JP2007524334A - 時間依存性信号からパワーを導出するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

寄生的なパワーの抽出に基づく電源装置及び方法が、開示される。パワーは、装置に入ってくる、及び／又は、そこから出て行く信号から、抽出される。抽出されたパワーは、装置と関連したデバイス用のＤＣ電圧に、変換される。抽出パワーの正の部分は、加法的に結合されて、第１の潜在的に時間依存する信号を生成し、抽出パワーの負の部分も、加法的に結合されて、第２の潜在的に時間依存する信号を生成する。２つの潜在的に時間依存する信号も加法的に結合され、所望の数のＤＣ電圧及び振幅に、分割される。抽出パワーが、ＤＣ電圧を供給するのに不適切である場合、任意選択のＤＣ電圧電源が、設けられる。

Description

本発明は、複数の信号からパワーを抽出し、抽出したパワーを１つ又は複数のＤＣ電圧として負荷装置に供給するための装置及び方法に関する。

１つの源からパワーを得て１つ又は複数の使用のカテゴリに変換することは、知られている。例えば、米国特許第４，１８４，１９７号に、１つの源からパワーを得て、そのパワーを１つ又は複数のＤＣ電圧に変換するＤＣ／ＤＣスイッチング変換器が、開示されている。しかし、これらの変換器は、２つ以上の源から同時に抽出されたパワーを処理する機能、又は、複数の源から供給された信号からパワーを抽出する機能を有していない。

多数の用途においては、容易に電源を利用できない負荷装置に、又は消費電力の節約のため動作パワーを得る代替方法が必要な負荷装置に、パワーを供給することが、望ましいことがある。例えば、導入済みの機器への改造用として設計された装置は、導入済みの機器の電源への接続が可能でないことがある。

代替の源からパワーを得て、負荷装置に動作パワーを供給することが可能な電源装置及び方法が、必要である。

（発明の概要）
本発明の装置の第１の実施形態では、パワー抽出器は、複数の潜在的に時間に依存する信号から電圧及び／又は電流（本明細書では、電圧／電流という）を抽出し、第１及び第２の電圧／電流信号を生成する。パワー変換回路は、第１及び第２の電圧／電流信号を負荷装置用の複数のＤＣ電圧に変換する。

本発明の装置の第１の実施形態の１つのバージョンでは、第１及び第２の電圧／電流信号は、潜在的に時間依存する信号の、それぞれ正及び負の状態になる部分に基づく。好ましいのは、正状態になる部分が、加法的な方法で結合されて、第１の電圧／電流信号を生成し、負状態になる部分が、加法的な方法で結合されて、第２の電圧／電流信号を生成することである。

本発明の第１の実施形態の前述のバージョンでは、パワー抽出器は、潜在的に時間依存する信号毎に、ダイオード・ネットワークを含むことが好ましい。ダイオード・ネットワークは、第１ラインと第２のラインとの間に並列で接続され、第１及び第２のラインは、それぞれ、第１及び第２の電圧／電流信号を伝達する。

本発明の装置の第１の実施形態の他のバージョンでは、パワー変換回路は、第１及び第２の電圧／電流信号を加法的な方法で結合して、複数のＤＣ電圧を生成するトランス回路を含む。好ましいのは、パワー変換回路が、第１及び第２の電圧／電流信号を切り替えてトランスへ送るスイッチを含むことである。

本発明の装置の第１の実施形態の他のバージョンでは、複数の潜在的に時間依存する信号が、ＤＣ電圧を発生するには不適切なパワーを供給するとき、任意選択の電源は、所定の方法でパワー変換回路に結合される。

本発明の装置の第１の実施形態の他のバージョンでは、第１及び第２の電圧／電流信号の振幅は、潜在的に時間依存する信号の組み合わせに基づき、変化する。

本発明の装置の第１の実施形態の他のバージョンでは、帰還回路は、ＤＣ電圧の第１の電圧に応答して、エラー信号を生成する。エラー信号は、パワー変換回路によって使用され、第１のＤＣ電圧を調節する。好ましくは、帰還回路は、出力キャパシタンスを有したエラー増幅器と、回路中でエラー増幅器と接続される安定化電圧源であって、パワー変換回路への出力キャパシタンスの影響を実質的に取り除く安定化電圧源と、を含む。好ましいのは、安定化電圧源から供給される安定した電圧が、第１及び第２の電圧／電流信号から得られることである。

エラー増幅器は、そのコレクタが回路中で安定化電圧源と接続されるトランジスタであって、そのエミッタがエラー信号をパワー変換回路へ供給するように接続されたトランジスタを含む。好ましいのは、トランジスタが、第１のＤＣ電圧に応答するアクティブ装置によって制御された発光ダイオードに、光学的に結合されたフォトトランジスタであることである。

本発明の装置の第１の実施形態の前述の何れかのバージョンでは、装置は、それぞれが１つ又は複数の潜在的に時間依存する信号をもたらす第１及び第２のデバイスを任意選択で含むことができる。

本発明の装置の第２の実施形態では、複数の入力ステージ及び複数の出力ステージは、回路中でトランスと接続される。スイッチング回路は、入力ステージを切り替えて、トランス中で第１の電圧／電流信号と第２の電圧／電流信号とを組み合わせ、出力ステージ中で負荷装置用の複数のＤＣ電圧を生成する。入力ステージは、複数の潜在的に時間依存する信号からパワーを抽出し、第１及び第２の電圧／電流信号を生成することが好ましい。

各潜在的に時間依存性の電圧が、非ゼロの振幅を有したとき、又は、１つ又は複数の（しかし全てではない）潜在的に時間依存性の電圧が、ゼロの振幅を有したとき、ともにＤＣ電圧は、生成されることが好ましい。

本発明の装置の第２の実施形態の１つのバージョンでは、任意選択の入力ステージは、任意選択の入力電圧源を回路中でトランスに接続する。任意選択の入力ステージと、トランスと、出力ステージとが、協力してＤＣ電圧を生成する。

本発明の方法は、複数の潜在的に時間依存する信号から第１及び第２の信号部分を抽出する。第１及び第２の信号部分を組み合わせて、第１及び第２の電圧／電流信号が、生成される。第１及び第２の電圧／電流信号は、トランスによって結合され、ＤＣ電圧が、生成される。

第１及び第２の信号部分は、正状態になる部分が、部分的に加法的な方法で組み合わされて第１の電圧／電流信号を生成し、負状態になる部分が、部分的に加法的な方法で組み合わされて第２の電圧／電流信号を生成するような、正状態及び負状態になる部分であることが好ましい。

本発明の方法の他の実施形態では、第１及び第２の電圧／電流信号の振幅は、潜在的に時間依存する信号の組み合わせに基づき、変化する。好ましいのは、各潜在的に時間依存する信号が、非ゼロの振幅を有したとき、又は、少なくとも１つの、しかし全てではない潜在的に時間依存する信号が、ゼロの振幅を有したとき、ともにＤＣ電圧が、生成されることである。

なお、本発明の他の、及び更なる目的と、利点と、特徴とが、以下の明細書を添付図面とともに参照することによって理解されるはずである。図面中、同じ参照記号は、同じ構造の要素を示す。

図１を参照すると、通信システム２０は、コンピュータ２２と、モデム２６及びネットワーク２８によってメッセージを交換するために相互接続されたターミナル装置２４と、を含む。負荷装置３０は、モデム２６とターミナル装置２４との間に接続される。負荷装置３０は、ターミナル装置２４の出力信号とモデム２６の出力信号とに基づき、動作する。

例えば、負荷装置３０は、ターミナル装置２４から外に向かう通信へのセキュリティ対策をエンコードし、モデム２６から入ってくる通信からのセキュリティ対策をデコードする目的のために、ターミナル装置２４を改造するセキュリティ装置とすることができる。負荷装置３０は、本発明のパワー装置３２から供給されるＤＣ電圧によって、給電される。図１に３０Ｂとして示す類似のセキュリティ対策装置、又はそのソフトウェア等価物が、コンピュータ２２と関連することは、当業者に、明らかなはずである。別個の装置として、セキュリティ対策装置３０Ｂは、コンピュータ２２から利用できるパワー、又は、本発明のパワー装置３２などのパワー装置から利用できるパワーによって、給電することができる。

パワー装置３２は、パワー抽出器３４と、パワー変換器３６と、任意選択の外部電源３８と、を含む。パワー抽出器３４は、複数の信号ライン、即ち、モデム２６の出力信号ライン４０、４２、４４、及び４６、並びに、ターミナル装置２４の出力信号ライン４８及び５０と、相互接続される。モデム２６の出力信号ライン４０、４２、４４、及び４６は、それぞれ、ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、及びＤＣＤとして識別された潜在的に時間依存する信号を伝達する。ターミナル装置２４の出力信号ライン４８及び５０は、それぞれ、ＤＴＲ及びＲＴＳとして識別された潜在的に時間依存する信号を伝達する。

パワー抽出器３４は、潜在的に時間依存する信号ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、ＤＣＤ、ＤＴＲ、及びＲＴＳから、パワー（電圧及び／又は電流）を抽出する。即ち、パワー抽出器３４は、寄生物（ｐａｒａｓｉｔｅ）と同様に、これらの信号から、パワーを採取する。パワー抽出器３４は、第１及び第２の電圧／電流信号として、それぞれＶｐライン５２及びＶｎライン５４上に、抽出されたパワーを供給する。

パワー変換器３６は、ライン５２及び５４上の第１及び第２の電圧／電流信号を、複数の供給ライン５６、５８、及び６０を介して負荷装置３０へ供給される複数のＤＣ電圧に変換する。重要なことは、パワー装置３２と、モデム２６と、負荷装置３０と、ターミナル装置２４とが、図１に示す例えば回路グラウンド６１のような共通の基準電位を共有していることである。

潜在的に時間依存する信号ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、ＤＣＤ、ＤＴＲ、及びＲＴＳから抽出されたパワーが、負荷装置３０に給電するには不適切であるとき、又は、パワー抽出プロセスが、通信システム２０の性能に大いに影響を与える場合、外部電源３８は、パワーを供給する。この目的のため、外部電源装置３８は、ＡＣ又はＤＣパワーを、ライン３７及び３９のペアを介して、パワー抽出器３４に供給する。

通信システム２０が、パワー装置３２を使用して負荷装置３０に給電することができ、パワー装置３２を使用して他のシステム中の負荷装置に給電することができるシステムの実施例であることは、当業者に明らかなはずである。パワー抽出器３４は、ターミナル装置２４の２つの信号及びモデム２６の４つの信号からパワーを抽出するが、より多く又はより少なく信号を使用することができるかどうかは、利用できる信号の数及び負荷装置３０の必要パワーに基づくことも、当業者に明らかなはずである。３つの供給ラインが、３つのＤＣ電圧用に示してあるが、供給ライン及びＤＣ電圧がより多く又はより少なく可能であるかどうかは、特定の負荷装置３０の必要パワーに基づくことも当業者に明らかなはずである。

通信システム２０には、各潜在的に時間依存する信号ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、ＤＣＤ、ＤＴＲ、及びＲＴＳが、最小値（例えば３．５ボルト）に等しい又はそれより大きい振幅を有した正又は負の電圧として、供給される。電圧の極性（正又は負）は、論理真（ＴＲＵＥ）又は論理偽（ＦＡＬＳＥ）の状態を表す。潜在的に時間依存する信号から引き出すことができる電流量は、限定され、より多くの電流が引き出されると、電圧が低下する。この相互作用は、通常、所与の装置源（例えばターミナル装置２４）からの、電圧が同じ極性である潜在的に時間依存する信号全てに及ぶ。潜在的に時間依存する信号の電圧極性は、ターミナル装置２４及びモデム２６に関与する通常の初期化及びメッセージ交換通信によって、時間とともに変化する。

本発明のパワー装置３２は、所与の電圧極性を有した所与の源（例えばターミナル装置２４）からの電流全ての停止を含む、潜在的に時間依存する信号ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、ＤＣＤ、ＤＴＲ、及びＲＴＳに、反応する。実行可能なとき、パワー装置３２は、負荷装置３０によって必要とされるパワーを抽出し、そのように抽出することが可能でないときはこれを検出する。

更に、パワー抽出器３４は、ターミナル装置２４及びモデム２６の何れか又はその両方から、パワーを抽出する。例えば、入ってくる又は出て行くメッセージがないとき、ターミナル装置２４又はモデム２６は、何れもどのような潜在的に時間依存する信号も生成しない。しかし、ターミナル装置２４又はモデム２６の何れかが、そのインターフェース機能に給電している限り、パワーは、時間に依存しない形でなおもたらされており、ＤＣ電圧は、依然として負荷装置３０に供給される。通常、信号ＤＳＲ及びＤＴＲの極性は、システム初期化中だけ変化し、その後、通常のシステム動作中、信号ＤＳＲ及びＤＴＲの振幅は、変化することがある又は不変のままである。モデム２６が、入ってくるメッセージを受け取り、それを送った場合、信号ＲＩ及びＤＣＤの極性は、潜在的に時間に応じて変化することがあり、一方信号ＤＳＲ、ＤＴＲ、ＲＴＳ、及びＣＴＳの極性は、時間で変化しない。信号の何れか又は全ての振幅は、時間で変化することがある。パワー抽出器３４は、その極性が潜在的に時間で変化することがある信号ＲＩ及びＤＣＤ、並びに、その極性が通常時間で変化しない信号ＤＳＲ、ＤＴＲ、ＲＴＳ、及びＣＴＳの両方から、パワーを抽出して、ＤＣ電圧を負荷装置３０に供給する。他方では、出て行くメッセージだけが、アクティブであるとき、時間不変であり潜在的に時間で変化する、ＲＩ、ＤＣＤ、ＲＴＳ、及びＣＴＳの役割は、反転する。

図２を参照すると、パワー抽出器３４は、潜在的に時間依存する信号ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、ＤＣＤ、ＤＴＲ、及びＲＴＳから、パワーを抽出し、第１及び第２の電圧／電流信号としてそれぞれＶｐライン５２及びＶｎライン５４上に、抽出されたパワーを与える。パワー抽出器３４は、潜在的に時間依存する信号ＤＴＲ、ＲＴＳ、ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、及びＤＣＤをそれぞれ受け取り、Ｖｐライン５２とＶｎライン５４との間に並列で接続された複数のダイオード・ネットワーク６２−１、６２−２、６２−３、６２−４、６２−５、及び６２−６を含む。

パワー抽出器３４は、追加のダイオード・ネットワーク６２−７及び６２−８も含み、それらのネットワークは、共通のグラウンド電位６１を共有した又は浮いたグラウンドを有した適切な電圧範囲の外部電源３８からライン３７及び３９を介してパワーを受け取るように、接続されている。

必要な制御信号とともに、パワー変換器３６の絶縁された一次巻き線を介して代替の電源を提供する代替の方法は、電源設計技術の当業者に明らかなはずである。外部電圧源の電圧範囲及びグラウンド電位において、その外部電圧源を使用することが可能になる場合、本発明の方法は、より複雑でなく自動的スイッチングのため、好ましい。

パワー抽出器３４は、回路グラウンドに接続された追加のダイオード・ネットワーク６２−９も含み、それは、他の電源が、全てＶｐライン５２及びＶｎライン５４用の限界電圧を達成させていないとき、その限界電圧を確立する。

各ダイオード・ネットワークが実質的に同様なので、ダイオード・ネットワーク６２−１及び６２−９だけを、詳細に述べる。ダイオード・ネットワーク６２−１は、Ｖｐライン５２とＶｎライン５４との間に直列で接続された上側ダイオード６４−１及び下側ダイオード６６−１を含む。潜在的に時間依存する信号ＤＴＲが、上側ダイオード６４−１と下側ダイオード６６−１との接合点で受け取られる。ダイオード・ネットワーク６２−９は、Ｖｐライン５２とＶｎライン５４との間に直列で接続された上側ダイオード６４−９及び下側ダイオード６６−９を含む。共通のグラウンドが、上側ダイオード６４−９と下側ダイオード６６−９との接合点へ連結される。

ダイオード・ネットワーク６２−１から６２−６まで、及び６２−９の動作を考えると、ダイオードは、信号ＤＴＲ、ＲＴＳ、ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、ＤＣＤ及び回路グラウンドから、瞬間的な最大及び最小電圧を抽出し、それらの最大及び最小電圧と同じであるような信号の電流を加算する。信号源の性質は、信号源への負荷電流が増加する時に、その信号電圧の振幅が低下するので、最大／最小の電圧／電流を組み合わせて加算する機能は、電流の抽出が増加するにつれて、極端な場合、同じ極性のすべての入力が、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４の適切な１つの方に電流を与えるまで、寄与する電圧源の数を増加させる。

例えば、ターミナル装置２４からの信号ＤＴＲ及びＲＴＳがそれぞれ＋５．４ボルト及び−５．２ボルトであり、また、モデム２６からの信号ＤＳＲ、ＤＣＤ、ＲＩ及びＣＴＳがそれぞれ＋５．７ボルト、＋５．７ボルト、−５．４ボルト及び−５．４ボルトであり、さらに、ネットワーク６２−１から６２−６のダイオードのそれぞれの順方向ダイオード電圧低下が０．６ボルトであるとき、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４における無負荷電圧は、それぞれ、＋５．１ボルト及び−４．８ボルトであり、信号ＤＳＲ、ＤＣＤ、ＲＩ、及びＣＴＳによって、それぞれＶｐライン５２にはダイオード６４−３及び６４−４から、Ｖｎライン５４にはダイオード６６−５及び６６−６から、供給される。Ｖ＋及びＶ−ラインへの負荷が増加するにつれて、モデム２６から供給される電圧は、通常、低下する。ＤＳＲ及びＤＣＤに基づき供給される正の電圧が、ＤＴＲの電圧に達したとき、信号ＤＴＲは、Ｖｐライン５２に電流を与え始める。同様に、ＲＩ及びＣＴＳに基づき供給される負の電圧が、ＲＴＳの電圧と一致したとき、信号ＣＴＳは、Ｖｎライン５４に電流を与え始める。

全ての非ゼロ信号は、同じ極性であり得る。説明の目的のための例として、信号ＲＩは、所与のタイプのシステム中で使用することができず、そのケースでは、それは、接続されず、浮かしたままにしておくことがある。そのようなシステムが、同時に送信し受信することが可能な場合であって、両方が起きているとき、通常、他の信号ＤＴＲ、ＣＴＳ、ＤＳＲ、ＲＴＳ、及びＤＣＤは、全て同じ高い極性を有する。このケースでは、Ｖｐライン５２は、これらの信号によって与えられる高い方の電圧によって駆動され、ダイオード６４−１、６４−２、６４−３、６４−５、６４−６の全てが、導通状態であり、ダイオード６６−１、６６−２、６６−３、６６−５、６６−６の全てが、遮断される。ここで、ダイオード６６−９は、グラウンドより１つの順方向ダイオード電圧低下だけ高い、＋０．４ボルトとして、Ｖｎライン５４上の電圧を確立する。この状況では、Ｖｐ及びＶｎは、ともに正であり、Ｖｐは、より大きい正である。

外部電源３８が、ライン３７及び３９に接続された場合であって、接続された電源が、ダイオード６４−１、６４−２、６６−１、及び６６−２の順方向ダイオード電圧低下の後で、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４上に普通なら供給される電圧より大きい電圧を提供するとき、ダイオード・ネットワーク６２−７及び６２−８は、アクティブになり、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４に電流を与える。外部電源３８が、共通グラウンドを基準にする、又は、浮かしたグラウンド基準を有さなければならない理由は、ここで、明らかになる。同様に、電源外部３８から供給される最大振幅電圧は、適切な順方向ダイオード電圧低下の後で、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４上に、供給される。

Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４上の最大振幅電圧は、パワー抽出器３４中のダイオード全ての逆方向ブレークダウン電圧定格に必要になる最低電圧を決定する。ダイオード６４−９及び６６−９の逆方向ブレークダウン電圧は、それぞれ、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４に対する最大電圧より大きくなければならない。パワー抽出器３４の他のダイオード全ての逆方向ブレークダウン電圧は、それらが直接接続されるＶｐライン５２又はＶｎライン５４のどちらかの最大振幅電圧と、プラス、ダイオードの反対側端末端部が直接接続される入力信号端子において供給され得る、前記Ｖｐライン５２又はＶｎライン５４への反対極性の電圧の最大振幅との合計より、大きくなければならない。

説明の目的のための例として、信号ＤＴＲ、ＲＴＳ、ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、及びＤＣＤにおいて供給される何れかの連続電圧の最大振幅が、１５Ｖである場合であって、外部電源３８は、ＤＣ電圧が振幅で６Ｖ〜２４Ｖの範囲内、又はＡＣｒｍｓ電圧が２４Ｖ±１５％とすることができ、その全ては、容易に利用できる外部電源である場合、ネットワーク６２−９のダイオードは、２５Ｖ又はそれより大きい逆方向ブレークダウン電圧が必要であり、また、ネットワーク６２−１から６２−６のダイオードは、４０Ｖ又はそれより大きい逆方向ブレークダウン電圧が必要であり、さらに、ネットワーク６２−７及び６２−８のダイオードは、６０Ｖ又はそれより大きい逆方向ブレークダウン電圧が必要である。そのようなダイオードの対応する順方向電圧低下は、従って、それぞれ、これら３つのクラスのダイオード・ネットワークについて、０．４Ｖ、０．６Ｖ及び１．０Ｖでもよい。

図３を参照すると、パワー変換器３６は、入力エネルギー貯蔵部７０と、スイッチング・ネットワーク８０と、絶縁変換器１００と、出力エネルギー貯蔵部１５０と、過電圧保護器１４０と、帰還ネットワーク１６０と、を含む。入力エネルギー貯蔵部７０と、スイッチング・ネットワーク８０と、絶縁変換器１００とが、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４に接続される。

入力エネルギー貯蔵部７０は、複数の目的を果たす。それは、信号ＤＴＲ、ＲＴＳ、ＤＳＲ、ＲＩ、ＣＴＳ、及びＤＣＤの極性の速い変化によって引き起こされたＶｐライン５２及びＶｎライン５４上の電圧中の鋭い過渡状態を取り除く。それは、電源設計技術に精通した当業者に知られているように、ＡＣ入力を従来通り円滑にする。更に、それは、スイッチング・ネットワーク８０及び絶縁変換器１００によって反射されて入力部に戻ったエネルギーを、電源設計技術に精通した当業者によく知られているように全て再捕捉する。

図４を参照すると、入力エネルギー貯蔵部７０は、回路グラウンドとＶｐライン５２及びＶｎライン５４との間に、それぞれ接続されたコンデンサ７２及び７４を含む。コンデンサ７２及び７４は、エネルギーがパワー抽出器３４によって伝達されたとき、それぞれＶｐライン５２及びＶｎライン５４のためのエネルギー貯蔵装置として働き、スイッチング・ネットワーク８０及び絶縁変換器１００から戻されることがあるスイッチング・エネルギー全てを再捕捉するようにも働く。

再び図３を参照すると、スイッチング・ネットワーク８０は、ライン８２上でスイッチング信号を絶縁変換器１００へ供給する。絶縁変換器１００は、ライン８２上のスイッチング信号に応答して、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４上の時間依存性信号を、ライン１０２、１０４、及び１０６上の複数のＤＣ出力電圧に変換する。出力エネルギー貯蔵ネットワーク１５０が、電荷（エネルギー）を貯蔵する一方、過電圧保護器１４０が、各ライン１０２、１０４、及び１０６上のＤＣ電圧に対して過電圧を保護する。

帰還ネットワーク１６０は、スイッチング・ネットワーク８０及び絶縁変換器１００を制御して、ライン１０２、１０４、及び１０６の少なくとも１つ上のＤＣ出力電圧を調節するように動作する。説明の目的のための例として、ライン１０４上のＤＣ電圧を、調節されるものとして示し説明する。帰還ネットワーク８０は、基準電圧に対するライン１０４上のＤＣ電圧の変動に応答して、ライン１６２上にエラー信号ＥＳを発生する。エラー信号ＥＳは、ライン８２上のスイッチング信号のタイミングと、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４から絶縁変換器１００へ結合されるエネルギーと、を制御する。ライン１０４上のＤＣ出力電圧が、所望の値から変動したとき、エラー信号ＥＳは、スイッチング・ネットワーク８０を制御して、ライン１０４上のＤＣ電圧を所望の値に修正するように、変化することにもなる。

図５を参照すると、スイッチング・ネットワーク８０は、Ｖｉｎ及びＧＮＤ端子がそれぞれＶｐライン５２及びＶｎライン５４に接続されたパルス幅変調（ＰＷＭ）制御器８４を含む。ＰＷＭ制御器８４は、制御帰還端子ＦＢが帰還ライン１６２に接続され、パワー・スイッチング端子ＳＷ＋及びＳＷ−が、それぞれ、ライン８２及びＶｎライン５４に接続され、ＳＷ−は、極めて小さな抵抗９８を介して接続されて過電流を保護する。

ＰＷＭ制御器８４は、ライン５２及び５４上のゆっくりと時間に依存する信号を交互に２つの異なる経路を通して送出し、次いでそれによって絶縁変換器１００のトランスの一次巻き線を、まず一方向に、次いで、交代する方向で通して、電流を流す。導通経路のそのような速い変化によって、ＰＷＭ制御器８４は、ライン５２及び５４の準ＤＣ信号を、絶縁変換器１００を通って流れるＡＣ（交流）信号に変換する。このＡＣ信号は、トランスによって結合することができ、それによって絶縁変換器の入力及び出力の電圧特性間で絶縁される。ＤＣからＡＣへのそのような局部的な変換の基本原理は、電源設計の技術に精通した当業者に、全てよく知られている。

ＰＷＭ制御器８４が２つの経路間で交番を起こす実際の手段は、次の通りである。ＰＷＭ制御器８４は、ＣＬＫ端子で速く交互に切り替わるクロック信号を、発生する又は受け取る。クロック信号は、通常、５０ｋＨｚ〜５ＭＨｚの範囲の周波数を有するが、それより高い又は低いことがあり得る。ＰＷＭ制御器８４の動作は、この周期的なクロック信号のフェーズ（ｐｈａｓｅ）に結合される。

ＰＷＭ制御器８４は、端子ＦＢで、帰還電圧ＥＳも受け取る。ＰＷＭ制御器８４は、帰還信号ＥＳを内部又は外部で発生された基準電圧と比較し、後者は、通常、０．８５Ｖ〜２．８Ｖの範囲内である。端子ＦＢにおける電圧が、基準電圧より低いとき、ＰＷＭ制御器８４は、入力クロックの各サイクルの部分中に、端子ＳＷ＋とＳＷ−との間で低抵抗の導通経路をイネーブルにする。クロック・サイクルのそのような導通フェーズの期間は、端子ＦＢで供給された帰還電圧と基準電圧との間の電圧差の関数であり、従って、２つの電圧の値が互いに接近するにつれて、導通フェーズの期間が、ゼロに減少する。

実際の回路が、短いが非ゼロのスイッチング時間を有するので、ちょうど述べたようなものなどの幾つかのＰＷＭ制御器は、意思決定及びフェーズ期間計算に使用される実際のクロック周波数を変化させる。例えば、幾つかのＰＷＭ制御器では、導通フェーズの期間が、入力周波数の周期の１０％より低く低下したとき、又は９０％より高く増加したとき、実効クロック周波数は、５のファクタだけ低下する。実効周波数の低下によって、制御器は、理想的なＰＷＭ制御器の０％及び１００％デューティ・サイクル限度に、より密に接近することが可能になる。

本発明の設計では、ＰＷＭ制御器８４の端子ＳＷ＋は、絶縁変換器８２の信号ＰＳに接続される一方、ＰＷＭ制御器の端子ＳＷ−は、Ｖ−ライン５４に、直接又は抵抗９８を介して、接続される。好ましい実施形態では、抵抗９８は、ＰＷＭ制御器８４を流れる最大電流を限定するように、抵抗値が小さい。

ＰＷＭ制御器８４は、現在又は今後知られる適切な任意のＰＷＭ制御器でもよい。好ましいのは、ＰＷＭ制御器８４は、米国カリフォルニア州サンタクララ（Ｓａｎｔａ Ｃｌａｒａ）のＮａｔｉｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ製のモデルＬＭ２５７８Ａスイッチング・レギュレータである。例として、図５に及び以下の段落で、ＰＷＭ制御器８４として詳しく述べるのは、この特定のタイプの制御器である。

コンデンサ９２は、ＰＷＭ制御器８４のＧＮＤ端子とＣＬＫ端子との間に接続される。コンデンサ９２の値は、前記制御器の動作の所望の周波数（例えば１００ＫＨｚ）を確立するように選択される。補償コンデンサ９０は、ＦＢ端子とＣＬＫ端子との間に接続され、同期動作を容易にする。

スイッチ端子ＳＷ＋は、ライン８２を介して変換器１００に接続される一方、スイッチ端子ＳＷ−は、抵抗９８を介してＶｎライン５４に接続される。このモデルのＰＷＭ制御器は、別の電流制限入力端子ＣＬを有する。ここに示す動作モードでは、ＣＬ端子における電圧とＧＮＤ端子における電圧との差が、所定の値を超えたとき、端子ＳＷ＋と端子ＳＷ−との間の導通状態は、抑制される。抵抗９７及び９８は、この電流値を確立する。コンデンサ９６は、ＰＷＭ制御器８４のスイッチング動作と絶縁変換器１００のインダクタンス及びキャパシタンスとの間の相互作用によって引き起こされた過渡状態を抑制するために使用される時定数を確立する。

図６Ａを参照すると、本発明の絶縁変換器１００の第１の実施形態が、変換器１００Ａとして示してある。変換器１００Ａは、トランス１１０を含み、トランス１１０は、一次巻き線１１２と、３つの直列に接続された巻き線部分１１６Ａ、１１６Ｂ及び１１６Ｃを有したタップ付の二次巻き線１１６と、を有する。二次巻き線部分１１６Ｂ及び１１６Ｃの接合点は、回路グラウンドに接続される。タップ付きの二次巻き線１１６が、代替で、３つの直列に接続された二次巻き線とすることができることは、当業者に、明らかなはずである。

直列接続のインダクタ１２２及びコンデンサ１２４は、Ｖｐライン５２を、一次巻き線１１２の、点を付けた末端部に接続する。一次巻き線１１２の点がない末端部は、Ｖｎライン５４に接続される。インダクタ１２２とコンデンサ１２４との接合点は、ライン８２に接続される。バイポーラの過渡電圧抑制デバイス１２６が、Ｖｐライン５２とＶｎライン５４との間に接続されて、トランス１１０の漏れインダクタンスによって生じる高電圧の過渡スパイクを抑制する。バイポーラの過渡電圧抑制デバイス１２６は、例えば、６００Ｗの軸過渡電圧抑制器、米国イリノイ州Ｄｅｓ ＰｌａｉｎｅｓのＬｉｔｔｅｌｆｕｓｅ製の部品番号Ｐ６ＫＥ３６ＣＡでもよい。

二次巻き線部分１１６Ａ、１１６Ｂ及び１１６Ｃは、それぞれ、出力ステージ１２８−１、出力ステージ１２８−２及び出力ステージ１２８−３に接続される。出力ステージ１２８−１、１２８−２及び１２８−３は、それぞれ、出力ライン１０２、１０４及び１０６に接続される。出力ステージ１２８−１、１２８−２及び１２８−３は、実質的に同一であり、同一の参照番号を持つ同一のタイプの構成要素を有し、同一の参照番号のサフィックス番号は、出力ステージ１２８−１に関しては１、出力ステージ１２８−２に関しては２、出力ステージ１２８−３に関しては３である。出力ステージ１２８−１だけを、以下に述べる出力ステージ１２８−２又は１２８−３の相違点とともに、詳細に述べる。

出力ステージ１２８−１は、コンデンサ１３０−１と、インダクタ１３２−１と、ダイオード１３４−１と、を含む。コンデンサ１３０−１及びインダクタ１３２−１は、二次巻き線部分１１６Ａの点のない末端部及び出力ライン１０２に直列で接続される。ダイオード１３４−１は、回路グラウンドとコンデンサ１３０−１及びインダクタ１３２−１の接合点との間に接続される。

出力ステージ１２８−３は、コンデンサ１３０−３が、二次巻き線部分１１６Ｃの点付きの末端部に接続され、ダイオード１３４−３が、ダイオード１３４−１の極性とは反対の極性を有する点で、異なる。これらの相違点は、出力ライン１０６上に負のＤＣ電圧を生成するために、必要である。

好ましい実施形態では、米国特許第４，１８４，１９７号に教示されているように、インダクタ１３２−１、１３２−２、及び１３２−３は、インダクタ１２２と磁気透磁性の材料の共通コア１３６を共有する。その特許は、参照により、特にその図１３が、本明細書に組み込まれる。インダクタの他の結合が、上記に言及した特許に開示されているように、共通コア上で絶縁反転器１００Ａのインダクタ全てを結合することを含め、可能である。スイッチング・ネットワーク１００Ａの動作は、上記に言及した特許に述べられた動作と、その図１２及び１３に重点を置き、同一である。

変換器１００Ａは、１つの設計で、トランスを使用せずに、電圧をアップ・コンバート及びダウン・コンバートともに実施する能力を有する。この機能の結果として、それは、他のタイプの電源設計が及ぼすより少ない電圧ストレスしか、その構成要素に引き起こさない傾向がある。

図６Ｂを参照すると、絶縁変換器１００の第２の実施形態が、変換器１００Ｂとして示してある。変換器１００Ｂは、変換器１００Ａ中の構成要素と同一であり、それと同じ参照番号を有する幾つかの構成要素を含む。

Ｖｐライン５２は、一次巻き線１１２の点が付いた末端部に接続される。一次巻き線１１２の点のない末端部は、スイッチング信号ライン８２に接続される。直列に接続されたコンデンサ１１７及び抵抗１１８が、一次巻き線１１２の両端間に接続されて、共振動作を容易にし、スイッチング過渡状態及びトランス１１０の漏れインダクタンスによって生じた過剰エネルギーの大部分を回収する。バイポーラの過渡電圧抑制デバイス１２６は、Ｖｐライン５２とＶｎライン５４の間に接続されて、トランス１１０の漏れインダクタンスによって生じた高電圧の過渡スパイクを抑制する。

出力ステージ１２８−１、１２８−２、及び１２８−３は、二次巻き線部分１１６Ａ、１１６Ｂ、及び１１６Ｃをそれぞれ出力ライン１０２、１０４、及び１０６に接続するダイオード１３８−１、１３８−２、及び１３８−３を含む。ダイオード１３８−１及び１３８−２は、二次巻き線部分１１６Ａ及び１１６Ｂの点がない末端部に接続されて、ライン１０２及び１０４上に正のＤＣ電圧を生成するような極性を有する。ダイオード１３８−３は、二次巻き線部分１１６Ｃの点が付いた末端部に接続されて、ライン１０６上に負のＤＣ電圧を生成するように配向される。

変換器１００Ｂは、いわゆるフライバック・トポロジとして一般的に知られたタイプのスイッチング・レギュレータの変換器設計である。その理由は、実際のエネルギー伝達が、主にＰＷＭ制御器の導通サイクルの非導通「フライバック」フェーズ中に、トランスを渡って行われるからである。本発明によれば、フライバック・トポロジは、変換器１００Ａのトポロジより高い電圧ストレスをその構成要素に及ぼし、また、それが動作することができる前に、ＶｐラインとＶｎラインの間により高い入力電圧差を必要とする。しかし、それは、必要な構成要素がより少なく、特に、ここで記述している１入力３出力の応用には変換器１００Ａのトポロジの誘導巻き線の数の半分より少ないという利点がある。

インダクタの末端部に点を付けていることは、単に共通のフラックス経路に対して巻き線を配置するための約束ごとなので、変換器１００Ａ又は変換器１００Ｂ何れでも点を各インダクタの他方の末端部に移動することが、変換器のインダクタ上の点全てを同時にそのように変更した場合、できることは、明らかである。

図７を参照すると、帰還ネットワーク１６０は、光絶縁エラー増幅器１６４を含み、光絶縁エラー増幅器１６４は、（１）フォトトランジスタ１６６に光で接続された発光ダイオード（ＬＥＤ）１６８を有したオプトアイソレータと、（２）正確なプログラム可能なシャント基準１７０と、を含む。フォトトランジスタ１６６は、そのコレクタが安定化電圧源１７２に接続される一方、そのエミッタが帰還ライン１６２に、及び電流制限抵抗８８を介してＶｎライン５２に、接続される。この目的で、光絶縁エラー増幅器１６４は、米国メイン州サウス・ポートランド（Ｓｏｕｔｈ Ｐｏｒｔｌａｎｄ， Ｍａｉｎｅ）のＦａｉｒｃｈｉｌｄ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐ．製のＦａｉｒｃｈｉｌｄ ＦＯＤ２７４１Ｃなどの集積化された部品でもよい。それは、電源設計の技術に精通した当業者によく知られているように、シャント基準などのＬＥＤ１６８の電流を制御する手段とは絶縁されたオプトアイソレータから構成することもできる。

安定化電圧源１７２は、Ｖｐライン５２及びＶｎライン５４によって、直接又は電圧低下用抵抗ネットワークを介して、給電されることが好ましい。その目的は、ライン１６２及びＰＷＭ制御器８４からフォトトランジスタ１６６の固有の大きなキャパシタンスの影響を除去するために、基準Ｖｎライン５４に対して安定した電圧基準をフォトトランジスタ１６６に提供することである。この目的のために、電圧源１７２は、これまでＮａｔｉｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐ．と言われた会社製のＮａｔｉｏｎａｌ ＬＰ２９５１などの低電圧、低電流電圧レギュレータでもよい。

消費電力を最小にし、それを制限するような大きさに作られた電流制限直列抵抗１７４を介して、ＬＥＤ１６８のアノードが、出力ライン１０２などの適切な電圧源に接続される。任意選択のシャント・コンデンサ１７６を使用して、高周波の電圧過渡状態を抑制する。プログラム可能なシャント基準１７０の制御電極は、直列抵抗１７８とシャント抵抗１７９とから構成された抵抗デバイダ・ネットワークを介して、出力ライン１０４に接続される。任意選択のシャント・コンデンサ１８０を使用して、高周波の電圧過渡状態を抑制する。抵抗１８２及びコンデンサ１８４は、制御ノードとプログラム可能なシャント基準１７０の補償帰還ノードとの間で直列に接続されて、低周波がフィルタされたエラー補償帰還は、シャント基準に供給される。

動作の際、帰還ネットワーク１６０は、抵抗１７８及び１７９から構成された正確な抵抗デバイダを使用して、ノード１７７で、出力ライン１０４上の電圧の所定の割合である電圧を発生する。プログラム可能なシャント基準１７０は、固定の所定電圧（例えばＦａｉｒｃｈｉｌｄ ＦＯＤ２７４１Ｃ用の２．５Ｖと、ノード１７１に存在する電圧からわずかに低下した、ＬＥＤ１６８のカソード出力であって、ゼロ電流のときでさえ、せいぜいＬＥＤ１６８の電圧源の電圧、このケースでは出力１０２であり、その電圧と、の小さい方の電圧である内部電圧を発生する。

ＬＥＤ１６８は、そのカソードにおける電圧が、プログラム可能なシャント基準１７０の所定の基準電圧より高くなるまで、発光を開始しない。従って、この実施例では、ＬＥＤ１６８は、そのカソードでの電圧が２．５Ｖになるまで、発光を開始しない。シャント基準への帰還によって、シャント基準１７０を介して、ＬＥＤ１６８からの電流が、制御される。その帰還電圧が、プログラム可能なシャント基準１７０の内部で発生された電圧より低い場合、シャント基準１７０は、電流を導通し、ＬＥＤ１６８が発光する。その電圧が、内部で発生された電圧より高いとき、ＬＥＤ１６８は、暗い状態のままである。このようにして、シャント基準１７０及びＬＥＤ１６８は、プログラム可能なシャント基準１７０によるノード１７７における電圧とその内部電圧との比較結果を、フローティング・ゲートのフォトトランジスタ１６６へＬＥＤ１６８内のギャップを渡る光子に、共同で変換する。フォトトランジスタ１６６は、それが単位時間当たり受け取る光子の数に応じて、多かれ少なかれ電流を導通する。これによって、次いで抵抗８８両端間での電圧低下が変化し、それによってライン１６２上でスイッチング・ネットワーク８０（図３に示す）へ供給される帰還電圧ＥＳが、変調される。

実際の動作の際、シャント基準１７０及びＬＥＤ１６８は、非線形であるが連続的な、フォトトランジスタ１６６を流れる電流の関数を、シャント基準の内部で発生された電圧とノード１７７における電圧の差の関数としてもたらすように、働く。この関数の連続性によって、２つの電圧が収束するにつれて、帰還ネットワーク１６０の微調整が、もたらされる。

図８Ａを参照すると、出力エネルギー貯蔵ネットワーク１５０は、出力ライン１０２、１０４、及び１０６毎に、それぞれ出力ラインと回路グラウンドの間に接続された、それぞれコンデンサ１４２−１、１４２−２、及び１４２−３を含む。例えば、コンデンサ１４２−１は、出力ライン１０２と回路グラウンドとの間に並列に接続され、出力ライン１０２上の負荷の速い過渡状態のために、及び、絶縁変換器１００の動作の各サイクルでの様々なフェーズ中にパワー伝達を円滑にするために、エネルギーを貯蔵する。

図８Ｂを参照すると、過電圧ネットワーク１４０は、出力ライン１０２、１０４、及び１０６毎に、それぞれ出力ラインと回路グラウンドとの間に接続された、それぞれ保護用ツェナー・ダイオード１４６−１、１４６−２、及び１４６−３を含む。例えば、ダイオード１４６−１は、出力ライン１０２と回路グラウンドとの間に並列で接続される。ツェナー・ダイオード１４６−１は、そのよく理解されたアバランシェ降伏メカニズムによって過電圧を保護する。アバランシェ降伏は、ダイオードの構造によって決まるおおよその電圧で起こる。

このようにして、本発明は、その好ましい形態を具体的に言及して述べてきたが、様々な変更及び修正が、特許請求の範囲で定義された本発明の精神及び範囲を逸脱せず、その中で実施することができることは、明らかなはずである。

本発明の電源装置を使用することができるシステム中に接続された、本発明の電源装置のブロック図である。 図１の電源装置のパワー抽出器の回路図である。 図１の電源装置のパワー変換器のブロック図である。 図３のパワー変換器の入力エネルギー貯蔵部の回路図である 図３のパワー変換器のスイッチング・ネットワークの回路図である。 図３のパワー変換器の絶縁変換器の実施形態の回路図である。 図３のパワー変換器の絶縁変換器の他の実施形態の回路図である。 図３のパワー変換器の帰還ネットワークの部分的ブロック図及び部分的回路図である。 図３のパワー変換器の出力エネルギー貯蔵部の回路図である。 図３のパワー変換器の過電圧保護器の回路図である。

Claims (30)

1. 負荷装置にパワーを供給するための装置であって、
   複数の潜在的に時間依存する信号から電圧／電流を抽出し、第１及び第２の電圧／電流信号を生成するパワー抽出器と、
   前記第１及び第２の電圧／電流信号を、前記負荷装置に供給される複数のＤＣ電圧に変換するためのパワー変換回路と、
   を含む装置。
2. 請求項１に記載の装置であって、前記パワー抽出器は、前記潜在的に時間依存する信号の正状態及び負状態になる部分に基づき、それぞれ前記第１及び第２の電圧／電流信号を生成する、装置。
3. 請求項２に記載の装置であって、前記正状態になる部分は、前記第１の電圧／電流信号を生成するために、加法的に結合され、前記負状態になる部分は、前記第２の電圧／電流信号を生成するために、加法的に結合される、装置。
4. 請求項３に記載の装置であって、前記第１及び第２の電圧／電流信号の振幅は、それぞれ限定される、装置。
5. 請求項１に記載の装置であって、前記パワー抽出器は、前記潜在的に時間依存する信号毎に、ダイオード・ネットワークを含む、装置。
6. 請求項５に記載の装置であって、前記ダイオード・ネットワークは、前記第１及び第２の電圧／電流信号をそれぞれ伝達する第１ラインと第２のラインとの間に並列で接続される、装置。
7. 請求項２に記載の装置であって、前記第１及び第２の電圧／電流信号は、共通の基準電位を有する、装置。
8. 請求項１に記載の装置であって、前記パワー変換回路は、前記電圧／電流信号を加法的に結合して前記ＤＣ電圧に変換するトランス回路を更に含む、装置。
9. 請求項８に記載の装置であって、前記パワー変換回路は、前記第１及び第２の電圧／電流信号を同時に切り替えて前記トランス回路に伝達するスイッチを含む、装置。
10. 請求項１に記載の装置であって、
    別個の電源と、
    前記複数の潜在的に時間依存する信号が、前記複数のＤＣ電圧を発生するには不適切なパワーをもたらすときに、前記別個の電源を前記パワー変換回路に結合するための手段と、
    を更に含む装置。
11. 請求項１０に記載の装置であって、
    前記結合するための手段は、ダイオード・ペアのアレイを含み、それぞれが、対応する入力信号に半ブリッジとして接続され、
    追加のダイオード・ペアは、共通グラウンドに半ブリッジとして接続される、装置。
12. 請求項１に記載の装置であって、
    前記潜在的に時間依存する信号の少なくとも１つを供給する第１の装置を、
    更に含む装置。
13. 請求項１２に記載の装置であって、
    前記潜在的に時間依存する信号の少なくとももう１つを供給する第２の装置を、
    更に含む装置。
14. 請求項１３に記載の装置であって、前記負荷装置は、前記複数の信号ラインを介して、前記第１及び第２の装置と相互接続される、装置。
15. 請求項１に記載の装置であって、前記第１及び第２の電圧／電流信号の振幅は、前記潜在的に時間依存する信号の組み合わせに基づき、変化する、装置。
16. 請求項１に記載の装置であって、前記第１の電圧／電流信号は、前記第２の電圧／電流信号より正の方に大きい、装置。
17. 請求項１に記載の装置であって、
    前記ＤＣ電圧の第１の電圧に反応して、エラー信号を生成する帰還回路を、
    更に含み、
    前記パワー変換回路は、前記エラー信号に応答して前記第１のＤＣ電圧を調節する、装置。
18. 請求項１７に記載の装置であって、前記帰還回路は、
    出力キャパシタンスを有したエラー増幅器と、
    回路中で前記エラー増幅器に接続された、前記パワー変換回路への前記出力キャパシタンスの影響を実質的に排除する、安定した電圧源と、
    を含む、装置。
19. 請求項１８に記載の装置であって、前記安定した電圧源は、安定電圧を前記エラー増幅器に供給し、前記安定電圧は、前記第１及び第２の電圧／電流信号から導出される、装置。
20. 請求項１９に記載の装置であって、前記エラー増幅器は、トランジスタを含み、前記トランジスタのコレクタは、回路中で前記安定電圧源に接続され、前記トランジスタのエミッタは、前記エラー信号を前記パワー変換回路へ供給するように接続される、装置。
21. 請求項２０に記載の装置であって、前記トランジスタは、前記第１のＤＣ電圧に反応するアクティブ装置によって制御された発光ダイオードに、光で結合されたフォトトランジスタである、装置。
22. 負荷装置にパワーを供給するための装置であって、
    回路中でトランスに接続された複数の入力ステージ及び複数の出力ステージと、
    前記入力ステージを切り替えて第１の電圧／電流信号と第２の電圧／電流信号とを前記トランス中で結合し、それによって、複数のＤＣ電圧が、前記負荷装置のために前記出力ステージ中で生成される、スイッチング回路と、
    を含む装置。
23. 請求項２２に記載の装置であって、
    前記入力ステージは、複数の潜在的に時間依存する信号からパワーを抽出して、前記第１の電圧／電流信号及び前記第２の電圧／電流信号を生成し、
    前記潜在的に時間依存性の電圧が、それぞれ非ゼロの振幅を有したとき、又は、幾つかの、しかし全てではない前記潜在的に時間依存性の電圧が、ゼロの振幅を有したとき、前記複数のＤＣ電圧は、供給される、装置。
24. 請求項２２に記載の装置であって、
    任意選択の入力電圧源を回路中で前記トランスに接続するための任意選択の入力ステージを、
    更に含み、
    前記任意選択の入力ステージと、前記トランスと、前記出力ステージとは、共同して前記複数のＤＣ電圧を生成する、装置。
25. 請求項２２に記載の装置であって、前記ＤＣ電圧の少なくとも１つは、正であり、前記ＤＣ電圧の少なくとも１つは、負である、装置。
26. 負荷装置にパワーを供給するための方法であって、
    第１及び第２の信号部分を複数の潜在的に時間依存する信号から抽出するステップと、
    前記第１及び第２の信号部分を結合して第１及び第２の電圧／電流信号を生成するステップと、
    前記第１及び第２の電圧／電流信号を、前記負荷装置に供給される複数のＤＣ電圧に変換するステップと、
    を含む方法。
27. 請求項２６に記載の方法であって、前記第１及び第２の信号部分は、それぞれ正及び負状態になる部分である、方法。
28. 請求項２７に記載の方法であって、前記正状態になる部分は、累積的な方法で結合されて、前記第１の電圧／電流信号を生成し、前記負状態になる部分は、累積的な方法で結合されて、前記第２の電圧／電流信号を生成する、方法。
29. 請求項２６に記載の方法であって、前記潜在的に時間依存する信号がそれぞれ非ゼロの振幅を有したとき、又は、前記潜在的に時間依存する信号の少なくとも１つが、しかし全てではなくゼロの振幅を有したとき、前記ＤＣ電圧は、供給される、方法。
30. 請求項２６に記載の方法であって、前記第１及び第２の電圧／電流信号の振幅及び極性は、前記潜在的に時間依存する信号の組み合わせに基づき、変化する、方法。

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