CN114915190A - 电源控制装置及反激式转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电源控制装置及反激式转换器。本发明的课题在于提供一种提高将流过变压器的初次绕组的电流与阈值进行比较时的电流的控制性能的电源控制装置。本发明的电源控制装置具有：比较部，比较将流过所述初级绕组的初级侧电流进行I/V转换而产生的电流感测信号、与阈值电压；开关控制部，基于所述比较部对所述电流感测信号与所述阈值电压的比较结果，使开关元件关断；外部端子，能够与串联连接于辅助绕组的一端与接地电位的施加端之间的外部电阻的连接节点连接；电流检测部，检测流过所述外部端子的端子电流；及阈值电压修正部，基于所述电流检测部的电流检测信号而修正所述阈值电压。

Description

电源控制装置及反激式转换器
技术领域
本发明涉及一种反激式转换器用的电源控制装置。
背景技术
以往，作为应用于绝缘型DC(Direct Current：直流电流)/DC转换器或绝缘型AC(Alternating Current：交流电流)/DC转换器的开关电源电路，已知有反激式转换器(例如专利文献1)。反激式转换器以开关晶体管将DC输入电压斩波，经由变压器对次级侧传递能量。
背景技术文献
专利文献
[专利文献1]日本专利特开2003-209971号公报
发明内容
[发明所要解决的问题]
在反激式转换器中，有将流过变压器的初级绕组的初级侧电流与阈值进行比较的情况。例如，将初级侧电流与过电流阈值进行比较而检测过电流等。
本发明的目的在于提供一种提高将流过变压器的初级绕组的电流与阈值进行比较时的电流的控制性能的电源控制装置。
[解决问题的技术手段]
本发明的一态样为一种电源控制装置，其用于反激式转换器，且所述反激式转换器具有：
开关元件；
变压器，具有初级绕组、次级绕组、及辅助绕组；
整流元件；及
平滑电容器；且
在所述初级绕组的一端，连接输入电压的施加端；
在所述初级绕组的另一端，连接所述开关元件的电流流入端；
在所述次级绕组的后段侧设置所述整流元件与所述平滑电容器；且所述电源控制装置具有：
比较部，比较将流过所述初级绕组的初级侧电流进行I/V转换而产生的电流感测信号、与阈值电压；
开关控制部，基于所述比较部对所述电流感测信号与所述阈值电压的的比较结果，使所述开关元件关断；
外部端子，能够与串联连接于所述辅助绕组的一端与接地电位的施加端之间的外部电阻的连接节点连接；
电流检测部，检测流过所述外部端子的端子电流；及
阈值电压修正部，基于所述电流检测部的电流检测信号而修正所述阈值电压(第1构成)。
另外，在所述第1构成中，也可为，所述电流检测部为电流检测电阻(第2构成)。
另外，在所述第2构成中，也可为，所述阈值电压修正部具有使所述电流检测信号反相放大的反相放大器(第3构成)。
另外，在所述第1到第3中的任一个构成中，也可为，所述阈值电压修正部具有将基于所述电流检测信号的电压取样的取样保持部(第4构成)。
另外，在所述第1到第4中的任一个构成中，也可为，具有连接于所述比较部的输入端与基准电压的施加端之间的电压调整电阻，且
所述阈值电压修正部基于所述电流检测信号产生输出电流，
所述输出电流流过所述电压调整电阻并被吸入到所述阈值电压修正部侧(第5构成)。
另外，在所述第5构成中，也可为，所述阈值电压修正部具有被输入基于所述电流检测信号的电压而产生恒定电流的恒定电流产生电路，且
基于所述恒定电流产生所述输出电流(第6构成)。
另外，在所述第6构成中，也可为，
所述阈值电压修正部具有：
第1电流镜，具有连接于所述恒定电流产生电路的输出端的输入端，且由PMOS晶体管构成；及
第2电流镜，具有连接于所述第1电流镜的输出端的输入端，且由NMOS晶体管构成(第7构成)。
另外，在所述第1到第4中的任一个构成中，也可为，所述比较部的一输入端连接于基准电压的施加端，
所述比较部的另一输入端连接于包含感测电阻的电阻的一端，所述感测电阻具有与所述开关元件的电流流出端连接的一端，
所述阈值电压修正部基于所述电流检测信号产生输出电流，
所述输出电流朝连接所述比较部的所述另一输入端与所述电阻的所述一端的节点释放(第8构成)。
另外，在所述第8构成中，也可为，具有插入所述比较部的所述另一输入端与所述感测电阻的所述一端之间的插入电阻(第9构成)。
另外，在所述第1到第9中的任一个构成中，也可为，具有开关，所述开关配置于所述端子电流的流通路径，且基于所述开关元件的驱动相关的信号控制接通断开(第10构成)。
另外，在所述第1到第10中的任一个构成中，也可为，所述阈值电压为OCP(过电流保护)阈值电压(第11构成)。
另外，在所述第1到第4中的任一个构成中，也可为，具有：第1比较器，比较基于所述反激式转换器的输出电压的反馈电压、与突发阈值电压；及
作为所述比较部的第2比较器，比较所述反馈电压与所述电流感测信号；且
所述开关控制部根据所述第1比较器的输出而切换所述开关元件的开关的停止/恢复；且
所述阈值电压为所述突发阈值电压(第12构成)。
另外，本发明的一态样是一种反激式转换器，具有设为所述任一个构成的电源控制装置、所述开关元件、所述变压器、所述整流元件、所述平滑电容器、及所述外部电阻。
附图说明
图1是表示用来说明第1问题的波形例的图。
图2是表示用来说明第2问题的波形例的图。
图3是表示本发明的例示性实施方式的反激式转换器的构成的图。
图4是表示阈值电压修正部的构成例的图。
图5是表示反激式转换器中各种信号的波形例的时序图。
图6是表示第1变化例的电源控制装置的构成的图。
图7是表示第1变化例的阈值电压修正部的构成的图。
图8是表示第2变化例的反激式转换器的构成的图。
图9是表示反馈电压与突发阈值电压的波形例的图。
图10是表示另一个变化例的反激式转换器的构成的图。
具体实施方式
以下参考附图附图对本发明的例示性实施方式进行说明。
<1.关于问题>
这里，在对本发明的实施方式进行说明之前，使用附图对本案发明者独自发现的问题进行说明。
在反激式转换器中，设置有变压器。变压器具有初级绕组与次级绕组。对初级绕组的一端，施加DC电压也就是输入电压VH。在初级绕组的另一端，连接着开关元件的电流流入端(例如NMOS晶体管的漏极)。
流过初级绕组的电流也就是初级侧电流Ip经I/V转换(电流/电压转换)后成为电流感测信号Vcs。且，例如作为OCP(Over Current Protection)(过电流保护)功能，将电流感测信号Vcs与OCP阈值电压Vth_ocp进行比较。如果将开关元件开通，那么初级侧电流Ip上升。且，在电流感测信号Vcs根据初级侧电流Ip的上升而上升，并超过OCP阈值电压Vth_ocp的情况下，将开关元件关断。
这里，在图1的左侧，表示初级侧电流Ip上升时的电流感测信号Vcs的波形例。在图1的左侧，实线表示输入电压VH为高时的电流感测信号Vcs的波形，虚线表示输入电压VH为低时的电流感测信号Vcs的波形。输入电压VH越高，那么电流感测信号Vcs上升的斜率越大。
如图1左侧所示，在输入电压VH为任一者的情况下，从电流感测信号Vcs上升并超过OCP阈值电压Vth_ocp的时刻直到关断开关元件为止，都产生延迟时间Dt。由此，如图1的左侧所示，在OCP阈值电压Vth_ocp不依据输入电压VH而固定的情况下，关断开关元件的时刻的电流感测信号Vcs，也就是初级侧电流Ip的峰值因输入电压VH的不同而差异变大。如果初级侧电流Ip的峰值变大，那么需设计增加初级绕组的匝数以便在较大的初级侧电流Ip下也不会产生磁饱和。这关系到变压器的尺寸增大及成本增大。
这种输入电压VH的变化例如在像将反激式转换器应用于绝缘型AC/DC转换器，并且AC电压发生变化这样的情况下产生(例如，AC100 V、200V等)。在所述情况下，AC电压被整流/平滑化而产生输入电压VH。
这里，图1的右侧是根据输入电压VH使OCP阈值电压Vth_ocp变化时的电流感测信号Vcs的波形例。在所述情况下，输入电压VH较高的OCP阈值电压Vth_ocp1低于输入电压VH较低的OCP阈值电压Vth_ocp2。由此，如图1的右侧所示，从电流感测信号Vcs分别超过OCP阈值电压Vth_ocp1、Vth_ocp2起经过延迟时间Dt而关断开关元件的时刻，能够抑制电流感测信号Vcs也就是初级侧电流Ip的峰值差异。
然而，如上所述，在根据输入电压VH使OCP阈值电压变化的情况下，如图2的左侧(与图1的右侧同样)所示，虽然在初级绕组的电感为某值的情况下，能够抑制初级侧电流Ip的峰值差异，但在所述电感因使用的初级绕组而变化的情况下，例如变成图2的右侧所示。图2右侧是初级绕组的电感比图2的左侧更低的情况的例子。在所述情况下，如图2的右侧所示，电流感测信号Vcs的上升斜率变化(在图2右侧的例子中斜率变陡峭)，关断开关元件的时刻的初级侧电流Ip的峰值差异增加。
＜2.反激式转换器的整体构成＞
以下对为了解决所述问题而考量的实施方式进行说明。图3是表示本发明的例示性实施方式的反激式转换器28的构成的图。反激式转换器28将DC电压也就是输入电压VH进行DC/DC转换，将其转换为DC电压也就是输出电压VOUT。此外，优选为将反激式转换器28应用于如上所述输入电压VH变化的实例较多的绝缘型AC/DC转换器。但是，也可应用于如输入电压VH变化的绝缘型DC/DC转换器。
如图3所示，反激式转换器28具有电源控制装置1、外部电阻16、17、受光元件18、电容器19、感测电阻20、变压器21、整流二极管22、平滑电容器23、反馈电路24、发光元件25、整流二极管26、及平滑电容器27。电源控制装置1是具备将图3所示的内部的各构成要件集成在1块芯片上的IC(Integrated Circuit：集成电路)的半导体装置(半导体封装)。外部电阻16、17、受光元件18、电容器19、感测电阻20、变压器21、整流二极管22、平滑电容器23、发光元件25、整流二极管26、及平滑二极管27是配置在电源控制装置1的外部的分立元件。
电源控制装置1具有PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制部2、上拉电阻3、分压部4、PWM比较器5、触发器6、驱动器7、开关元件8、OCP比较器9、OVP(overvoltage protection)(过电压保护)比较器10、短路检测比较器11、电流检测电阻12、开关晶体管13、及阈值电压修正部14。此外，开关元件8亦可外装于电源控制装置。
另外，电源控制装置1具有用来确立与外部的电连接的外部端子也就是VCC(Virtual Circuit Connection：虛擬電路連結)端子、DRAIN(漏极)端子、SOURCE(源极)端子、FB端子及ZT端子。
变压器21具有初级绕组21A、次级绕组21B、及辅助绕组21C。初级绕组21A的一端连接于输入电压VH的施加端。初级绕组21A的另一端连接于DRAIN(漏极)端子。
次级绕组21B的一端连接于整流二极管22的阳极。整流二极管22的阴极与平滑电容器23的一端一起连接于输出端子T1。次级绕组21B的另一端与平滑电容器23的另一端一起连接于接地端子T2。接地端子T2连接于接地电位的施加端。在输出端子T1产生输出电压VOUT。
反馈电路24及发光元件25配置在次级侧。反馈电路24以和输出电压VOUT与其目标电压的误差相应的电流来驱动发光元件25。由发光元件25及受光元件18构成光耦合器。在FB端子外部连接受光元件18及电容器19。另外，FB端子在电源控制装置1的内部连接于上拉电阻3的一端。上拉电阻3的另一端连接于内部电源电压的施加端。通过由受光元件18接受从发光元件25输出的光，电流流过上拉电阻3及受光元件18，产生与所述电流相应的FB端子电压。因此，产生与所述误差相应的FB端子电压。
FB端子电压由分压部4分压并设为反馈电压Vfb。反馈电压Vfb被施加于PWM比较器5的反相输入端(-)。
开关元件8由NMOS晶体管构成。开关元件8的漏极(电流流入端)连接于DRAIN端子。开关元件8的源极(电流流出端)连接于SOURCE端子。SOURCE端子外部连接于感测电阻20的一端。感测电阻20的另一端连接于接地电位的施加端。流过初级绕组21A及开关元件8的初级侧电流Ip由感测电阻20进行I/V转换，设为电流感测信号Vcs。电流感测信号Vcs被施加于PWM比较器5的正相输入端(+)。
PWM控制部2对触发器6的设置端子(S)与重设端子(R)分别发送信号，控制触发器6。更具体来说，PWM控制部2通过将与从未图示的振荡器输出的频率固定的时钟信号同步的信号发送到设置端子，决定开关元件8的开通时刻(断开期间)。另外，如果由PWM比较器5检测到电流感测信号Vcs超过反馈电压Vfb，那么PWM控制部2将要重设的信号发送到重设端子，决定开关元件8的关断时刻(接通期间)。
从触发器6的Q输出端子输出的Q输出信号被输入到驱动器7。驱动器7产生与Q输出信号的电平相应的电平的栅极信号Vg，将产生的栅极信号Vg施加到开关元件8的栅极。更具体来说，在Q输出信号为高(High)的情况下，栅极信号Vg为高，在Q输出信号为低(Low)的情况下，栅极信号Vg成为低。在栅极信号Vg为高的情况下，开关元件8为接通状态，在栅极信号Vg为低的情况下，开关元件8为断开状态。这样，通过利用PWM控制对开关元件8进行开关控制(接通断开控制)，而控制输出电压VOUT。
＜3.辅助绕组＞
辅助绕组21C的一端连接于接地电位的施加端。辅助绕组21C的另一端连接于整流二极管26的阳极。整流二极管26的阴极连接于平滑电容器27的一端。平滑电容器27的另一端连接于接地电位的施加端。辅助绕组21C中产生的辅助绕组电压VD通过开关元件8的开关控制成为脉冲电压，并由整流二极管26整流，由平滑电容器27平滑化而产生电源电压Vcc。将产生的电源电压Vcc施加于VCC端子，成为电源控制装置1的电源电压。
＜4.ZT端子＞
辅助绕组21C的另一端连接于外部电阻16的一端。外部电阻16的另一端在节点N1处与外部电阻17的一端连接。外部电阻17的另一端连接于接地电位的施加端。也就是说，辅助绕组21C的另一端经由外部电阻16与外部电阻17的串联连接构成连接于接地电位的施加端。节点N1外部连接于ZT端子。
ZT端子在电源控制装置1内部，与OVP比较器10的正相输入端(+)一起连接于短路检测比较器11的正相输入端(+)。
对OVP比较器10的反相输入端(-)施加基准电压Ref10。将OVP比较器10的输出输入到PWM控制部2。对短路检测比较器11的反相输入端(-)施加基准电压Ref11。将短路检测比较器11的输出输入到PWM控制部2。
如果将开关元件8关断，那么在初级绕组21A中产生反激电压VOR。以VOR＝(VOUT+VF)×(Np/Ns)表示。其中，VF：整流二极管22的正向电压、Np：初级绕组的匝数、Ns：次级绕组的匝数。此时，辅助绕组电压VD＝VOR×(Nd/Np)。其中，Nd：辅助绕组的匝数。
且，ZT端子电压成为由外部电阻16、17将辅助绕组电压VD分压的电压。如上所述，因为VD包括了输出电压VOUT的信息，所以能够通过由OVP比较器10将ZT端子电压与基准电压Ref10进行比较，而检测输出电压VOUT的过电压。另外，能够通过由短路检测比较器11将ZT端子电压与基准电压Ref11进行比较，而检测与输出端子T1的接地电位的短路。
这样，能够通过ZT端子在初级侧检测输出电压VOUT的异常。此外，本实施方式的ZT端子不与设置在所谓伪谐振控制器型的电源控制装置的ZT端子混同。伪谐振控制器型的电源控制装置中的ZT端子是用来检测流过次级绕组的次级侧电流的零时刻的端子。但是，不妨碍将本发明应用于伪谐振控制器型的电源控制装置中的ZT端子。
＜5.OCP阈值电压可变控制功能＞
接着，对备置于电源控制装置1的OCP阈值电压可变控制功能进行说明。将OCP阈值电压Vocp施加到OCP比较器9的反相输入端(-)。对OCP比较器9的正相输入端(+)施加电流感测信号Vcs。
与所述OCP阈值电压可变控制功能关联的构成要件为外装的外部电阻16、17、电流检测电阻12、开关晶体管13、阈值电压修正部14、及电压调整电阻15。
如上所述，连接于与外部电阻16、17连接的节点N1的ZT端子连接于电流检测电阻12的一端。电流检测电阻12的另一端连接于由NMOS晶体管构成的开关晶体管13的漏极。开关晶体管13的源极连接于接地电位的施加端。开关晶体管13的栅极由栅极信号Vg驱动。此外，开关晶体管13的栅极不限于栅极信号Vg，只要为例如与触发器6的Q输出信号等开关元件8的驱动相关的信号即可。
阈值电压修正部14基于电流检测电阻12中产生的电流检测信号Vi而修正OCP阈值电压Vocp。图4表示阈值电压修正部14的具体构成例。
如图4所示，阈值电压修正部14具有反相放大器14A、取样保持部141、及V/I(电压/电流)转换部142。对反相放大器14A输入电流检测电阻12的两端间产生的电压也就是电流检测信号Vi，使输入的电流检测信号Vi反相放大。将反相放大后的放大器输出Va输入到取样保持部141。
取样保持部141具有开关14B与电容器14C。在开关14B为接通状态的情况下，进行将放大器输出Va直接作为取样输出Vsp输出的取样动作。在开关14B为断开状态的情况下，进行由电容器14C保持将开关14B从接通状态切换为断开状态的前一刻的取样输出Vsp的保持动作。将取样输出Vsp输入到V/I转换部142。
V/I转换部142具有恒定电流产生电路1421、第1电流镜14G、及第2电流镜14H。恒定电流产生电路1421具有误差放大器14D、NMOS晶体管14E、及电阻14F。
对误差放大器14D的正相输入端(+)输入取样输出Vsp。误差放大器14D的输出端连接于NMOS晶体管14E的栅极。NMOS晶体管14E的源极在节点N14处连接于电阻14F的一端。电阻14F的另一端连接于接地电位的施加端。节点N14连接于误差放大器14D的反相输入端(-)。由此，控制节点N14的电压控制为取样输出Vsp，通过节点N14的电压与电阻14F产生恒定电流I1。
第1电流镜14G具有输入侧的PMOS晶体管PM1与输出侧的PMOS晶体管PM2。PMOS晶体管PM1的漏极连接于NMOS晶体管14E的漏极。PMOS晶体管PM1的栅极与漏极短路。PMOS晶体管PM1、PM2的各源极连接于内部电源电压的施加端。PMOS晶体管PM1、PM2的栅极彼此连接。
第2电流镜14H具有输入侧的NMOS晶体管NM1、与输出侧的NMOS晶体管NM2。NMOS晶体管NM1的漏极连接于PMOS晶体管PM2的漏极。NMOS晶体管NM1的栅极与漏极短路。NMOS晶体管NM1、NM2的各源极连接于接地电位的施加端。NMOS晶体管NM1、NM2的栅极彼此连接。
由此，由恒定电流产生电路I1产生的恒定电流I1通过第1电流镜14G及第2电流镜14H镜像，并设为输出电流I2。这样，V/I转换部142将取样输出Vsp进行V/I转换，将其转换为输出电流I2。
另外，如图3所示，电压调整电阻15的一端与OCP比较器9的反相输入端(-)在节点N2处连接。第2电流镜14H中的NMOS晶体管NM2的漏极连接于节点N2。电压调整电阻15的另一端连接于基准电压Ref9的施加端。由阈值电压修正部14产生的输出电流I2流过电压调整电阻15，由此在节点N2产生由电压调整电阻15从基准电压Ref9进行电压下降后的电压，作为OCP阈值电压Vocp。这样，阈值电压修正部14基于电流检测电阻12中产生的电流检测信号Vi而产生输出电流I2，由此修正OCP阈值电压Vocp。
这里，图5是表示反激式转换器28中的各种信号的波形例的时序图。在图5中，从上段依序表示栅极信号Vg、DRAIN端子电压、辅助绕组电压VD、电流检测信号Vi、取样输出Vsp、OCP阈值电压Vocp及电流感测信号Vcs的各波形。
在图5所示的时刻t1，如果栅极信号Vg上升到高，那么将开关元件8开通。由此，DRAIN端子电压下降到0V，电流感测信号Vcs开始上升。这时，辅助绕组电压下降到VD＝-VH×(Nd/Np)。另外，因为通过栅极信号Vg将开关晶体管13设为接通状态，所以如图3所示，端子电流Izt从接地电位的施加端经由开关晶体管13、ZT端子、及外部电阻16流到VD的施加端侧。
这时，由电流检测电阻12产生与端子电流Izt相应的电流检测信号Vi，检测端子电流Izt。这里，如图5所示，Vi＝-ΔV。因为VD包含了输入电压VH的信息，所以ΔV与输入电压VH成比例。
将负电压也就是Vi输入到反相放大器14A(图4)进行反相放大。如果将放大率设为N，那么放大器输出Va＝Vi×(-N)＝-ΔV×(-N)。在栅极信号Vg为高时，取样保持部141中的开关14B从断开状态切换成接通状态，将放大器输出Va进行取样产生取样输出Vsp。另外，在栅极信号Vg为高时，开关14B从接通状态切换成断开状态，并保持取样输出Vsp。
取样输出Vsp由V/I转换部142转换为输出电流I2，并流过电压调整电阻15，由此修正OCP阈值电压Vocp。
由此，OCP阈值电压Vocp根据输入电压VH可变。当开关元件8为接通状态时，OCP比较器9比较上升的电流感测信号Vcs与OCP阈值电压Vocp，在Vcs超过Vocp的情况下对PWM控制部2输出高的信号。这时，PWM控制部2使触发器6重设，使开关元件8关断。从由OCP比较器9检测到Vcs超过Vocp直到关断开关元件8为止产生延迟。然而，因为OCP阈值电压Vocp根据输入电压VH可变，所以如所述问题处所说明，能够抑制因输入电压VH的变化引起的关断开关元件8的时刻的Vcs的峰值也就是初级侧电流Ip的峰值差异。
再者，在本实施方式中，能够根据使用的初级绕组21A的电感，以不改变分压比而改变电阻值的合算值的方式调整外装的外部电阻16、17的电阻值。例如，将外部电阻16、17的电阻值都从100kΩ设为10kΩ等。通过调整外部电阻16的电阻值，能够调整端子电流Izt。
由此，能够不对使用ZT端子的OVP比较器10的过电压检测、及短路检测比较器11的短路检测造成影响，而根据初级绕组21A的电感而修正OCP阈值电压Vocp。因此，如所述问题处所说明，能够抑制因初级绕组21A的电感变化，而在关断开关元件8的时刻的Vcs的峰值也就是初级侧电流Ip的峰值差异变大。也就是说，能够改善如上所述的图2右侧的状态。
<6.第1变化例>
图6是表示第1变形例的电源控制装置1x的构成的图。对图6所示的电源控制装置1x中与所述实施方式(图3)的构成的差异进行说明。图7表示电源控制装置1x所包含的阈值电压修正部14x的构成。如图7所示，作为与所述实施方式的阈值电压修正部14(图4)的构成的差异，阈值电压修正部14x在后段不具有NMOS晶体管的电流镜。如图6所示，在OCP比较器9的正相输入端(+)与SOURCE端子(也就是感测电阻20的一端)之间插入插入电阻R。将电流镜14G(图7)中的PMOS晶体管PM2的漏极连接于与OCP比较器9的正相输入端(+)与插入电阻R的一端(与SOURCE端子为相反侧的端)连接的节点Nx。也就是说，将包含感测电阻20与插入电阻R的电阻的一端连接于OCP比较器9的正相输入端(+)。另外，对OCP比较器9的反相输入端(-)施加基准电压Ref9。
通过这种构成，如图7所示，由电流镜14G产生并输出的输出电流I2流入节点Nx(图6)。输出电流I2从节点Nx流过插入电阻R及感测电阻20。另一方面，初级侧电流Ip流过感测电阻20。也就是说，在如所述实施方式(图3)中虽为吸入输出电流I2的sink(漏)型的构成，但在本实施方式中，也可设为释放输出电流I2的souce(源)型的构成。通过插入电阻R及感测电阻20在节点Nx处产生的电压Vr由OCP比较器9与基准电压Ref9进行比较。
即使在这样的本实施方式的构成中，实质上也能够基于电流检测信号Vi而修正与将初级侧电流Ip进行I/V转换而得的电流感测信号Vcs进行比较的OCP阈值电压。
尤其，因为大多情况下感测电阻20的电阻值非常小，所以为了使电流流入感测电阻20产生电压，需要流过例如数100mA的电流。因此，在图6的构成中，设置相对较大电阻值的插入电阻R，即使是较小的电流也能够产生电压，从而减少电力消耗。此外，插入电阻R并非必须。
<7.第2变化例>
图8是表示第2变化例的反激式转换器28’的构成的图。反激式转换器28’所包含的电源控制装置1’的构成与所述实施方式的不同点在于具有突发比较器29。
对突发比较器29的反相输入端(-)施加反馈电压Vfb。突发比较器29的正相输入端(+)在电压调整电阻30的一端与节点N3处连接。电压调整电阻30的另一端连接于基准电压Ref29的施加端。
在节点N3中产生突发阈值电压Bst。如图9所示，如果负荷为轻负荷，那么反馈电压Vfb下降。如果反馈电压Vfb低于突发阈值电压Bst(图9的时刻t21)，那么突发比较器29的输出信号为高。由此，PWM控制部2使开关元件8的开关停止(维持断开状态)。且，如果因为开关的停止而反馈电压Vfb上升，反馈电压Vfb超过突发阈值电压Bst(时刻t22)，那么突发比较器29的输出信号为低。由此，PWM控制部2使开关元件8的开关开始(从开关停止恢复)。利用这种突发功能，能够减少轻负荷时的开关损耗。
在如上所述的突发动作中，要从开关停止恢复时，开关元件8开通，电流感测信号Vcs(初级侧电流Ip)上升，如果由PWM比较器5检测到超过反馈电压Vfb，那么PWM控制部2使开关元件8关断。将要从开关停止恢复时的反馈电压Vfb＝突发阈值电压Bst作为阈值电压进行与电流感测信号Vcs的比较，从检测到Vcs超过Bst后直到将开关元件8关断为止存在延迟时间。因此，产生与所述OCP同样的问题。
因此，在本变化例中，如图8所示，由阈值电压修正部14产生的输出电流I2流过电压调整电阻30，产生从基准电压Ref29由电压调整电阻30进行电压下降后的电压作为突发阈值电压Bst。在所述情况下，只要将阈值电压修正部14中的第2电流镜14H的NMOS晶体管NM2(图4)的漏极连接于接点N3即可。
由此，能够根据输入电压VH及初级绕组21A的电感的变化，修正突发阈值电压Bst。因此，能够抑制在突发动作中要从开关停止恢复时的初级侧电流Ip的峰值中产生的差异。
此外，也可将使用阈值电压修正部的修正应用于OCP阈值电压与突发阈值电压这两个。
<8.其它>
以上，虽然已对本发明的实施方式进行说明，但只要为本发明的主旨的范围内，实施方式能够进行各种变更。
例如，关于次级侧的整流元件，不限于所述图3、图6、图8所示的整流二极管22，也可使用具有连接于次级绕组21B的另一端的阴极及连接于接地端子的阳极的整流二极管。
或者，也可如图10所示的反激式转换器280这样，使用同步整流晶体管31作为次级侧的整流元件。在所述情况下，与同步整流晶体管31一起在次级侧设置同步整流控制器32。同步整流控制器32与初级侧的开关元件(在图10中虽未图示，但与图3、图6、图8的开关元件8同样)的开关同步，将同步整流晶体管31开关。
[产业上的可利用性]
本发明能够利用于例如绝缘型AC/DC转换器或绝缘型DC/DC转换器。
[符号的说明]
1、1x、1’:电源控制装置
2:PWM控制部
3:上拉电阻
4:分压部
5:PWM比较器
6:触发器
7:驱动器
8:开关元件
9:OCP比较器
10:OVP比较器
11:短路检测比较器
12:电流检测电阻
13:开关晶体管
14、14x:阈值电压修正部
14A:反相放大器
14B:开关
14C:电容器
14D:误差放大器
14E:NMOS晶体管
14F:电阻
14G:第1电流镜
14H:第2电流镜
15:电压调整电阻
16、17:外部电阻
18:受光元件
19:电容器
20:感测电阻
21:变压器
21A:初级绕组
21B:次级绕组
21C:辅助绕组
22:整流二极管
23:平滑电容器
24:反馈电路
25:发光元件
26:整流二极管
27:平滑电容器
28、28’:反激式转换器
29:突发比较器
30:电压调整电阻
31:同步整流晶体管
32:同步整流控制器
141:取样保持部
142:V/I转换部
280:反激式转换器
1421:恒定电流产生电路
NM1,NM2:NMOS晶体管
PM1,PM2:PMOS晶体管
T1:输出端子
T2:接地端子
R:插入电阻。

Claims (13)

1.一种电源控制装置，其用于反激式转换器，且所述反激式转换器具有：
开关元件；
变压器，具有初级绕组、次级绕组、及辅助绕组；
整流元件；及
平滑电容器；且
在所述初级绕组的一端，连接输入电压的施加端；
在所述初级绕组的另一端，连接所述开关元件的电流流入端；
在所述次级绕组的后段侧设置所述整流元件与所述平滑电容器；且所述电源控制装置具有：
比较部，比较将流过所述初级绕组的初级侧电流进行I/V转换而产生的电流感测信号、与阈值电压；
开关控制部，基于所述比较部对所述电流感测信号与所述阈值电压的比较结果，使所述开关元件关断；
外部端子，能够与串联连接于所述辅助绕组的一端与接地电位的施加端之间的外部电阻的连接节点连接；
电流检测部，检测流过所述外部端子的端子电流；及
阈值电压修正部，基于所述电流检测部的电流检测信号而修正所述阈值电压。
2.根据权利要求1所述的电源控制装置，其中所述电流检测部为电流检测电阻。
3.根据权利要求2所述的电源控制装置，其中所述阈值电压修正部具有使所述电流检测信号反相放大的反相放大器。
4.根据权利要求1到3中任一权利要求所述的电源控制装置，其中所述阈值电压修正部具有将基于所述电流检测信号的电压取样的取样保持部。
5.根据权利要求1到4中任一权利要求所述的电源控制装置，其具有连接于所述比较部的输入端与基准电压的施加端之间的电压调整电阻，且
所述阈值电压修正部基于所述电流检测信号产生输出电流，所述输出电流流过所述电压调整电阻并被吸入到所述阈值电压修正部侧。
6.根据权利要求5所述的电源控制装置，其中所述阈值电压修正部具有被输入基于所述电流检测信号的电压而产生恒定电流的恒定电流产生电路，且
基于所述恒定电流产生所述输出电流。
7.根据权利要求6所述的电源控制装置，其中
所述阈值电压修正部具有：
第1电流镜，具有连接于所述恒定电流产生电路的输出端的输入端，且由PMOS晶体管构成；及
第2电流镜，具有连接于所述第1电流镜的输出端的输入端，且由NMOS晶体管构成。
8.根据权利要求1到4中任一权利要求所述的电源控制装置，其中
所述比较部的一输入端连接于基准电压的施加端，
所述比较部的另一输入端连接于包含感测电阻的电阻的一端，且所述感测电阻具有与所述开关元件的电流流出端连接的一端，
所述阈值电压修正部基于所述电流检测信号产生输出电流，
所述输出电流朝连接所述比较部的所述另一输入端与所述电阻的所述一端的节点释放。
9.根据权利要求8所述的电源控制装置，其具有插入所述比较部的所述另一输入端与所述感测电阻的所述一端之间的插入电阻。
10.根据权利要求1到9中任一权利要求所述的电源控制装置，其具有开关，所述开关配置于所述端子电流的流通路径，且基于所述开关元件的驱动相关的信号控制接通断开。
11.根据权利要求1到10中任一权利要求所述的电源控制装置，其中所述阈值电压为OCP(Over Current Protection)(过电流保护)阈值电压。
12.根据权利要求1到4中任一权利要求所述的电源控制装置，其具有：第1比较器，比较基于所述反激式转换器的输出电压的反馈电压、与突发阈值电压；及
作为所述比较部的第2比较器，比较所述反馈电压与所述电流感测信号；且
所述开关控制部根据所述第1比较器的输出而切换所述开关元件的开关的停止/恢复；且
所述阈值电压为所述突发阈值电压。
13.一种反激式转换器，具有如权利要求1到12中任一权利要求所述的电源控制装置、所述开关元件、所述变压器、所述整流元件、所述平滑电容器、及所述外部电阻。
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