JP2008005161A - 発光ダイオード駆動回路、それを備えた光送信デバイス、並びに光伝送装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電源電圧が変動してメイン入力スレッシュ電圧が変動しても、高精度な光信号の伝送が行える発光ダイオード駆動回路を実現する。
【解決手段】本発明に係る発光ダイオード駆動回路3に備えられる、変動するメイン入力スレッシュ電圧に基づいて電気信号の波形整形を行うメイン入力バッファ部6を有する入力バッファ回路4は、サブ入力バッファ部15を備えている。サブ入力バッファ部15は、変動しないサブ入力スレッシュ電圧に基づいて、外部から与えられる電気信号の波形整形を行い、該波形整形後の電気信号を、メイン入力バッファ部6に入力する。
【選択図】図2
【解決手段】本発明に係る発光ダイオード駆動回路3に備えられる、変動するメイン入力スレッシュ電圧に基づいて電気信号の波形整形を行うメイン入力バッファ部6を有する入力バッファ回路4は、サブ入力バッファ部15を備えている。サブ入力バッファ部15は、変動しないサブ入力スレッシュ電圧に基づいて、外部から与えられる電気信号の波形整形を行い、該波形整形後の電気信号を、メイン入力バッファ部6に入力する。
【選択図】図2
Description
本発明は、電気信号を光信号に変換して伝送する光ファイバリンクに好適に用いられる発光ダイオード駆動回路、それを備えた光送信デバイス、並びに光伝送装置に関するものである。
光ファイバリンクは、送信側で電気信号を光信号に変換して光ファイバにより受信側に伝送し、該受信側では受信した上記光信号を電気信号に再変換することで、音声信号や映像信号等の信号を手軽に高速伝送できる。この光ファイバリンクは、デジタル機器の普及に伴って、近年、一般家庭でも広く普及している。
また、近年、自動車へのデジタル機器の搭載も増え、車載デジタル機器間の制御信号、デジタル信号の伝送に光ファイバリンクが採用されている。その理由としては、従来は、車載デジタル機器間の各種信号の伝送をメタルケーブルで行っていたが、上述のような車載デジタル機器の増加に伴い車両の重量が増加し、燃費の低下を招いてしまうことから、軽量化を目的として、比較的軽量なプラスチックファイバが採用されている。
車載デジタル機器は、伝送する信号が従来の音声のみならず、映像といった大量の情報を伝送する用途への採用が広がり、これに伴い光ファイバリンクには、ますます高速化が求められている。このため、伝送する光信号の精度向上が求められている。
また、車載デジタル機器は、その使用環境が従来の民生用機器よりも厳しい。特に、電源電圧に関しては、車載電装機器の動作の影響を受け、大きな変動がある。このため、光ファイバリンクには、電源電圧の変動にも耐えうる光信号の伝送も求められている。
図5は、従来の光ファイバリンク用光送信デバイス101(以下、単に、光送信デバイス101と記載)の構成例、および該光送信デバイス101と、光送信デバイス101へ電気信号を供給するコントローラ110との接続例を示している。
光送信デバイス101は、発光ダイオード102と、該発光ダイオード102を駆動する発光ダイオード駆動回路103とを備えている。コントローラ110の電源電圧は、低消費電力化のために3V化されつつある(ここでは、3Vとする)。コントローラ110の出力回路は、略MOSトランジスタで構成されたゲート出力回路となっているため、コントローラ110の出力信号(上記電気信号)の振幅は、0Vから3Vとなる。
発光ダイオード駆動回路103は、入力スレッシュ電圧(メイン入力スレッシュ電圧)に基づいて、コントローラ110により与えられた電気信号の波形整形を行う(電気信号をハイとローとの2レベルからなる電気信号に変換する)メイン入力バッファ部106を有する入力バッファ回路104と、該入力バッファ回路104の出力信号(上記2レベルの電気信号)により発光ダイオード102を駆動する駆動回路105とを備えている。
コントローラ110から光送信デバイス101に入力された電気信号は、発光ダイオード駆動回路103における入力バッファ回路104で波形整形され、その後駆動回路105に入力され、発光ダイオード102を駆動することとなる。このような光送信デバイスおよび発光ダイオード駆動回路については、例えば特許文献1および2に記載されている。
図6は、入力バッファ回路104の具体的な構成例を示している。
メイン入力バッファ部106は、図示のように、ゲート回路の機能を有する、Pチャンネル型MOSトランジスタQP1(以下、単に、PMOSトランジスタQP1と記載)とNチャンネル型MOSトランジスQN1(以下、単に、NMOSトランジスQN1と記載)とから構成されるインバータを有している。
PMOSトランジスタQP1のソースは電源に接続され、NMOSトランジスタQN1のソースはGNDに接続されている。PMOSトランジスタQP1およびNMOSトランジスタQN1の各ゲートは互いに接続され、共通に光送信デバイス101の入力端子Vinに接続されている。また、PMOSトランジスタQP1およびNMOSトランジスタQN1の各ドレインは互いに接続され、共通に駆動回路105へと接続されている。
入力スレッシュ電圧は、PMOSトランジスタQP1およびNMOSトランジスタQN1のゲート幅の比を変えて調整される。NMOSトランジスタQN1のゲート幅を相対的に大きくすると入力スレッシュ電圧は低下し、小さくすると入力スレッシュ電圧は高くなる。ここでは、PMOSトランジスタQP1のゲート幅をL/W=0.8μm/10μm、NMOSトランジスタQN1のゲート幅をL/W=0.8μm/36μmとし、電源電圧Vccが5Vで、入力スレッシュ電圧が1.5Vになる様に構成している。
特開2000−4202号公報(2000年1月7日公開)
特開2006−13166号公報(2006年1月12日公開)
ところで、上述のように、入力スレッシュ電圧は、PMOSトランジスタQP1およびNMOSトランジスタQN1のゲート幅の比を調整して設定される。従って、電源電圧Vccが変動すると、その変動比に比例して入力スレッシュ電圧も変動する。
ここで、コントローラ110から与えられる電気信号の立上り時間および立下り時間が十分短くない場合に、上述のような電源電圧Vccの変動による入力スレッシュ電圧の変動が生じると、入力バッファ回路104においてコントローラ110から与えられる電気信号を判別する時間に誤差が発生、入力バッファ回路104の出力信号にパルス幅歪が発生する。この現象について、以下、図6および表1を用いて詳細に説明する。
表1は、電源電圧Vccの変動による入力スレッシュ電圧の変動を示している。表1に示すように、電源電圧Vccが5.00Vの場合を基準として±5%変動すると入力スレッシュ電圧も±5%変動する。
図7は、光送信デバイス101の入力信号波形(コントローラ110から供給される電気信号)と入力スレッシュ電圧との関係を示している。なお、図7(a)は、電源電圧Vccが5.00Vの場合を、図7(b)は、電源電圧Vccが5.25Vの場合を、図7(c)は、電源電圧Vccが4.75Vの場合をそれぞれ示している。
図7(a)においては、入力信号の振幅電圧の50%の電圧値(入力信号のパルス幅を規定する電圧値)(1.5V)と入力スレッシュ電圧(1.5V)とが一致しており、入力バッファ回路104の出力信号にパルス幅歪が発生しない。
図7(b)においては、電源電圧Vccが5.25Vへ変動したため、表1に示すように、入力スレッシュ電圧が1.575Vとなる。入力信号の振幅電圧の50%の電圧値は1.5Vであるため、入力スレッシュ電圧との齟齬が発生する。このため、入力バッファ回路104の出力信号にパルス幅歪が発生する。図7(c)においては、電源電圧Vccが4.75Vへ変動したため、表1に示すように、入力スレッシュ電圧が1.425Vとなる。入力信号の振幅電圧の50%の電圧値は1.5Vであるため、入力スレッシュ電圧との齟齬が発生する。このため、入力バッファ回路104の出力信号にパルス幅歪が発生する。
以上のように、従来の入力バッファ回路104では、電源電圧Vccの変動に連動して入力スレッシュ電圧が変動し、これに伴い出力信号にパルス幅歪が発生していた。上述のように、駆動回路105は、入力バッファ回路104の出力信号に基づいて発光ダイオード102を駆動する。このため、高精度な光信号の伝送が行えないという問題を生じていた。
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源電圧が変動して入力スレッシュ電圧(メイン入力スレッシュ電圧)が変動しても、高精度な光信号の伝送が行える発光ダイオード駆動回路、それを備えた光送信デバイス、並びに光伝送装置を実現することにある。
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、メイン入力スレッシュ電圧に基づいて、外部から与えられる電気信号の波形整形を行うメイン入力バッファ部を有する入力バッファ回路と、上記入力バッファ回路の出力信号により発光ダイオードを駆動し、光信号を生成する駆動回路とを備えている発光ダイオード駆動回路において、上記課題を解決するために、上記入力バッファ回路は、変動しないサブ入力スレッシュ電圧に基づいて上記電気信号の波形整形を行い、該波形整形後の電気信号を上記メイン入力バッファ部に入力するサブ入力バッファ部を備えたことを特徴としている。
上記の構成によれば、本発明に係る発光ダイオード駆動回路の入力バッファ回路は、外部から与えられる電気信号を、サブ入力バッファ部にて、変動しないサブ入力スレッシュ電圧に基づいて波形整形し、上記電気信号の立上り時間および立下り時間を十分小さくした後に、メイン入力バッファ部に入力している。従って、上記メイン入力バッファ部のメイン入力スレッシュ電圧が変動しても、上記メイン入力バッファ部の出力信号にパルス幅歪が生じない。駆動回路は、パルス幅歪が生じない、上記入力バッファ回路の出力信号に基づいて光信号を生成するため、電源電圧が変動してメイン入力スレッシュ電圧が変動しても、高精度な光信号の伝送が行える発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。
なお、上記サブ入力スレッシュ電圧は、後述の基準電圧源により生成される。この基準電圧源は、例えば、バンドギャップ電圧を使用した定電圧回路により構成される定電流源と抵抗とで構成される。従って、上記サブ入力スレッシュ電圧は、変動しない電圧となる。
本発明に係る発光ダイオード駆動回路の上記サブ入力バッファ部は、上記サブ入力スレッシュ電圧である定電圧を出力する基準電圧源と、上記電気信号と上記サブ入力スレッシュ電圧とを比較することにより、上記電気信号の波形整形を行うコンパレータとを有することが好ましい。
上記の構成によれば、上記サブ入力バッファ部は、基準電圧源とコンパレータという、簡素な構成で実現できる。これにより、上記発光ダイオード駆動回路は、上記効果に加えて、小型化に有利であるという効果も奏する。
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、モノリシック集積回路で構成されていることが好ましい。これにより、上記発光ダイオード駆動回路は、小型化、省スペース化に有利であるという効果を奏する。
本発明に係る光送信デバイスは、上記発光ダイオード駆動回路を備えていることを特徴としている。また、本発明に係る光伝送装置は、上記光送信デバイスを備えていることを特徴としている。
上記の構成によれば、本発明に係る光送信デバイスは、上記発光ダイオード駆動回路を備えている。また、上記の構成によれば、本発明に係る光伝送装置は、上記光送信デバイスを備えている。これにより、上記光送信デバイスおよび上記光伝送装置は、それぞれ、小型化が可能で、高精度な光信号の伝送が行えるという効果を奏する。
本発明に係る発光ダイオード駆動回路に備えられる、変動するメイン入力スレッシュ電圧に基づいて電気信号の波形整形を行うメイン入力バッファ部を有する入力バッファ回路は、サブ入力バッファ部を備えたことを特徴としている。該サブ入力バッファ部は、変動しないサブ入力スレッシュ電圧に基づいて外部から与えられる電気信号の波形整形を行い、該波形整形後の電気信号を、上記メイン入力バッファ部に入力する。これにより、電源電圧が変動してメイン入力スレッシュ電圧が変動しても、高精度な光信号の伝送が行える発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。
本発明に係る一実施形態について、図1〜図4に基づいて説明すると以下の通りである。
図1は、本実施形態に係る光ファイバリンク用光送信デバイス1(以下、単に、光送信デバイス1と記載)の構成例、および該光送信デバイス1と、光送信デバイス1へ電気信号を供給するコントローラ20との接続例を示している。なお、コントローラ20の構成は、従来のコントローラ110と同一である。従って、コントローラ20の出力信号の振幅は、0Vから3Vとなる。
光送信デバイス1は、発光ダイオード2と、該発光ダイオード2を駆動する発光ダイオード駆動回路3とを備えている。
発光ダイオード駆動回路3は、入力スレッシュ電圧に基づいて、コントローラ20より与えられた電気信号の波形整形を行う入力バッファ回路4と、該入力バッファ回路4の出力信号によって発光ダイオード2を駆動し、コントローラ20より与えられた電気信号に基づく光信号を生成する駆動回路5とを備えている。
コントローラ20から光送信デバイス1に入力された電気信号は、発光ダイオード駆動回路3における入力バッファ回路4で波形整形され、その後駆動回路5に入力され、発光ダイオード2を駆動することとなる。
図2は、入力バッファ回路4の具体的な構成例を示している。
入力バッファ回路4は、サブ入力スレッシュ電圧に基づいて、コントローラ20より与えられた電気信号の波形整形を行うサブ入力バッファ部15と、メイン入力スレッシュ電圧に基づいて、サブ入力バッファ部15の出力信号の波形整形を行うメイン入力バッファ部6とを備えている。
メイン入力バッファ部6は、図示のように、ゲート回路の機能を有する、Pチャンネル型MOSトランジスタQP1(以下、単に、PMOSトランジスタQP1と記載)とNチャンネル型MOSトランジスQN1(以下、単に、NMOSトランジスQN1と記載)とから構成されるインバータを有している。
PMOSトランジスタQP1のソースは電源に接続され、NMOSトランジスタQN1のソースはGNDに接続されている。PMOSトランジスタQP1およびNMOSトランジスタQN1の各ゲートは互いに接続され、メイン入力バッファ部6の入力端子を構成している。また、PMOSトランジスタQP1およびNMOSトランジスタQN1の各ドレインは互いに接続され、メイン入力バッファ部6の出力端子を構成し、駆動回路5へと接続されている。ここでは、PMOSトランジスタQP1のゲート幅をL/W=0.8μm/10μm、NMOSトランジスタQN1のゲート幅をL/W=0.8μm/6μmとし、メイン入力スレッシュ電圧が1.5Vになるように構成している。しかしながら、メイン入力スレッシュ電圧は、上記従来技術で述べたように、電源電圧Vccの変動に応じて変動してしまう。
サブ入力バッファ部15は、図示のように、サブ入力スレッシュ電圧である定電圧を出力する基準電圧源8と、コントローラ20より与えられる電気信号とサブ入力スレッシュ電圧とを比較することにより、上記電気信号の波形整形を行うコンパレータ7とで構成されている。コンパレータ7の非反転入力端子は、光送信デバイス1の入力端子Vinに接続され、反転入力端子は、基準電圧源8に接続されている。そして、コンパレータ7の出力端子は、メイン入力バッファ部6の入力端子に接続されている。コンパレータ7の出力は、立上り時間および立下り時間が十分短く設定されている。
図3は、基準電圧源8の具体的な構成例を示している。
基準電圧源8は、図示のように、定電流源9と抵抗R1とで構成されている。定電流源9は、電源とコンパレータ7の反転入力端子との間に接続され、抵抗R1は、コンパレータ7の反転入力端子とGNDとの間に接続されている。定電流源9の出力電流I1を1.5mA、抵抗R1の抵抗値を1KΩとし、コンパレータ7の反転入力端子に印加される電圧(サブ入力スレッシュ電圧)を1.5Vとしている。
図4は、定電流源9の具体的な構成例を示している。
定電流源9は、バンドギャップ電圧VBGを使用した定電圧回路10、抵抗R15、NPN型バイポーラトランジスタQ5(以下、単に、トランジスタQ5と記載)、およびPチャンネル型MOSトランジスタQP11〜QP12(以下、単に、PMOSトランジスタQP11、QP12と記載)により構成されている。定電圧回路10は、抵抗R11〜R14およびNPN型バイポーラトランジスタQ1〜Q4(以下、単に、トランジスタQ1〜Q4と記載)により構成されている。
トランジスタQ2は、トランジスタQ3とカレントミラー回路を構成している。トランジスタQ2のエミッタは、GNDに接続されており、トランジスタQ3のエミッタは、抵抗R14を介してGNDに接続されている。また、トランジスタQ2のコレクタは、抵抗R12を介してトランジスタQ1のエミッタに接続されており、トランジスタQ3のコレクタも、抵抗R13を介してトランジスタQ1のエミッタに接続されている。トランジスタQ1のコレクタは、自身のベースに接続されると共に、抵抗R11を介して電源に接続されている。
トランジスタQ1のコレクタと抵抗R11との接続点には、トランジスタQ5のベースが接続され、このトランジスタQ5のベースには、トランジスタQ4のコレクタが接続されている。トランジスタQ4のベースは、トランジスタQ3のコレクタと抵抗R13との接続点に接続され、エミッタは、GNDに接続されている。
トランジスタQ5のエミッタは、抵抗R15を介してGNDに接続されており、コレクタは、PMOSトランジスタQP11のドレインに接続されている。PMOSトランジスタQP11およびQP12は、カレントミラー回路を構成しており、PMOSトランジスタQP11およびQP12の各ソースは、電源に接続されている。PMOSトランジスタQP12のドレインが、定電流源9の出力端子である。定電流源9の出力電流I1は、VBG(バンドギャップ電圧値)/R15(抵抗R15の抵抗値)である。
上記構成から明らかであるが、定電流源9は、電源電圧Vccに依存しない構成であるため、常に一定の電流を出力することができる。これにより、サブ入力スレッシュ電圧は、常に一定となる。
入力バッファ回路4は、コントローラ20から与えられる電気信号を、サブ入力バッファ部15にて波形整形し、電気信号の立上り時間および立下り時間を十分小さくした後に、メイン入力バッファ部6に入力している。これにより、電源電圧Vccの変動に応じてメイン入力バッファ部6のメイン入力スレッシュ電圧が変動しても、メイン入力バッファ部6の出力信号にパルス幅歪が生じない。駆動回路5は、パルス幅歪が生じない、入力バッファ回路4の出力信号に基づいて光信号を生成するため、電源電圧Vccが変動してメイン入力スレッシュ電圧が変動しても、高精度な光信号の伝送が行える。従って、本実施形態の構成を、電源電圧Vccが変動しやすい車載用として用いれば、極めて有効である。
また、サブ入力バッファ部15は、上述のような簡素な構成で実現できる。従って、発光ダイオード駆動回路3は、小型化が可能である。当然、光送信デバイス1、該光送信デバイス1を備えた光伝送装置の小型化にも有利である。なお、上記光伝送装置は、光送信デバイス1およびコントローラ20からなり、例えば、自動車のダッシュボード部にあるDVDプレーヤの映像を後部座席の表示装置に伝送する装置等が挙げられる。
また、本実施形態で示した構成を、モノリシック集積回路で構成することにより、小型化、省スペース化に有利である。
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
車載用光ファイバリンクに好適に用いることができる。
1、101 光送信デバイス(光ファイバリンク用光送信デバイス)
2、102 発光ダイオード
3、103 発光ダイオード駆動回路
4、104 入力バッファ回路
5、105 駆動回路
6、106 メイン入力バッファ部
7 コンパレータ
8 基準電圧源
15 サブ入力バッファ部
20、110 コントローラ
2、102 発光ダイオード
3、103 発光ダイオード駆動回路
4、104 入力バッファ回路
5、105 駆動回路
6、106 メイン入力バッファ部
7 コンパレータ
8 基準電圧源
15 サブ入力バッファ部
20、110 コントローラ
Claims (5)
- メイン入力スレッシュ電圧に基づいて、外部から与えられる電気信号の波形整形を行うメイン入力バッファ部を有する入力バッファ回路と、
上記入力バッファ回路の出力信号により発光ダイオードを駆動し、光信号を生成する駆動回路とを備えている発光ダイオード駆動回路において、
上記入力バッファ回路は、変動しないサブ入力スレッシュ電圧に基づいて上記電気信号の波形整形を行い、該波形整形後の電気信号を上記メイン入力バッファ部に入力するサブ入力バッファ部を備えたことを特徴とする発光ダイオード駆動回路。 - 上記サブ入力バッファ部は、上記サブ入力スレッシュ電圧である定電圧を出力する基準電圧源と、上記電気信号と上記サブ入力スレッシュ電圧とを比較することにより、上記電気信号の波形整形を行うコンパレータとを有することを特徴とする請求項1記載の発光ダイオード駆動回路。
- 請求項1または2に記載の発光ダイオード駆動回路をモノリシック集積回路で構成することを特徴とする発光ダイオード駆動回路。
- 請求項1〜3のいずれか1項に記載の発光ダイオード駆動回路を備えた光送信デバイス。
- 請求項4記載の光送信デバイスを備えた光伝送装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006171805A JP2008005161A (ja) | 2006-06-21 | 2006-06-21 | 発光ダイオード駆動回路、それを備えた光送信デバイス、並びに光伝送装置 |
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ID=39009195
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Country Status (1)
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100846522B1 (ko) * | 2007-12-28 | 2008-07-17 | (주) 디지탈바이오텍 | 대황 추출물로부터 분리된 피시온 화합물을 유효성분으로함유하는 인지 기능 장애의 예방 및 치료용 조성물 |
-
2006
- 2006-06-21 JP JP2006171805A patent/JP2008005161A/ja active Pending
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