JP2007537663A - ロングおよびショート・トレースバック・トレリス復号器(longandshorttracebacktrellisdecoders)による判定を使用した判定帰還型等化器(decisionfeedbackequalizer) - Google Patents
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Abstract
判定帰還型等化器は、第1の符号判定が比較的長い処理遅延を特徴とする判定帰還型等化器の出力から第1の符号判定を作成するステップと、第2の符号判定が比較的短い処理遅延を特徴とする判定帰還型等化器の出力から第2の符号判定を作成するステップと、第1および第2の符号判定に基づいて判定帰還型等化器のタップの重みを決定するステップとによって動作する。第1の符号判定は、ロング・トレースバック・トレリス復号器の出力から導出してもよい。第2の符号判定は、ショート・トレースバック・トレリス復号器の出力から、あるいはロング・トレースバック・トレリス復号器の比較的遅延の短い出力から導出してもよい。
Description
本発明は、判定帰還型等化器のチャネルインパルス応答の推定に関する。
本出願は、2004年5月14日に出願された米国仮出願第60/571,447号の優先権を主張する。
1996年にATSCデジタルテレビジョン(DTV:digital television)標準が採用されて以来、ATSC DTV信号用に構築された受信機の設計を改善するための努力が現在も続いている。設計者が優れた受信機能を提供する受信機を設計する上で直面する根本的な障害は、放送テレビジョンチャネルにマルチパス干渉が存在することである。
1996年にATSCデジタルテレビジョン(DTV:digital television)標準が採用されて以来、ATSC DTV信号用に構築された受信機の設計を改善するための努力が現在も続いている。設計者が優れた受信機能を提供する受信機を設計する上で直面する根本的な障害は、放送テレビジョンチャネルにマルチパス干渉が存在することである。
放送テレビジョンチャネルは、チャネルおよび受信機で発生するさまざまな状態によるかなり深刻なマルチパス環境である。振幅が最大の信号の前と後のいずれにも、強力な干渉信号が受信機に到着する可能性がある。さらに、チャネルを経由して送信された信号は、送信機と信号反射機の動き、航空機のフラッター、および屋内の受信、室内で歩き回る人によって、時間に伴って変化するチャネルの状態に左右される。移動受信が望ましい場合は、さらに受信機の移動も考慮する必要がある。設計者は、受信機に等化器を追加してマルチパス干渉の影響を打ち消し、それによって信号受信率を向上しようとする。
チャネルは受信機で事前(a priori)に知られていないので、等化器はその応答をチャネルで発生する状態とこうしたチャネルの状態の変化に適応させることができなければならない。チャネルの状態に対して適応性のある等化器の収束を助けるために、等化器用のトレーニングシーケンスとしてATSC標準で定義されたフレームのフィールド同期セグメントを使用してもよい。
ATSC標準として定義されたフレームは、図1に示されている。各フレームには2つのデータフィールドが含まれ、各データフィールドには313個のセグメントが含まれ、各セグメントには832個の符号が含まれている。各セグメント内のこのような符号の最初の4つは、あらかじめ定義された符号シーケンス[+5,−5,−5,+5]を備えるセグメント同期符号である。
各フィールド内の第1のセグメントは、フィールド同期セグメントである。図2に示すように、フィールド同期セグメントは前述の4つのセグメント同期符号を備えており、長さ511符号の疑似雑音シーケンス(PN511)1つが続き、さらにそれぞれ長さ63符号の疑似雑音シーケンス(PN63)3つが続く。セグメント同期符号と同様に、4つの疑似雑音シーケンスのすべては、あらかじめ定義された符号セット(+5,−5)のいずれかの符号で構成される。代替のフィールドでは3つのPN63シーケンスが同等であり、残りのフィールドでは中央のPN63シーケンスが逆転する。疑似雑音シーケンスの後に、さまざまなモード、予約、プレコード(precode)の符号で構成されされる128個の符号が続く。フィールドを構成する次の312個のセグメントは、それぞれ4つのセグメント同期符号を備えており、その後に12位相のトレリス符号器で符号化された828個の8レベルの符号が続く。
各フィールド同期セグメントの最初の704個の符号は既知なので、前述のようにこれらの符号を適応性のある等化器用のトレーニングシーケンスとして使用することができる。最初のグランドアライアンス(Grand Alliance)受信機には、256タップの適応性のある判定帰還型等化器(DFE:decision feedback equalizer)が使用されている。適応性のある判定帰還型等化器は、標準的な平均最小二乗(LMS:least mean square)アルゴリズムを使用してチャネルに適応され、送信されたフレームのフィールド同期セグメントを使用してトレーニングされた。
しかし、フィールド同期セグメントが送信されるのは比較的まれなので(約260,000符号ごと)、等化器が収束の前にトレーニング符号にしか適応しない場合は、この等化器の合計収束時間は非常に長くなる。したがって、受信機で作成された符号判定を使用して、トレーニングシーケンス間に発生するチャネルの変化を追従するように等化器を適応させることが知られている。
8VSB受信機内の適応性のある判定帰還型等化器は、8レベルのスライサを使用してトレーニングシーケンスを送信する合間に、等化器をチャネルに適応させるために使用される符号判定を作成することが期待される。しかし、チャネルのマルチパス歪が深刻な場合、または信号対雑音比が低い場合は、符号スライサを使用した結果として、判定帰還型等化器のフィードバックフィルタに多くの符号判定誤差が返される。このような誤差によって新たな誤差が発生し、その結果、判定帰還型等化器内にいわゆる誤差伝搬が発生する。誤差伝搬によって、判定帰還型等化器のパフォーマンスは大幅に低下する。
本発明は、代わりに復号器に依拠し、前の判定帰還型等化器の収束と追跡の問題を回避する。
本発明の1つの態様により、判定帰還型等化器を動作させる方法は、判定帰還型等化器の出力からの第1の符号判定を作成し、第1の符号判定は比較的長い処理遅延を特徴とするステップと、判定帰還型等化器の出力から第2の符号判定を作成し、第2の符号判定は比較的短い処理遅延を特徴とするステップと、第1および第2の符号判定に基づいて判定帰還型等化器のタップの重みを決定するステップとを備えている。
本発明の別の態様により、判定帰還型等化器は、フィードフォワードフィルタと、フィードバックフィルタと、加算器と、第1および第2の復号器と、タップの重み制御器とを備えている。フィードフォワードフィルタは、均等化されるデータを受信する。加算器は、フィードフォワードフィルタの出力とフィードバックフィルタの出力を組み合わせて等化器の出力を提供する。第1の復号器は比較的短い処理遅延を特徴としており、第1の復号器は等化器の出力を復号して第1の復号された等化器出力を提供し、この第1の復号された等化器出力をフィードバックフィルタの入力として供給する。第2の復号器は比較的長い処理遅延を特徴としており、第2の復号器は等化器の出力を復号して第2の復号された等化器出力を提供する。タップの重み制御器は、第1および第2の復号された等化器出力に基づいてタップの重みを決定し、このタップの重みをフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタに供給する。
本発明のさらに別の態様により、判定帰還型等化器は、フィードフォワードフィルタと、フィードバックフィルタと、加算器と、第1および第2の復号器と、タップの重み制御器とを備えている。フィードフォワードフィルタは、均等化されるデータを受信する。加算器は、フィードフォワードフィルタの出力とフィードバックフィルタの出力を組み合わせて等化器の出力を提供する。第1の復号器は、等化器の出力を復号して第1の復号された等化器出力を提供し、この第1の復号された等化器出力をフィードバックフィルタの入力として供給する。第2の復号器は比較的長い処理遅延と比較的短い処理遅延を特徴とし、第2の復号器は等化器の出力を復号し、比較的長い処理遅延に従って第2の復号された等化器出力を提供し、比較的短い処理遅延に従って第3の復号された等化器出力を提供する。タップの重み制御器は、第2および第3の復号された等化器出力に基づいてタップの重みを決定し、このタップの重みをフィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタに供給する。
以上およびその他の機能と利点は、発明を実施するための最良の形態と以下の図面とを組み合わせて参照することでさらに明らかになるであろう。
図3は、以前の判定帰還型等化器の収束および/または追跡の問題を回避かつ/または緩和する判定帰還型等化器、システム10を示している。タップの重みは、チャネルインパルス応答の推定値に基づいて計算される。この編成では、2つの復号器、すなわちショート・トレースバック・トレリス復号器12とロング・トレースバック・トレリス復号器14を使用する。たとえば、ショート・トレースバック・トレリス復号器12はトレースバックの深度が1のゼロ遅延トレリス復号器でもよい。また、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の深度は大きい(たとえば32)。このようなトレリス復号器は、遅延が12×(トレースバック深度−1)に等しい12位相のトレリス復号器である。
チャネルからの信号は、自動利得制御器16で処理され、等化器入力信号yを提供する。チャネルインパルス応答および雑音推定器18は、等化器入力信号yとして受信した送信されたトレーニングシーケンスと送信されたトレーニングシーケンスの保存されたバージョンを使用して、チャネルインパルス応答の推定値
(以下、単に「h0ティルダ」と称す)
を提供する。タップの重み計算器20は、チャネルインパルス応答の最初の推定値h0ティルダに基づき、たとえば平均最小二乗誤差(MMSE:minimum mean square error)ベースのアルゴリズムを使用して、タップの重みのセットを計算し、フィードフォワードフィルタ24とフィードバックフィルタ26を含む判定帰還型等化器22にこのタップの重みのセットを供給する。
を提供する。タップの重み計算器20は、チャネルインパルス応答の最初の推定値h0ティルダに基づき、たとえば平均最小二乗誤差(MMSE:minimum mean square error)ベースのアルゴリズムを使用して、タップの重みのセットを計算し、フィードフォワードフィルタ24とフィードバックフィルタ26を含む判定帰還型等化器22にこのタップの重みのセットを供給する。
判定帰還型等化器22は、このようなトレーニングシーケンスベースのタップの重みに基づいて、等化器入力信号yに含まれるデータ符号を均等化し、ショート・トレースバック・トレリス復号器12とロング・トレースバック・トレリス復号器14に判定帰還型等化器22の出力を供給する。ロング・トレースバック・トレリス復号器14の出力(たとえば最大遅延出力)は、符号判定bを構成する。フィードバックフィルタ26はショート・トレースバック・トレリス復号器12の出力にフィルタを適用し、加算器28でフィードフォワードフィルタ24の出力からフィルタを適用されたフィードバックフィルタ26の出力が減算されて等化器出力を提供する。
等化器の入力信号yは遅延30によって遅延され、遅延等価入力信号yと符号判定bは最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32で処理されて、更新されたチャネルインパルスの推定値
(以下、単に「hLSティルダ」と称す)
を生成する。タップの重み計算器34は、更新されたチャネルインパルスの推定値hLSティルダを使用して、更新されたタップの重みのセットを計算し、判定帰還型等化器22に供給する。タップの重み計算器34で決定されたタップの重みは、トレーニングシーケンスに基づくタップの重みがタップの重み計算器20から入手できない期間に判定帰還型等化器22に提供される。遅延30によって導入された遅延は、判定帰還型等化器22とロング・トレースバック・トレリス復号器14の組合せ処理による遅延に等しい。
を生成する。タップの重み計算器34は、更新されたチャネルインパルスの推定値hLSティルダを使用して、更新されたタップの重みのセットを計算し、判定帰還型等化器22に供給する。タップの重み計算器34で決定されたタップの重みは、トレーニングシーケンスに基づくタップの重みがタップの重み計算器20から入手できない期間に判定帰還型等化器22に提供される。遅延30によって導入された遅延は、判定帰還型等化器22とロング・トレースバック・トレリス復号器14の組合せ処理による遅延に等しい。
8−VSBシステムのデータ符号はトレリス符号なので、ロング・トレースバック・トレリス復号器14を符号判定デバイスとして利用し、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32に符号判定を供給するのが望ましい。符号スライサの代わりにトレリス復号器を使用することにより、フィードバックフィルタ26に供給された符号判定誤差の数が削減される。
トレリス復号器の信頼性は、トレースバックの深度に比例する。ロング・トレースバック・トレリス復号器14は、トレースバックの深度が大きいことによって、より信頼性の高い判定が得られる。ただし、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の判定プロセスでは、トレースバックの深度が大きいことによって、より大きな遅延が発生する。
これに対して、ショート・トレースバック・トレリス復号器12の符号判定は、トレースバックの深度が小さいことによって、より信頼性が低い。ただし、ショート・トレースバック・トレリス復号器12は、より遅延が大きいトレリス復号器より符号判定の信頼性が低いが、それでも8レベルの符号スライサよりはるかに信頼性が高い。
遅延がゼロより大きい符号判定デバイスによって、遅延の小さいマルチパスの打ち消しに関連して判定帰還型等化器に問題が発生することは周知である。したがって、1つのゼロ遅延トレリス復号器を備える8VSB受信機用の判定帰還型等化器をフィードバックループ内で使用して誤差伝搬を削減してきた。このように、判定帰還型等化器22では、フィードバックフィルタ26のフィードバックループ内でショート・トレースバック・トレリス復号器12を使用する。
前述のように、判定帰還型等化器22の出力は、加算器28の出力である。この出力は、ロング・トレースバック・トレリス復号器14に供給される。ロング・トレースバック・トレリス復号器14は、トレースバックの深度が大きい(たとえば、トレースバックの深度=32、遅延=12×31=372符号)。ロング・トレースバック・トレリス復号器14は、判定帰還型等化器22を使用する受信機の後続のステージで使用する最終ビット判定を提供する。さらに、前述のように、ロング・トレースバック・トレリス復号器14は符号判定を提供し、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32はこの符号判定を使用して更新されたチャネルインパルス応答の推定値を計算し、タップの重み計算器34はこの推定値を使用して更新されたタップの重みを計算して判定帰還型等化器22に提供する。これで、判定帰還型等化器22はトレーニングシーケンス間に発生するチャネルインパルス応答の変動を追従できる。
このように、チャネルインパルス応答の推定値h0ティルダは、チャネルインパルス応答および雑音推定器18によって受信したトレーニングシーケンスから構成され、タップの重みセットはタップの重み計算器20によってこのチャネルインパルス応答の推定値から計算される。ここで、判定帰還型等化器22が動作すると、ロング・トレースバック・トレリス復号器14から比較的長い疑似トレーニングシーケンスとして信頼性の高い符号判定が得られ、さらに最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32でこうした比較的長い疑似トレーニングシーケンスを使用して更新されたチャネルインパルス応答の推定値hLSティルダが計算され、この推定値からタップの重み計算器34によって更新された判定帰還型等化器のタップの重みが計算される。このプロセスによって、時間に伴って変化するチャネルインパルス応答の追跡が可能になる。
前述のように、チャネルインパルス応答の推定値h0ティルダは受信したトレーニングシーケンスに基づいている。推定されるチャネルインパルス応答の推定値h0ティルダの長さは、Lh=Lha+Lhc+1(ただし、Lhaはチャネルインパルス応答の推定値h0ティルダの反因果(anti−causal)部分の長さ、Lhcはチャネルインパルス応答の推定値h0ティルダの因果(causal)部分の長さである。トレーニングシーケンスの長さはLnである。
事前に知られているの送信されたトレーニング符号による長さLnのベクトルは、次の式で表される。
受信した符号のベクトルは、次の式で表される。
最初に受信したトレーニング・データ・エレメントをy0とする。通常、この式は最初に送信されたトレーニング符号にタップが最大のチャネルインパルス応答ベクトルhを重ねた影響(contribution)が含まれることを意味する。ベクトルyには、事前に知られているトレーニング符号のみのマルチパスによる影響で構成されるデータ成分が含まれることに留意されたい。また、ベクトルyにはマルチパスによる不明な8レベルの符号の影響を含む可能性のあるy0は含まれていない。
サイズ(Ln−Lha−Lhc)×(Lha+Lhc+1)のコンボリューション行列Aは、送信された既知のトレーニング符号で構成され、次の式で表される。
受信した符号のベクトルyは、次の式
y=Ah+v (4)
(ただし、hは長さLhのチャネルインパルス応答ベクトル、vは雑音ベクトル)で表されるので、最小二乗チャネルインパルス応答の推定値は次の式に従って式(4)の解で表される。
y=Ah+v (4)
(ただし、hは長さLhのチャネルインパルス応答ベクトル、vは雑音ベクトル)で表されるので、最小二乗チャネルインパルス応答の推定値は次の式に従って式(4)の解で表される。
しかし、この方法は、Lnが次の不等式を満たす場合にのみ有効である。
Ln≧2(Lha+Lhc)−1 (6)
トレーニングシーケンスがチャネルインパルス応答の長さに比べて非常に短い場合は、この方法で適切な結果は得られない。というのは、式(4)で解が表される方程式系は劣決定であるからである。これは、8VSBの地上波チャネルの場合によくある。たとえば、Ln=704の場合に、チャネルインパルス応答の長さは352符号でなければならない。しかし、これより長いチャネルインパルス応答は実際にはよく見られる。
Ln≧2(Lha+Lhc)−1 (6)
トレーニングシーケンスがチャネルインパルス応答の長さに比べて非常に短い場合は、この方法で適切な結果は得られない。というのは、式(4)で解が表される方程式系は劣決定であるからである。これは、8VSBの地上波チャネルの場合によくある。たとえば、Ln=704の場合に、チャネルインパルス応答の長さは352符号でなければならない。しかし、これより長いチャネルインパルス応答は実際にはよく見られる。
チャネルインパルス応答を検出するためのより適切な方法は、コンボリューション行列Aの変形に基づく。事前に知られているトレーニング符号による長さLnの長いベクトルaは、前述の式(1)で表される。ただし、このときのコンボリューション行列Aはトレーニング符号とゼロで構成されたサイズ(Ln+Lha+Lhc)×Lhのコンボリューション行列であり、次の式で表される。
受信した符号のベクトルは、次の式で表される。
ただし、y0〜yLn−1は受信したトレーニング符号である。したがって、式(8)のベクトルには既知のトレーニング符号が含まれ、マルチパスによるトレーニングシーケンスの前と後に無作為の符号によるコンボリューションが含まれる。
この場合も、式(4)を解く必要がある。ここで、コンボリューション行列Aはより大きな行列である。これは、トレーニングシーケンスの前後の不明な符号をゼロで置き換えているためである。この新しいコンボリューション行列Aは、優決定の方程式系を表す。
最初のチャネルインパルス応答および雑音推定器18は、式(7)の新たなコンボリューション行列Aと式(8)のベクトルyを使用して式(5)に従って式(4)を解き、チャネルインパルス応答の推定値h0ティルダを生成する。必要に応じて、さらに複雑な方法を使用して、よりいっそう正確な結果を求めてもよい。
タップの重み計算器20は、チャネルインパルス応答の推定値h0ティルダを使用して、平均最小二乗誤差(MMSE)によるタップの重みのセットを計算し、判定帰還型等化器22に供給する。チャネルインパルス応答から平均最小二乗誤差(MMSE)によるタップの重みのセットを計算する方法は、周知である。代替として、タップの重み計算器20は、ゼロ強制法のようなその他の方法でタップの重みを計算してもよい。
また、正確なチャネルインパルス応答の推定値の更新は、トレーニングシーケンス間で計算してもよい(事前に知られていない符号が受信された場合のみ)。たとえば、最小二乗チャネルインパルス応答の推定値は、優決定の方程式系から計算してもよい。チャネルインパルス応答の動的な変化は、受信機のトレリス復号器の判定を使用してほとんど完全に復号化された符号の長いシーケンスを構成することによって、正確に追跡できる。このシーケンスは、誤差が比較的少なく、しきい値に非常に近く、「非常に短い」8VSBトレーニングシーケンスに関する劣決定系の問題が除去されるのに十分な長さでなければならない。チャネルインパルス応答は、たとえば、セグメントごとに1度の頻度で(またはそれより高い頻度でも低い頻度でも)更新できる。
推定される更新されたチャネルインパルス応答の長さは、前述のように、Lh=Lha+Lhc+1(ただし、Lhaはチャネルインパルス応答の反因果部分の長さ、Lhcはチャネルインパルス応答の因果部分の長さ)である。長さLbのベクトルbは、ロング・トレースバック・トレリス復号器14から提供された入力符号に関する信頼できるトレリス復号器判定として定義される。さらに、ここで次の式に従ってToeplitz(テプリッツ)行列Bが定義される。
ただし、要素は実数であり、ベクトルbの符号判定で構成される。優決定の方程式系を保証するために、Lbは次の不等式で表される。
Lb≧2Lh−1 (10)
Toeplitz行列Bの次元は(Lb−Lh+1)×Lh、ただし(Lb−Lh+1)≧Lhである。
Lb≧2Lh−1 (10)
Toeplitz行列Bの次元は(Lb−Lh+1)×Lh、ただし(Lb−Lh+1)≧Lhである。
受信した信号のベクトルyはLhc≦i≦(Lb−Lha−1)となる要素yiを含む。ただし、yiは受信した符号であり、符号判定biに対応する。受信した信号のベクトルyは、次の式で表される。
y=Bh+v (11)
ただし、hは長さLhのチャネルインパルス応答ベクトル、vは雑音ベクトルである。hの最小二乗解は、次の式で表される。
ただし、hは長さLhのチャネルインパルス応答ベクトル、vは雑音ベクトルである。hの最小二乗解は、次の式で表される。
信頼できるトレリス復号器の入力符号判定を使用することによって、チャネルインパルス応答の推定値と必要な遅延拡散を計算するための十分な裏付けがある。不等式(10)で要求するように、符号判定のベクトルbは推定されるチャネルインパルス応答の少なくとも2倍の長さでなければならない。方程式系は、加法的白色ガウス雑音(AWGN:Additive White Gaussian Noise)の悪影響を減らすには十分に優決定である。したがって、チャネルインパルス応答の2倍の長さを超える符号判定のベクトルbが好ましい。
タップの重み計算器20およびタップ重み計算34によって実行するタップの重み計算には、チャネルインパルス応答の推定値だけでなく、雑音の推定値も必要である。雑音は、
(「以下、左辺を単に「yティルダ」と、右辺を単に「Ahティルダ」と称す)
に従って受信ベクトルyの推定値を計算することによって推定できる。ただし、
に従って受信ベクトルyの推定値を計算することによって推定できる。ただし、
(以下、単に「hティルダ」と称す)
は最新の計算されたチャネルインパルス応答の推定値である。ここで、雑音の推定値は次の式で表される。
は最新の計算されたチャネルインパルス応答の推定値である。ここで、雑音の推定値は次の式で表される。
ただし、‖ ‖は2−ノルムである。
上の式を8VSB受信機に適用するために、例としてパラメータLh=512、Lha=63、Lh=448、Lb=2496、Ln=704を使用してもよい。ベクトルbは、入力符号に関するロング・トレースバック・トレリス復号器14によるトレリス復号器判定の列で構成される。ロング・トレースバック・トレリス復号器14の遅延(31×12=372)は、セグメントあたり1度というチャネルインパルス応答の推定値の更新頻度に比較して重要ではない。通常、ロング・トレースバック・トレリス復号器14は、出力ビット対の判定のみを作成するが、入力符号に関する同等に信頼できる判定を実行することもできる。
上の式を8VSB受信機に適用するために、例としてパラメータLh=512、Lha=63、Lh=448、Lb=2496、Ln=704を使用してもよい。ベクトルbは、入力符号に関するロング・トレースバック・トレリス復号器14によるトレリス復号器判定の列で構成される。ロング・トレースバック・トレリス復号器14の遅延(31×12=372)は、セグメントあたり1度というチャネルインパルス応答の推定値の更新頻度に比較して重要ではない。通常、ロング・トレースバック・トレリス復号器14は、出力ビット対の判定のみを作成するが、入力符号に関する同等に信頼できる判定を実行することもできる。
たとえば、ベクトルbは3つのセグメント(Lb=2496符号)として選択してもよい。したがって、3つのデータセグメントを使用して唯一のチャネルインパルス応答の推定値の更新を生成してもよい。スライディングウィンドウ(Sliding Window)方式で処理することにより、セグメントごとに1度新しいチャネルインパルス応答の推定値の更新が得られる。オプションで、複数の連続するチャネルインパルス応答の推定値の更新を平均することにより、必要に応じてチャネルインパルス応答の精度をさらに上げることができる。チャネルインパルス応答が急速に変化する場合は、この付加的な平均のプロセスが問題となる可能性がある。
不等式(10)に示すように、ベクトルbの長さが推定されるチャネルインパルス応答の長さの少なくとも2倍であれば、符号判定の3セグメント未満のベクトルbを使用してもよい。しかし、前述のように、長いベクトルbを使用すればAWGNの悪影響を減らすことができる。
新しいタップの重みを使用して判定帰還型等化器22を更新するときに発生する待ち時間(タップ更新待ち時間またはTUL(Tap Update Latency)と呼ばれる)は、(i)ロング・トレースバック・トレリス復号器14の符号判定遅延と、(ii)最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32によるチャネルインパルス応答の推定値の更新の計算で発生する時間遅延と、(iii)タップの重み計算器34によるMMSEの計算で発生する時間遅延との合計から得られる。
チャネルインパルス応答の推定値の更新を計算するためのロング・トレースバック・トレリス復号器14の判定のみを使用する代わりに、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の符号判定とショート・トレースバック・トレリス復号器12の符号判定の組合せを使用すると、最初の項目(i)の遅延を短縮できる。こうした符号判定の組合せの使用は、図4と図5に示されている。
図4に示すタイミング図の最初の行は、受信した符号yが判定帰還型等化器22に入力されるときの対応するセグメントを含むセグメント期間の連続を表す。
第2行は、判定帰還型等化器22の出力から対応する均等化されたセグメントが得られ、ロング・トレースバック・トレリス復号器14に提供されたとき、判定帰還型等化器22の処理によりこうしたセグメント期間に対して課される遅延を表す。図4に示すように、判定帰還型等化器22の処理により、判定帰還型等化器22の入力時の対応するセグメントに比較して、セグメントに時間遅延が発生する。
第2行は、判定帰還型等化器22の出力から対応する均等化されたセグメントが得られ、ロング・トレースバック・トレリス復号器14に提供されたとき、判定帰還型等化器22の処理によりこうしたセグメント期間に対して課される遅延を表す。図4に示すように、判定帰還型等化器22の処理により、判定帰還型等化器22の入力時の対応するセグメントに比較して、セグメントに時間遅延が発生する。
第3行は、対応するセグメントの符号判定がロング・トレースバック・トレリス復号器14の出力から得られ、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32に提供されたとき、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理によりこうしたセグメント期間に対して課されるさらなる遅延を表す。図4に示すように、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理により、対応するロング・トレースバック・トレリス復号器14の入力時のセグメント(第2行)に比較して、符号判定に時間遅延が発生する。
第4行は、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32とタップの重み計算器34によるチャネルインパルス応答とタップの重みの計算で発生するさらなる遅延を表す。便宜上(必然ではない)、前述の項目(i)、(ii)、(iii)で発生する遅延のそれぞれが1/2セグメントの遅延であると仮定してもよい。こうした仮定により、3つのセグメント期間1、2、および3の符号判定で構成されるベクトルbからタップの重み計算器34で計算された更新されたタップの重みは、セグメント期間5で均等化されたセグメントの後半が判定帰還型等化器22から出力され始めるまで、判定帰還型等化器22には適用されない。これは、1.5セグメントの更新遅延に対応する。したがって、タップ更新待ち時間TULは1.5セグメントである。
チャネルインパルス応答が急速に変化するチャネルでは、(i)セグメントが判定帰還型等化器22で処理される時間と、(ii)こうしたセグメントに基づいて計算されたタップの重みの更新が判定帰還型等化器22に適用される時間との間の遅延により、判定帰還型等化器22のパフォーマンスが低下する可能性がある。これは、チャネルインパルス応答がセグメント3の終わりからセグメント5の始めまでの間に非常に大きく変化するためである。
以上では、説明を明確にするために、遅延に関していくつかの仮定がなされている。ただし、このような仮定は限定を意味するものではない。
図5のタイミング図は、更新された判定帰還型等化器22に供給するタップの重みを決定するための改善された方法を示している。ここで、ロング・トレースバック・トレリス復号器14による符号判定bの2.5セグメントにショート・トレースバック・トレリス復号器12による符号判定cの0.5セグメントを加えたものを最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32で使用して3セグメント長のベクトルbを生成し、さらにこれを使用して更新されたチャネルインパルス応答の推定値hLSティルダを生成する。
図5のタイミング図は、更新された判定帰還型等化器22に供給するタップの重みを決定するための改善された方法を示している。ここで、ロング・トレースバック・トレリス復号器14による符号判定bの2.5セグメントにショート・トレースバック・トレリス復号器12による符号判定cの0.5セグメントを加えたものを最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32で使用して3セグメント長のベクトルbを生成し、さらにこれを使用して更新されたチャネルインパルス応答の推定値hLSティルダを生成する。
3セグメント長の判定ベクトルbのショート・トレースバック・トレリス復号器12による部分のサイズは、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理によって発生する遅延に等しくなるように選択される。例として、前述の仮定がなされた場合に、この遅延は0.5セグメントであり、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理によって発生する遅延をタップ更新待ち時間TULから除去するので、TULは1セグメントに短縮される。
したがって、図5に示すタイミング図の最初の行は、受信した符号yが判定帰還型等化器22に入力されるときの対応するセグメントを含むセグメント期間の連続を表す。
第2行は、判定帰還型等化器22の処理により、判定帰還型等化器22の出力から対応する均等化されたセグメントが得られ、ロング・トレースバック・トレリス復号器14に提供されるときにこうしたセグメント期間に対して発生する遅延を表す。図5に示すように、判定帰還型等化器22の処理により、対応する判定帰還型等化器22の入力時のセグメントに比較して、セグメントに時間遅延が発生する。
第2行は、判定帰還型等化器22の処理により、判定帰還型等化器22の出力から対応する均等化されたセグメントが得られ、ロング・トレースバック・トレリス復号器14に提供されるときにこうしたセグメント期間に対して発生する遅延を表す。図5に示すように、判定帰還型等化器22の処理により、対応する判定帰還型等化器22の入力時のセグメントに比較して、セグメントに時間遅延が発生する。
第3行は、ショート・トレースバック・トレリス復号器12の処理により、対応するセグメントの符号判定がショート・トレースバック・トレリス復号器12の出力から得られ、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32に提供されるときに、こうしたセグメント期間に対して発生ゼロ遅延を表す。
第4行は、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理により、対応するセグメントの符号判定がロング・トレースバック・トレリス復号器14の出力から得られ、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32に提供されるときに、こうしたセグメント期間に対して発生するさらなる遅延を表す。図5に示すように、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理により、対応するロング・トレースバック・トレリス復号器14の入力時のセグメントに比較して、符号判定に時間遅延が発生する。
第5行は、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32とタップの重み計算器34によるチャネルインパルス応答とタップの重みの計算で発生するさらなる遅延を表す。
図5に示すように、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32は、更新されたチャネルインパルス応答の推定値hLSティルダの計算で、ロング・トレースバック・トレリス復号器14による符号判定bの2.5セグメントとショート・トレースバック・トレリス復号器12による符号判定cの0.5セグメントを加えたものを使用する。ロング・トレースバック・トレリス復号器14によって発生した遅延が0.5セグメントであると仮定した場合は、ショート・トレースバック・トレリス復号器12による符号判定cの0.5セグメントがロング・トレースバック・トレリス復号器14による符号判定bの2.5セグメントの後半のセグメントと同時に発生する。
ショート・トレースバック・トレリス復号器12による符号判定cは、ロング・トレースバック・トレリス復号器14による符号判定bより若干信頼性が低い。しかし、チャネルインパルス応答が急速に変化する場合は、移動受信機の場合と同様に、タップ更新待ち時間TULの短縮は、精度の低い符号判定cの不利益を差し引いても有効である。
ロング・トレースバック・トレリス復号器14は、トレースバックの最大深度から1を引いた数に等しい遅延Dmaxの後に、信頼できる判定を出力する能力を備えている。ロング・トレースバック・トレリス復号器に内蔵されたパスメモリに遅延ゼロから遅延Dmaxまでの符号判定が同時に保持されることは周知である。このような符号判定は、米国特許出願第US2002/0154248 Al号に示すように、任意の望ましい時間に同時に出力できる。この公開された出願は、このような同時出力を使用して判定を判定帰還型等化器の帰還フィルタに戻す方法を説明する。この操作は、符号の更新、遅延ゼロから遅延Dmaxまでの新しい判定のセットがそれぞれ帰還フィルタに同時に供給されるのが効果的である。
この概念は、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32によって更新されたチャネルインパルス応答の推定値hLSティルダを決定するときに適用できる。図5に関連して説明するようにロング・トレースバック・トレリス復号器14の符号判定とショート・トレースバック・トレリス復号器12の符号判定の組合せを使用する代わりに、0.5セグメントの遅延を想定した場合、図6に示すように、チャネルインパルス応答の推定値の更新に必要な判定b’の最後の0.5セグメントでロング・トレースバック・トレリス復号器14のパスメモリに保存されている十分な数の判定の同時出力を使用する。この方法では、タップ更新待ち時間TULの望ましい短縮が実現されると同時に、図5に関連して説明するロング・トレースバック・トレリス復号器14の符号判定とショート・トレースバック・トレリス復号器12の符号判定の組合せを使用する方法と比較してより信頼できる符号判定が使用される。
したがって、図6に示すタイミング図の最初の行は、受信した符号yが判定帰還型等化器22に入力されるときの対応するセグメントを含むセグメント期間の連続を表す。
第2行は、判定帰還型等化器22の処理により、対応する判定帰還型等化器22の出力から均等化されたセグメントが得られ、ロング・トレースバック・トレリス復号器14に提供されるときにこうしたセグメント期間に対して発生する遅延を表す。図6に示すように、判定帰還型等化器22の処理により、対応する判定帰還型等化器22の入力時のセグメントに比較して、セグメントに時間遅延が発生する。
第2行は、判定帰還型等化器22の処理により、対応する判定帰還型等化器22の出力から均等化されたセグメントが得られ、ロング・トレースバック・トレリス復号器14に提供されるときにこうしたセグメント期間に対して発生する遅延を表す。図6に示すように、判定帰還型等化器22の処理により、対応する判定帰還型等化器22の入力時のセグメントに比較して、セグメントに時間遅延が発生する。
第3行は、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理により、対応するセグメントの符号判定がロング・トレースバック・トレリス復号器14から同時に出力され、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32に提供されるときに、こうしたセグメント期間に対して発生するゼロからDmaxまでの遅延を表す。
第4行は、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理により、対応するセグメントの符号判定がロング・トレースバック・トレリス復号器14の出力から得られ、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32に提供されるときに、こうしたセグメント期間に対して発生するさらなる遅延を表す。図6に示すように、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の処理により、対応するロング・トレースバック・トレリス復号器14の入力時のセグメントに比較して、符号判定に時間遅延が発生する。
第5行は、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32とタップの重み計算器34によるチャネルインパルス応答とタップの重みの計算で発生するさらなる遅延を表す。
図6に示すように、最小二乗チャネルインパルスおよび雑音更新推定器32は、更新されたチャネルインパルス応答の推定値hLSティルダの計算で、ロング・トレースバック・トレリス復号器14の出力による符号判定bの2.5セグメントとロング・トレースバック・トレリス復号器14による同時の符号判定b’の0.5セグメントを加えたものを使用する。ロング・トレースバック・トレリス復号器14によって発生した遅延が0.5セグメントであると仮定した場合は、ロング・トレースバック・トレリス復号器14による同時の符号判定の0.5セグメントがロング・トレースバック・トレリス復号器14の出力による符号判定の2.5セグメントの後半のセグメントと同時に発生する。
ロング・トレースバック・トレリス復号器14による同時の符号判定(図3のb’を参照)は、トレースバック・トレリス復号器12による符号判定より信頼性が高い。
以上、本発明の特定の変形について以上で説明してきた。本発明のその他の変形は、本発明を実施する当業者によって行われるであろう。たとえば、復号器12と14は12位相のトレリス復号器でもよい。12位相のトレリス復号器は、大部分がATSC標準に準拠するデジタルテレビジョンの適用例専用である。しかし、その他の適用例では、12位相のトレリス復号器以外の復号器を使用してもよい。
以上、本発明の特定の変形について以上で説明してきた。本発明のその他の変形は、本発明を実施する当業者によって行われるであろう。たとえば、復号器12と14は12位相のトレリス復号器でもよい。12位相のトレリス復号器は、大部分がATSC標準に準拠するデジタルテレビジョンの適用例専用である。しかし、その他の適用例では、12位相のトレリス復号器以外の復号器を使用してもよい。
したがって、本発明の説明は単に説明を目的とするものと解釈すべきであり、本発明を実施するための最適な方式を当業者に教示することを目的とする。細部は本発明の精神を実質的に逸脱することなく変わる可能性があり、添付の請求項の範囲内にあるすべての変形の排他的な使用が留保される。
Claims (20)
- 判定帰還型等化器を動作させる方法であって、
前記判定帰還型等化器の出力から第1の符号判定を作成し、前記第1の符号判定は比較的長い処理遅延を特徴とするステップと、
前記判定帰還型等化器の前記出力からの第2の符号判定を作成し、前記第2の符号判定は比較的短い処理遅延を特徴とするステップと、
前記第1および第2の符号判定に基づいて前記判定帰還型等化器のタップの重みを決定するステップとを備える方法。 - 前記第1の符号判定を作成するステップは、符号判定bを作成する間に前記判定帰還型等化器の前記出力に逐次的な処理遅延をもたらすデバイスの使用によって前記符号判定bを作成するステップを備えており、前記第2の符号判定を作成するステップは、前記デバイスによる符号判定b’を使用するステップを備えており、さらに前記符号判定b’は前記符号判定bが特徴とする処理遅延より短い処理遅延を特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記デバイスの使用によって符号判定bを作成するステップは、ロング・トレースバック・トレリス復号器の使用によって前記符号判定bを作成するステップを備えており、前記デバイスによる符号判定b’を使用するステップは、前記ロング・トレースバック・トレリス復号器による前記符号判定b’を使用するステップを備える請求項2に記載の方法。
- 第1の符号判定を作成するステップは、第1の処理遅延をもたらす第1のデバイスの使用によって前記第1の符号判定を作成するステップを備えており、第2の符号判定を作成するステップは、第2の処理遅延をもたらす第2のデバイスの使用によって前記第2の符号判定を作成するステップを備えており、さらに前記第2の処理遅延は前記第1の処理遅延より短い請求項1に記載の方法。
- デバイスの使用によって前記第1の符号判定を作成するステップは、ロング・トレースバック・トレリス復号器の使用によって前記第1の符号判定を作成するステップを備えており、第2のデバイスの使用によって前記第2の符号判定を作成するステップは、ショート・トレースバック・トレリス復号器の使用によって前記第2の符号判定を作成するステップを備える請求項4に記載の方法。
- 前記ショート・トレースバック・トレリス復号器は、ゼロ遅延トレリス復号器を備える請求項5に記載の方法。
- タップの重みを決定するステップは、前記比較的長い処理遅延に対応する前記第2の符号判定の値に基づいて前記タップの重みを決定するステップを備える請求項1に記載の方法。
- 判定帰還型等化器であって、
均等化するデータを受信するフィードフォワードフィルタと、
フィードバックフィルタと、
前記フィードフォワードフィルタの出力と前記フィードバックフィルタの出力とを組み合わせて等化器の出力を提供する加算器と、
比較的短い処理遅延を特徴とし、前記等化器の出力を復号して第1の復号された等化器出力を提供し、前記第1の復号された等化器出力を前記フィードバックフィルタの入力として供給する第1の復号器と、
比較的長い処理遅延を特徴とし、前記等化器の出力を復号して第2の復号された等化器出力を提供する第2の復号器と、
前記第1および第2の復号された等化器出力に基づいてタップの重みを決定し、前記タップの重みを前記フィードフォワードフィルタと前記フィードバックフィルタに供給するタップの重み制御器とを備える等化器。 - 前記比較的短い処理遅延はゼロ遅延を備える請求項8に記載の判定帰還型等化器。
- 前記第1の復号器はショート・トレースバック・トレリス復号器を備えており、前記第2の復号器はロング・トレースバック・トレリス復号器を備える請求項8に記載の判定帰還型等化器。
- 前記ショート・トレースバック・トレリス復号器はゼロ遅延トレリス復号器を備える請求項10に記載の判定帰還型等化器。
- 前記タップの重み制御器は、前記比較的長い処理遅延に対応する前記第1の復号された等化器出力の値に基づいて前記タップの重みを決定する請求項8に記載の判定帰還型等化器。
- 前記タップの重み制御器は、前記データおよび前記第1および第2の復号された等化器出力に応じて前記タップの重みを決定する請求項8に記載の判定帰還型等化器。
- 判定帰還型等化器であって、
均等化するデータを受信するフィードフォワードフィルタと、
フィードバックフィルタと、
前記フィードフォワードフィルタの出力と前記フィードバックフィルタの出力とを組み合わせて等化器の出力を提供する加算器と、
前記等化器の出力を復号して第1の復号された等化器出力を提供し、前記第1の復号された等化器出力を前記フィードバックフィルタの入力として供給する第1の復号器と、
比較的長い処理遅延と比較的短い処理遅延とを特徴とし、前記等化器の出力を復号して前記比較的長い処理遅延による第2の復号された等化器出力と前記比較的短い処理遅延による第3の復号された等化器出力とを提供する第2の復号器と、
前記第2および第3の復号された等化器出力に基づいてタップの重みを決定し、前記タップの重みを前記フィードフォワードフィルタと前記フィードバックフィルタに供給するタップの重み制御器とを備える等化器。 - 前記第1の復号器はゼロ遅延復号器を備える請求項14に記載の判定帰還型等化器。
- 前記第1の復号器はショート・トレースバック・トレリス復号器を備えており、前記第2の復号器はロング・トレースバック・トレリス復号器を備える請求項14に記載の判定帰還型等化器。
- 前記ショート・トレースバック・トレリス復号器はゼロ遅延トレリス復号器を備える請求項16に記載の判定帰還型等化器。
- 前記タップの重み制御器は、前記比較的長い処理遅延に対応する前記第3の復号された等化器出力の値に基づいて前記タップの重みを決定する請求項14に記載の判定帰還型等化器。
- 前記タップの重み制御器は、前記データおよび前記第2および第3の復号された等化器出力に応じて前記タップの重みを決定する請求項14に記載の判定帰還型等化器。
- 前記第2の復号器は前記第2の復号器の同時の出力から第3の復号された等化器出力を提供し、前記第2の復号器の同時の出力は別々の遅延を表す請求項14に記載の判定帰還型等化器。
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