in a wide environmental temperature range.

この理由を説明する。図１４（ａ）〜（ｃ）にフォトカプラ３５の電流Ｉｆ、トランジスタＴＲ４１のベース電位Ｖｂ及びコレクタ電位Ｖｃの波形を示す。（ａ）はトランジスタＴＲ４１のオン／オフ時の電流Ｉｆ、ベース電位Ｖｂ及びコレクタ電位Ｖｃの波形図であり、（ｂ）は（ａ）に示すオン時の各波形図、（ｃ）は（ａ）に示すオフ時の各波形図である。 The reason for this will be explained. 14A to 14C show waveforms of the current If of the photocoupler 35, the base potential Vb of the transistor TR41, and the collector potential Vc. (A) is a waveform diagram of the current If, the base potential Vb, and the collector potential Vc when the transistor TR41 is turned on / off, (b) is a waveform diagram when the transistor TR41 is turned on, and (c) is (a) It is each waveform diagram at the time of OFF shown in FIG.

トランジスタＴＲ４１は、（ｂ）に示すように、電流Ｉｆが流れて（線分の立ち上がり部分）からＴｐＨＬ時間遅れてからコレクタ電位Ｖｃが立ち下がってオンとなり、（ｃ）に示すように、電流Ｉｆが流れなくなる（線分の立ち下がり部分）と、温度に応じて変化するベース電位Ｖｂが緩やかに下がるため上記ＴｐＨＬよりも長いＴｐＬＨ時間遅れてからコレクタ電位Ｖｃが立ち上がってオフとなる。 As shown in (b), the transistor TR41 is turned on when the collector potential Vc falls after a delay time TPHL after the current If flows (rising portion of the line segment), and as shown in (c), the current If When the current stops flowing (falling portion of the line segment), the base potential Vb that changes according to the temperature gradually falls, and therefore the collector potential Vc rises and turns off after a delay of TpLH time longer than the TPHL.

つまり、図１３と図１４の結果より、電流Ｉｆに対するトランジスタＴＲ４１のコレクタ電位Ｖｃの遅れ時間がオン時よりもオフ時の方が長く、環境温度が高温であるほどオン時間が短くなるために、直線性誤差が生じている。このトランジスタＴＲ４１がオフ時の遅延時間ＴｐＬＨと、オン時の遅延時間ＴｐＨＬの差である伝搬時間差ΔＴに温度特性を保有しているため、直線性誤差に温度特性が有る。 That is, from the results of FIGS. 13 and 14, the delay time of the collector potential Vc of the transistor TR41 with respect to the current If is longer at the off time than at the on time, and the on time is shorter as the environmental temperature is higher. A linearity error has occurred. Since the transistor TR41 has a temperature characteristic at a propagation time difference ΔT that is a difference between the delay time TpLH when the transistor TR41 is off and the delay time TPHL when the transistor TR41 is on, the linearity error has a temperature characteristic.

一方、トランジスタＴＲ４１がオン時には、フォトカプラ３５から流入する定電流によりエミッタ・ベースの接合容量及びコンデンサＣ１３に電荷が蓄積され、ベース・エミッタ間の電位は、飽和電位Ｖｂｅ＿ｓａｔに到達する。トランジスタＴＲ４１がオフ時には、電位Ｖｂｅ＿ｓａｔで充電されたエミッタ・ベースの接合容量及びコンデンサＣ１３に蓄積された電荷が時定数（＝Ｒ２６×Ｃ１３／／Ｃｂｅ）で自然放電する。但し、抵抗器Ｒ２６の抵抗値をＲ２６、コンデンサＣ１３の静電容量をＣ１３、エミッタ・ベースの接合容量をＣｂｅとし、上記の式で「Ｃ１３／／Ｃｂｅ」はＣ１３とＣｂｅを並列接続したときの容量を意味する。 On the other hand, when the transistor TR41 is turned on, charges are accumulated in the emitter-base junction capacitance and the capacitor C13 due to the constant current flowing from the photocoupler 35, and the potential between the base and the emitter reaches the saturation potential Vbe_sat. When the transistor TR41 is off, the emitter-base junction capacitance charged at the potential Vbe_sat and the charge accumulated in the capacitor C13 are spontaneously discharged with a time constant (= R26 × C13 // Cbe). However, the resistance value of the resistor R26 is R26, the capacitance of the capacitor C13 is C13, the junction capacitance of the emitter and the base is Cbe, and in the above formula, “C13 // Cbe” is obtained when C13 and Cbe are connected in parallel. Means capacity.

このトランジスタＴＲ４１がオン時のベース・エミッタ間の電位Ｖｂｅ＿ｓａｔは、図１５のような温度特性を示すので、ベース・エミッタ間に蓄積された電荷が抜けるまでの時間に温度特性が生じており、図１６に示したＰＷＭ信号のデューティ５０％での直線性誤差の温度特性と傾向が一致している。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、少なくともフォトカプラ、２値化回路及び低域通過フィルタを用いたデジタル・アナログ変換回路構成にあって、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うことができるデジタル・アナログ変換器を提供することを目的としている。 The potential Vbe_sat between the base and the emitter when the transistor TR41 is on exhibits the temperature characteristic as shown in FIG. 15. Therefore, the temperature characteristic is generated until the charge accumulated between the base and the emitter is released. The temperature characteristics of the linearity error at a duty of 50% of the PWM signal shown in FIG.
The present invention has been made in view of such problems, and has a digital-analog conversion circuit configuration using at least a photocoupler, a binarization circuit, and a low-pass filter, and has high accuracy over a wide environmental temperature range. An object of the present invention is to provide a digital / analog converter capable of performing various conversion operations.

上記目的を達成するために、本発明の請求項１によるデジタル・アナログ変換器は、発光素子に流れる電流に応じた発光光を受光素子で受光して能動素子にパルス幅変調信号を流すフォトカプラと、そのパルス幅変調信号を能動素子の制御端子に供給することにより２値化信号に変換する２値化回路と、この２値化回路から出力される２値化信号を平滑化してアナログ信号に変換する低域通過フィルタとを少なくとも有して成るデジタル・アナログ変換器において、前記２値化回路の能動素子の制御端子に第１の抵抗器を介して負電位の電源を接続したことを特徴とする。 To achieve the above object, a digital-to-analog converter according to claim 1 of the present invention is a photocoupler that receives light emitted by a light receiving element according to a current flowing through the light emitting element and sends a pulse width modulation signal to the active element. And a binarization circuit that converts the pulse width modulation signal into a binarized signal by supplying it to the control terminal of the active element, and smoothes the binarized signal output from the binarization circuit to provide an analog signal. A digital-to-analog converter comprising at least a low-pass filter for converting to a negative potential power source via a first resistor to a control terminal of an active element of the binarization circuit. Features.

また、本発明の請求項２によるデジタル・アナログ変換器は、請求項１において、前記制御端子を第２の抵抗器を介して接地したことを特徴とする。
これらの構成によれば、２値化回路の能動素子の制御端子の電位を負バイアス（例えば−２．５Ｖ）としたので、その制御端子にパルス幅変調信号が供給される際に、例えば２値化信号の「Ｌ」レベルの＋０．５Ｖに立ち上がる場合は時間がかかるが、＋０．５Ｖから−２．５Ｖに立ち下がる場合はマイナスに引っ張っているので時間が速くなる。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a digital-to-analog converter according to the first aspect, wherein the control terminal is grounded via a second resistor.
According to these configurations, since the potential of the control terminal of the active element of the binarization circuit is set to a negative bias (for example, −2.5 V), when a pulse width modulation signal is supplied to the control terminal, for example, 2 When it rises to + 0.5V of the “L” level of the value signal, it takes time, but when it falls from + 0.5V to −2.5V, the time is shortened because it is pulled negative.

従来は制御端子の電位が正バイアスだったので、「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる時間が短く、「Ｌ」から「Ｈ」に立ち上がる時間が長く、このため２値化信号への変換精度が悪く、フォトカプラの発光素子に流れる電流におけるパルス幅変調信号のデューティに対するアナログ出力（低域通過フィルタ出力）の直線性誤差の温度特性が悪かった。従って、広い環境温度範囲で高精度なデジタル・アナログ変換動作を行うことができなかった。 Conventionally, since the potential of the control terminal is a positive bias, the time to fall from “H” to “L” is short and the time to rise from “L” to “H” is long. The temperature characteristic of the linearity error of the analog output (low-pass filter output) with respect to the duty of the pulse width modulation signal in the current flowing through the light emitting element of the photocoupler was poor. Therefore, high-precision digital / analog conversion operation cannot be performed in a wide environmental temperature range.

本発明では、上記の負バイアス時の動作によって「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる時間と、「Ｌ」から「Ｈ」に立ち上がる時間が略同じとなる。このため２値化信号への変換精度が良く、フォトカプラの発光素子に流れる電流におけるパルス幅変調信号のデューティに対するアナログ出力（低域通過フィルタ出力）の直線性誤差の温度特性が良くなる。従って、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うことができる。 In the present invention, the time to fall from “H” to “L” by the operation at the time of the negative bias is substantially the same as the time to rise from “L” to “H”. Therefore, the accuracy of conversion into a binary signal is good, and the temperature characteristic of the linearity error of the analog output (low-pass filter output) with respect to the duty of the pulse width modulation signal in the current flowing through the light emitting element of the photocoupler is improved. Therefore, a highly accurate conversion operation can be performed in a wide environmental temperature range.

以上説明したように本発明によれば、少なくともフォトカプラ、２値化回路及び低域通過フィルタを用いたデジタル・アナログ変換回路構成にあって、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うことができるという効果がある。 As described above, according to the present invention, a digital-analog conversion circuit configuration using at least a photocoupler, a binarization circuit, and a low-pass filter can perform a highly accurate conversion operation in a wide environmental temperature range. There is an effect that can be.

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
図１は、本発明の実施の形態に係るデジタル・アナログ変換器の構成を示す回路図である。
図１に示すデジタル・アナログ変換器１００が、図１２に示した従来のデジタル・アナログ変換器９０と異なる点は、トランジスタＴＲ４１のベース電位を負バイアス（逆バイアス）したことにある。本実施の形態では、負バイアスに用いる負電位の電源に−５Ｖ電源を用い、この負電圧の電源に第１の抵抗器であるＲ２６Ｂを介してトランジスタ６００のベースを接続した。また、トランジスタ６００のベースを第２の抵抗器であるＲ２６Ａを介して接地した。このようにすることで、負電位の電源を抵抗器Ｒ２６ＡとＲ２６Ｂとにより分圧した。ここでは、抵抗器Ｒ２６ＡとＲ２６Ｂの抵抗値を等しく設定して負電位の電源電圧を−２．５Ｖに分圧し、この−２．５Ｖの負電位にトランジスタＴＲ４１のベース電位をバイアスした。このように、第１の抵抗と第２の抵抗とにより負バイアスに用いる負電位の電源電圧を分圧するため、この分圧比を調節することで、負電位の電源電圧にとらわれず任意の負バイアス電圧を設定することができる。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. However, parts corresponding to each other in all the drawings in this specification are denoted by the same reference numerals, and description of the overlapping parts will be omitted as appropriate.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a digital / analog converter according to an embodiment of the present invention.
The digital / analog converter 100 shown in FIG. 1 is different from the conventional digital / analog converter 90 shown in FIG. 12 in that the base potential of the transistor TR41 is negatively biased (reverse biased). In this embodiment, a -5V power supply is used as a negative potential power supply used for the negative bias, and the base of the transistor 600 is connected to the negative voltage power supply via R26B as the first resistor. Further, the base of the transistor 600 was grounded via the second resistor R26A. In this way, the negative potential power supply is divided by the resistors R26A and R26B. Here, the resistance values of the resistors R26A and R26B are set equal to each other to divide the negative power supply voltage to -2.5V, and the base potential of the transistor TR41 is biased to the negative potential of -2.5V. As described above, since the negative potential power supply voltage used for the negative bias is divided by the first resistor and the second resistor, by adjusting the voltage dividing ratio, any negative bias can be obtained regardless of the negative potential power supply voltage. The voltage can be set.

図２に、その−２．５ＶでトランジスタＴＲ４１のベース電位Ｖｂを負バイアスした場合のフォトカプラ３５の電流Ｉｆ、トランジスタＴＲ４１のベース電位Ｖｂ及びコレクタ電位Ｖｃの波形を示す。（ａ）はトランジスタＴＲ４１のオン／オフ時の電流Ｉｆ、ベース電位Ｖｂ及びコレクタ電位Ｖｃの波形図であり、（ｂ）は（ａ）に示すオン時の各波形図、（ｃ）は（ａ）に示すオフ時の各波形図である。 FIG. 2 shows waveforms of the current If of the photocoupler 35, the base potential Vb of the transistor TR41, and the collector potential Vc when the base potential Vb of the transistor TR41 is negatively biased at −2.5V. (A) is a waveform diagram of the current If, the base potential Vb, and the collector potential Vc when the transistor TR41 is turned on / off, (b) is a waveform diagram when the transistor TR41 is turned on, and (c) is (a) It is each waveform diagram at the time of OFF shown in FIG.

この図２（ｂ）に示すように、フォトカプラ３５に電流Ｉｆが流れることによってトランジスタＴＲ４１がオンとなる際のベース電位Ｖｂは、−２．５Ｖの電位から後述で説明するＣ１３×Ｒ２６Ａ／／Ｒ２６Ｂなる時定数で立ち上がる。ここで、Ｒ２６Ａ／／Ｒ２６Ｂは、Ｒ２６ＡとＲ２６Ｂとを並列接続したときの抵抗値である。このベース電位Ｖｂが、概ねエミッタ・ベース飽和電圧Ｖｂｅ＿ｓａｔに到達すると、トランジスタＴＲ４１のコレクタ電位Ｖｃが立ち下がってオンとなりコレクタ電流が流れるので、従来よりも伝播遅延時間ＴｐＨＬが大幅に長くなる。 As shown in FIG. 2B, the base potential Vb when the transistor TR41 is turned on when the current If flows through the photocoupler 35 is changed from a potential of −2.5V to C13 × R26A // described later. It rises with a time constant of R26B. Here, R26A // R26B is a resistance value when R26A and R26B are connected in parallel. When this base potential Vb substantially reaches the emitter-base saturation voltage Vbe_sat, the collector potential Vc of the transistor TR41 falls and is turned on, and the collector current flows. Therefore, the propagation delay time TPHL becomes much longer than before.

但し、上記時定数を示す式のＣ１３はコンデンサＣ１３の静電容量、Ｒ２６Ａは抵抗器Ｒ２６Ａの抵抗値、Ｒ２６Ｂは抵抗器Ｒ２６Ｂの抵抗値であるとする。
一方、図２（ｃ）に示すように、フォトカプラ３５に電流Ｉｆが流れなくなることによってトランジスタＴＲ４１がオフとなった際のベース電位Ｖｂは、エミッタ・ベース飽和電圧Ｖｂｅ＿ｓａｔから−２．５Ｖに引き込まれ、Ｃ１３×Ｒ２６Ａ／／Ｒ２６Ｂなる時定数で放電する。この放電によって、ベースに蓄積した電荷が比較的早く吸い出され、従来よりも伝播遅延時間ＴｐＬＨが短くなる。 However, it is assumed that C13 in the expression indicating the time constant is the capacitance of the capacitor C13, R26A is the resistance value of the resistor R26A, and R26B is the resistance value of the resistor R26B.
On the other hand, as shown in FIG. 2C, the base potential Vb when the transistor TR41 is turned off when the current If does not flow to the photocoupler 35 is drawn from the emitter-base saturation voltage Vbe_sat to −2.5V. Then, discharging is performed with a time constant of C13 × R26A // R26B. By this discharge, the charge accumulated in the base is sucked out relatively quickly, and the propagation delay time TpLH becomes shorter than the conventional case.

つまり、トランジスタＴＲ４１のベース電位を負バイアスの−２．５Ｖとしているので「Ｌ」レベルの０．５Ｖに上がる場合は時間ＴｐＨＬがかかるが、０．５Ｖから−２．５Ｖに下がる場合はマイナスに引っ張っているので時間ＴｐＬＨが速くなる。従って、「Ｈ」から「Ｌ」へ立ち下がる時間ＴｐＨＬと、「Ｌ」から「Ｈ」に立ち上がる時間ＴｐＬＨが略同じとなる。 In other words, since the base potential of the transistor TR41 is set to -2.5V having a negative bias, it takes time TpHL to increase to "L" level 0.5V, but to minus when it decreases from 0.5V to -2.5V. Since it is pulled, the time TpLH becomes faster. Therefore, the time TpHL for falling from “H” to “L” and the time TpLH for rising from “L” to “H” are substantially the same.

このようなデジタル・アナログ変換器１００において、図３に、トランジスタＴＲ４１のベース電位を−２．５Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラ３５の電流ＩｆにおけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔの直線性誤差の温度特性図を示す。
この温度特性から分かるように、温度が高くなっても、それほど直線性誤差は大きくならず、要求精度の±０．５％以下の誤差に対して略全温度範囲で満足している。 In such a digital / analog converter 100, FIG. 3 shows an analog output (IGBT chip temperature voltage with respect to the duty of the PWM signal in the current If of the photocoupler 35 when the base potential of the transistor TR41 is negatively biased to −2.5V. The temperature characteristic diagram of the linearity error of signal (Vout) is shown.
As can be seen from this temperature characteristic, the linearity error does not increase so much even when the temperature increases, and the error is within ± 0.5% of the required accuracy, and it is satisfied in almost the entire temperature range.

特に、ＰＷＭ信号のデューティ５０％において、従来のデジタル・アナログ変換器９０では、図１６に示したように１００℃で−１．７５％の直線性誤差であったが、本実施の形態のデジタル・アナログ変換器１００では、図４に示すように１００℃で−０．６５％の直線性誤差までに改善されている。
更に、図５に、トランジスタＴＲ４１のベース電位を−３．９Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラ３５の電流ＩｆにおけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）Ｖｏｕｔの直線性誤差の温度特性を示す。 In particular, with a 50% duty of the PWM signal, the conventional digital-analog converter 90 has a linearity error of −1.75% at 100 ° C. as shown in FIG. The analog converter 100 is improved to a linearity error of −0.65% at 100 ° C. as shown in FIG.
Further, FIG. 5 shows the temperature of the linearity error of the analog output (IGBT chip temperature voltage signal) Vout with respect to the duty of the PWM signal in the current If of the photocoupler 35 when the base potential of the transistor TR41 is negatively biased to −3.9V. Show properties.

この温度特性から分かるように、トランジスタＴＲ４１のベース電位を−２．５Ｖに負バイアスした場合に対して、僅かに改善されている程度で、所定の電圧以上で改善効果は飽和する傾向にあると思われる。なお、デジタル・アナログ変換器１００のバッファ回路９２は接続されない場合もある。
また、トランジスタＴＲ４１として、バイポーラ素子を使用した方が高精度の結果を得ることができた。 As can be seen from this temperature characteristic, when the base potential of the transistor TR41 is negatively biased to -2.5 V, the improvement effect tends to saturate at a predetermined voltage or higher with a slight improvement. Seem. The buffer circuit 92 of the digital / analog converter 100 may not be connected.
In addition, when the bipolar element is used as the transistor TR41, a highly accurate result can be obtained.

以上説明したように本実施の形態のデジタル・アナログ変換器１００によれば、少なくともフォトカプラ３５、２値化回路９１及びＬＰＦ回路９３を用いたデジタル・アナログ変換回路構成にあって、フォトカプラ３５の電流ＩｆにおけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力Ｖｏｕｔの直線性誤差の温度特性を、概ね±０．５％以下に改善することが可能となる。これによって、広い環境温度範囲で高精度な変換動作を行うことができる。
従って、例えば車載用の広範囲な環境温度（例えば−４０〜１２５℃）においても、目的とするＩＰＭのＩＧＢＴチップの発熱温度を高精度で測定することができ、その−４０〜１２５℃と広い環境温度範囲で高精度なデジタル・アナログ変換動作を行うことができる。 As described above, according to the digital / analog converter 100 of the present embodiment, at least the photocoupler 35, the binarization circuit 91, and the LPF circuit 93 have the digital / analog conversion circuit configuration. It is possible to improve the temperature characteristics of the linearity error of the analog output Vout with respect to the duty of the PWM signal at the current If of approximately ± 0.5% or less. As a result, a highly accurate conversion operation can be performed in a wide environmental temperature range.
Therefore, for example, even in a wide range of on-vehicle environmental temperatures (for example, −40 to 125 ° C.), the heat generation temperature of the target IPM IGBT chip can be measured with high accuracy. High-precision digital / analog conversion operation can be performed in the temperature range.

本発明の実施の形態に係るデジタル・アナログ変換器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the digital-analog converter which concerns on embodiment of this invention. 本実施の形態のデジタル・アナログ変換器において、２値化回路のトランジスタのベース電位を負バイアスした場合のフォトカプラの電流、同トランジスタのベース電位及びコレクタ電位の波形図である。In the digital-analog converter of this Embodiment, it is a wave form diagram of the electric current of the photocoupler at the time of negatively biasing the base potential of the transistor of a binarization circuit, the base potential of the same transistor, and a collector potential. 上記２値化回路のトランジスタのベース電位を−２．５Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力の直線性誤差の温度特性図である。It is a temperature characteristic figure of the linearity error of an analog output to the duty of a PWM signal in the current of a photocoupler when the base potential of the transistor of the above-mentioned binarization circuit is negatively biased to -2.5V. 上記２値化回路のトランジスタのベース電位を−２．５Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティ５０％に対するアナログ出力の直線性誤差の温度特性図である。It is a temperature characteristic diagram of the linearity error of the analog output with respect to 50% duty of the PWM signal in the current of the photocoupler when the base potential of the transistor of the binarization circuit is negatively biased to -2.5V. 上記２値化回路のトランジスタのベース電位を−３．９Ｖに負バイアスした場合のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）の直線性誤差の温度特性図である。It is a temperature characteristic figure of the linearity error of an analog output (IGBT chip temperature voltage signal) to the duty of a PWM signal in the current of a photocoupler when the base potential of the transistor of the above-mentioned binarization circuit is negatively biased to -3.9V. . 車両駆動システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of a vehicle drive system. 車両駆動システムにおける昇降圧コンバータの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the buck-boost converter in a vehicle drive system. 昇降圧コンバータの昇圧動作時にリアクトルに流れる電流波形図である。It is a current waveform figure which flows into a reactor at the time of voltage boosting operation of a buck-boost converter. 昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of IPM for step-up / down converters. 昇降圧コンバ−タ用ＩＰＭにおけるＩＧＢＴチップ温度検出部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the IGBT chip | tip temperature detection part in IPM for buck-boost converters. ＩＧＢＴチップ温度検出部における定電流回路によるＩＧＢＴチップ温度検出ダイオードの順方向電圧の温度特性図である。It is a temperature characteristic figure of the forward voltage of the IGBT chip temperature detection diode by the constant current circuit in an IGBT chip temperature detection part. 従来のデジタル・アナログ変換器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional digital-analog converter. 従来のデジタル・アナログ変換器のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティに対するアナログ出力（ＩＧＢＴチップ温度電圧信号）の直線性誤差の温度特性図である。It is a temperature characteristic figure of the linearity error of the analog output (IGBT chip temperature voltage signal) with respect to the duty of the PWM signal in the current of the photocoupler of the conventional digital-analog converter. 従来のデジタル・アナログ変換器において、２値化回路のトランジスタのベース電位を負バイアスした場合のフォトカプラの電流、同トランジスタのベース電位及びコレクタ電位の波形図である。In the conventional digital-analog converter, it is a wave form diagram of the current of the photocoupler when the base potential of the transistor of the binarization circuit is negatively biased, the base potential of the transistor, and the collector potential. 従来のデジタル・アナログ変換器の２値化回路におけるトランジスタのベース飽和電圧の温度特性図である。It is a temperature characteristic figure of the base saturation voltage of the transistor in the binarization circuit of the conventional digital-analog converter. 従来のデジタル・アナログ変換器のフォトカプラの電流におけるＰＷＭ信号のデューティ５０％に対するアナログ出力の直線性誤差の温度特性図である。It is a temperature characteristic figure of the linearity error of an analog output to 50% of the duty of PWM signal in the current of the photocoupler of the conventional digital-analog converter.

Explanation of symbols

１０車両駆動システム
１１電動機
１２電源
１３昇降圧コンバータ
１４インバータ
１６リアクトル
１７，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３コンデンサ
２１，２２スイッチング素子
２３ａ，２３ｂ制御回路
２５，２６ＩＧＢＴ
２７，２８，８４ダイオード
３０昇降圧コンバータ用ＩＰＭ
３１上アームのスイッチング部
３２下アームのスイッチング部
３４，３５，３６，３７，３８フォトカプラ
４０度検出用ダイオード
４１，４２，５１，５２，７２，７４，７５，７６，８０，８２，８９，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３Ａ，Ｒ２３Ｂ，Ｒ２３Ｃ，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６，Ｒ２７，Ｒ２８，Ｒ３０，Ｒ６３４，Ｒ２９，Ｒ２６，Ｒ２６Ａ，Ｒ２６Ｂ抵抗器
４３，５３ＩＧＢＴ保護回路
４４ゲートドライバ
４５，５５ＩＧＢＴチップ温度検出部
４０，５０温度検出用ダイオード
５６ＶＨ検出回路
５７分圧回路
５８レベル調整回路
５９三角波生成器
６０比較器
６２ＬＰＦ
６３ＶＨ比較器
６４ゲート信号発生器
７０定電流源
７１，９２バッファ回路
７３オペアンプ
７７レベル変換器
７８三角波発生器
７９コンパレータ
８５発光ダイオード
８７受光ダイオード
８８，ＴＲ４１トランジスタ
９０，１００デジタル・アナログ変換器
９１２値化回路
９２バッファ回路
９３ＬＰＦ回路
Ｖｃｃ１第１の電源
Ｖｃｃ２第２の電源
ＶｏｕｔＩＧＢＴチップ温度電圧信号（アナログ出力） DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Vehicle drive system 11 Electric motor 12 Power supply 13 Buck-boost converter 14 Inverter 16 Reactor 17, C11, C12, C13 Capacitor 21,22 Switching element 23a, 23b Control circuit 25, 26 IGBT
27, 28, 84 Diode 30 IPM for buck-boost converter
31 Upper Arm Switching Unit 32 Lower Arm Switching Unit 34, 35, 36, 37, 38 Photocoupler 40 Degree Detection Diode 41, 42, 51, 52, 72, 74, 75, 76, 80, 82, 89, R21, R22, R23A, R23B, R23C, R24, R25, R26, R27, R28, R30, R634, R29, R26, R26A, R26B Resistor 43, 53 IGBT protection circuit 44 Gate driver 45, 55 IGBT chip temperature detector 40, 50 Temperature detection diode 56 VH detection circuit 57 Voltage divider circuit 58 Level adjustment circuit 59 Triangular wave generator 60 Comparator 62 LPF
63 VH comparator 64 Gate signal generator 70 Constant current source 71, 92 Buffer circuit 73 Operational amplifier 77 Level converter 78 Triangle wave generator 79 Comparator 85 Light emitting diode 87 Light receiving diode 88, TR41 Transistor 90, 100 Digital / analog converter 91 2 Value circuit 92 Buffer circuit 93 LPF circuit Vcc1 First power supply Vcc2 Second power supply Vout IGBT chip temperature voltage signal (analog output)

Claims

A photocoupler that receives emitted light corresponding to the current flowing through the light emitting element by the light receiving element and sends a pulse width modulation signal to the active element, and a binary signal by supplying the pulse width modulation signal to the control terminal of the active element In a digital / analog converter comprising at least a binarization circuit for converting to a low-pass filter for smoothing a binarized signal output from the binarization circuit and converting it to an analog signal,
A digital-analog converter, wherein a negative potential power source is connected to a control terminal of an active element of the binarization circuit via a first resistor.

2. The digital-to-analog converter according to claim 1, wherein the control terminal is grounded through a second resistor.