JPH1189113A - 無停電電源装置 - Google Patents
無停電電源装置Info
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- JPH1189113A JPH1189113A JP9235751A JP23575197A JPH1189113A JP H1189113 A JPH1189113 A JP H1189113A JP 9235751 A JP9235751 A JP 9235751A JP 23575197 A JP23575197 A JP 23575197A JP H1189113 A JPH1189113 A JP H1189113A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 無停電電源装置に関し、簡単な回路構成及び
制御により給電元切替時にも安定なＤＣ出力が得られる
ことを課題とする。 【解決手段】 商用給電時はスイッチング素子Ｑ１のＯ
Ｎにより、バッテリー給電回路ではＶB ＜Ｖ12｛＝ＶC
×（ｎ12／ｎ11）｝の関係となる為、同時にスイッチン
グ素子Ｑ２をＯＮ駆動しても、バッテリー給電は行われ
ない。商用入力断によりＤＣ入力ＶC が低下すると、Ｑ
１がＯＮしてもバッテリー給電回路ではＶ B ＞Ｖ12｛＝
ＶC ×（ｎ12／ｎ11）｝の関係となる為、Ｑ２に電流が
流れるようになる。従って、バッテリーより捲線Ｎ12に
電流が流れ、商用給電からバッテリー給電へと自然に切
り替わる。再度商用入力になると逆の動作になる。
制御により給電元切替時にも安定なＤＣ出力が得られる
ことを課題とする。 【解決手段】 商用給電時はスイッチング素子Ｑ１のＯ
Ｎにより、バッテリー給電回路ではＶB ＜Ｖ12｛＝ＶC
×（ｎ12／ｎ11）｝の関係となる為、同時にスイッチン
グ素子Ｑ２をＯＮ駆動しても、バッテリー給電は行われ
ない。商用入力断によりＤＣ入力ＶC が低下すると、Ｑ
１がＯＮしてもバッテリー給電回路ではＶ B ＞Ｖ12｛＝
ＶC ×（ｎ12／ｎ11）｝の関係となる為、Ｑ２に電流が
流れるようになる。従って、バッテリーより捲線Ｎ12に
電流が流れ、商用給電からバッテリー給電へと自然に切
り替わる。再度商用入力になると逆の動作になる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無停電電源装置に関
し、更に詳しくはＡＣ電源とバッテリーとを入力電源と
なし、ＡＣ入力時は該ＡＣ入力を所定のＤＣ出力に変換
して負荷に供給し、またＡＣ入力断時には前記バッテリ
ー入力を前記所定のＤＣ出力に変換して負荷に供給する
無停電電源装置（多入力コンバータ）に関する。
し、更に詳しくはＡＣ電源とバッテリーとを入力電源と
なし、ＡＣ入力時は該ＡＣ入力を所定のＤＣ出力に変換
して負荷に供給し、またＡＣ入力断時には前記バッテリ
ー入力を前記所定のＤＣ出力に変換して負荷に供給する
無停電電源装置（多入力コンバータ）に関する。
【０００２】近年、社会基盤をなす通信機器や銀行オン
ラインシステム等は元より、情報を２４時間提供可能な
電子機器（サーバ等）でも無停電稼働を要求されること
が少なくない。この種の機器では負荷に常時安定なＤＣ
電圧を供給する必要があり、商用給電時のみならずバッ
テリー給電時でもスイッチングコンバータを使用して負
荷に安定なＤＣ電圧を供給することを行う。
ラインシステム等は元より、情報を２４時間提供可能な
電子機器（サーバ等）でも無停電稼働を要求されること
が少なくない。この種の機器では負荷に常時安定なＤＣ
電圧を供給する必要があり、商用給電時のみならずバッ
テリー給電時でもスイッチングコンバータを使用して負
荷に安定なＤＣ電圧を供給することを行う。
【０００３】
【従来の技術】図６は従来の無停電電源装置の構成を示
す図で、電力変換効率の高いフォワード形コンバータの
構成例を示している。図において、１はＥＭＩ対策用の
ノイズフィルタ、２はダイオードブリッジからなる整流
回路、Ｔ１はトランス、３はＡＣ入力有無を検出するＡ
Ｃ入力検出部、４はバクアップ給電用のバッテリー（Ｂ
ＡＴＴ）、５はバッテリー４の充電回路（ダイオー
ド）、６はバッテリー充電可否のスイッチ回路（Ｓ
Ｗ）、７はＤＣ出力のモニタ回路、８は電源装置の１次
側回路と２次側回路とを電気的にアイソレーションする
ためのフォトカプラ（ＰＣ）、９はＤＣ出力のモニタ信
号に基づき定格ＤＣ出力を得るためのパルス幅変調信号
ＰＷＭを生成する制御回路、Ｑ１，Ｑ２はスイッチング
素子（ｎ−ＭＯＳＦＥＴ）、１０，１１はスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２の駆動回路（ＤＲ）である。
す図で、電力変換効率の高いフォワード形コンバータの
構成例を示している。図において、１はＥＭＩ対策用の
ノイズフィルタ、２はダイオードブリッジからなる整流
回路、Ｔ１はトランス、３はＡＣ入力有無を検出するＡ
Ｃ入力検出部、４はバクアップ給電用のバッテリー（Ｂ
ＡＴＴ）、５はバッテリー４の充電回路（ダイオー
ド）、６はバッテリー充電可否のスイッチ回路（Ｓ
Ｗ）、７はＤＣ出力のモニタ回路、８は電源装置の１次
側回路と２次側回路とを電気的にアイソレーションする
ためのフォトカプラ（ＰＣ）、９はＤＣ出力のモニタ信
号に基づき定格ＤＣ出力を得るためのパルス幅変調信号
ＰＷＭを生成する制御回路、Ｑ１，Ｑ２はスイッチング
素子（ｎ−ＭＯＳＦＥＴ）、１０，１１はスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２の駆動回路（ＤＲ）である。
【０００４】なお、制御回路９に給電するための補助電
源回路については図を省略する。トランスＴ１は４つの
捲線を備えており、Ｎ11は商用入力側１次捲線、Ｎ12は
バッテリー入力側１次捲線、Ｎ21は負荷給電側２次捲
線、Ｎ22はバッテリー充電側２次捲線である。なお、各
１次捲線には磁気リセット回路（不図示）が設けられ
る。
源回路については図を省略する。トランスＴ１は４つの
捲線を備えており、Ｎ11は商用入力側１次捲線、Ｎ12は
バッテリー入力側１次捲線、Ｎ21は負荷給電側２次捲
線、Ｎ22はバッテリー充電側２次捲線である。なお、各
１次捲線には磁気リセット回路（不図示）が設けられ
る。
【０００５】この無停電電源装置は、商用入力時にはＡ
Ｃ入力を検出して商用電源からＤＣ負荷及びバッテリー
４への給電（充電）を行い、また商用停電時にはＡＣ入
力断を検出してバッテリー４からＤＣ負荷への給電を行
う。従来は、この様な給電切替制御のためにＡＣ入力検
出部３を備えており、該検出部３は、例えばＡＣ入力を
全波整流し、その出力を包絡線検波して所定閾値と比較
すると共に、検波出力≧所定閾値の場合はＡＣ検出信号
ＡＣＤ＝１（商用入力検出）を出力し、また検波出力＜
所定閾値の場合はＡＣＤ＝０（商用入力断検出）を出力
する。このＡＣ検出信号ＡＣＤは駆動回路１０，１１及
びスイッチ回路６に加えられ、以下の給電切替制御を行
う。
Ｃ入力を検出して商用電源からＤＣ負荷及びバッテリー
４への給電（充電）を行い、また商用停電時にはＡＣ入
力断を検出してバッテリー４からＤＣ負荷への給電を行
う。従来は、この様な給電切替制御のためにＡＣ入力検
出部３を備えており、該検出部３は、例えばＡＣ入力を
全波整流し、その出力を包絡線検波して所定閾値と比較
すると共に、検波出力≧所定閾値の場合はＡＣ検出信号
ＡＣＤ＝１（商用入力検出）を出力し、また検波出力＜
所定閾値の場合はＡＣＤ＝０（商用入力断検出）を出力
する。このＡＣ検出信号ＡＣＤは駆動回路１０，１１及
びスイッチ回路６に加えられ、以下の給電切替制御を行
う。
【０００６】即ち、商用入力検出時（ＡＣＤ＝１）に
は、駆動回路１０が付勢され、かつ駆動回路１１は消勢
される。またスイッチ回路６はＯＮとなり、バッテリー
４に充電可能となる。この状態では、ＡＣ入力は整流回
路２で全波整流され、容量Ｃ１により平滑化される。ま
たこの状態でＦＥＴＱ１がＯＦＦからＯＮになると、負
荷給電側２次捲線Ｎ21に電圧Ｖ21が誘起され、これによ
り整流ダイオードＤ３がＯＮし、電流ｉS がチョークコ
イルＬ１を介して容量Ｃ２を充電する。次にＦＥＴＱ１
がＯＮからＯＦＦになると、負荷給電側２次捲線Ｎ21に
逆電圧−Ｖ21が誘起され、ダイオードＤ３はＯＦＦする
が、チョークコイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが
ダイオードＤ４を介して放出され、電流ｉL が引き続き
容量Ｃ２を充電する。こうしてＤＣ出力ＶO が効率良く
生成される。
は、駆動回路１０が付勢され、かつ駆動回路１１は消勢
される。またスイッチ回路６はＯＮとなり、バッテリー
４に充電可能となる。この状態では、ＡＣ入力は整流回
路２で全波整流され、容量Ｃ１により平滑化される。ま
たこの状態でＦＥＴＱ１がＯＦＦからＯＮになると、負
荷給電側２次捲線Ｎ21に電圧Ｖ21が誘起され、これによ
り整流ダイオードＤ３がＯＮし、電流ｉS がチョークコ
イルＬ１を介して容量Ｃ２を充電する。次にＦＥＴＱ１
がＯＮからＯＦＦになると、負荷給電側２次捲線Ｎ21に
逆電圧−Ｖ21が誘起され、ダイオードＤ３はＯＦＦする
が、チョークコイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが
ダイオードＤ４を介して放出され、電流ｉL が引き続き
容量Ｃ２を充電する。こうしてＤＣ出力ＶO が効率良く
生成される。
【０００７】この状態で、モニタ回路７はＤＣ出力ＶO
の分圧値と基準電圧ＶR とを比較しており、その誤差信
号を増幅して出力する。該誤差信号はフォトカプラ８を
介して制御回路９に入力され、制御回路９は前記誤差信
号を０とする様なデューティ比のパルス信号ＰＷＭを生
成する。このＰＷＭ信号は駆動回路１０を介してＦＥＴ
Ｑ１のゲートＧにのみ加えられ、係る負帰還制御の下
で、ＤＣ出力ＶO は定格出力に維持される。
の分圧値と基準電圧ＶR とを比較しており、その誤差信
号を増幅して出力する。該誤差信号はフォトカプラ８を
介して制御回路９に入力され、制御回路９は前記誤差信
号を０とする様なデューティ比のパルス信号ＰＷＭを生
成する。このＰＷＭ信号は駆動回路１０を介してＦＥＴ
Ｑ１のゲートＧにのみ加えられ、係る負帰還制御の下
で、ＤＣ出力ＶO は定格出力に維持される。
【０００８】また、バッテリー充電側２次捲線Ｎ22の回
路においても、上記同様にしてバッテリー充電電圧ＶCB
が生成され、該電圧ＶCBはスイッチ回路６及び充電回路
５を介してバッテリー４を充電する。またこの時、バッ
テリー入力側１次捲線Ｎ12の回路ではＦＥＴＱ２が常時
ＯＦＦしているため、バッテリー４からの給電（放電）
は行われない。
路においても、上記同様にしてバッテリー充電電圧ＶCB
が生成され、該電圧ＶCBはスイッチ回路６及び充電回路
５を介してバッテリー４を充電する。またこの時、バッ
テリー入力側１次捲線Ｎ12の回路ではＦＥＴＱ２が常時
ＯＦＦしているため、バッテリー４からの給電（放電）
は行われない。
【０００９】次に商用入力断検出（ＡＣＤ＝０）になる
と、駆動回路１０が消勢され、かつ駆動回路１１は付勢
される。またスイッチ回路６はＯＦＦとなり、バッテリ
ー４への充電は不可となる。この状態ではＦＥＴＱ２の
みのＯＮ／ＯＦＦ動作により、バッテリ−４から引き続
きＤＣ負荷に給電される。またこの時、商用入力側１次
捲線Ｎ11の回路ではＦＥＴＱ１が常時ＯＦＦしているた
め、商用側からの給電は行われない。
と、駆動回路１０が消勢され、かつ駆動回路１１は付勢
される。またスイッチ回路６はＯＦＦとなり、バッテリ
ー４への充電は不可となる。この状態ではＦＥＴＱ２の
みのＯＮ／ＯＦＦ動作により、バッテリ−４から引き続
きＤＣ負荷に給電される。またこの時、商用入力側１次
捲線Ｎ11の回路ではＦＥＴＱ１が常時ＯＦＦしているた
め、商用側からの給電は行われない。
【００１０】図７は従来の無停電電源装置の動作タイミ
ングチャートである。なお、ＡＣ入力の周波数は５０／
６０ＨZ であり、ＰＷＭ信号の周波数は数十ＫＨZ のオ
ーダである。商用入力時におけるＦＥＴＱ１のゲート信
号ＶGSはデューティ比ＤACで駆動されており、その時の
ＤＣ出力ＶO は、 ＶO ＝ＶC ×（ｎ21／ｎ11）×ＤAC 但し、ＶC ：容量Ｃ１の電圧 ｎ11：捲線Ｎ11の巻数 ｎ21：捲線Ｎ21の巻数 の関係にある。またバッテリー充電用電圧ＶBCは、 ＶBC＝Ｖｃ×（ｎ22／ｎ11）×ＤAC 但し、ｎ22：捲線Ｎ22の巻数 の関係にある。
ングチャートである。なお、ＡＣ入力の周波数は５０／
６０ＨZ であり、ＰＷＭ信号の周波数は数十ＫＨZ のオ
ーダである。商用入力時におけるＦＥＴＱ１のゲート信
号ＶGSはデューティ比ＤACで駆動されており、その時の
ＤＣ出力ＶO は、 ＶO ＝ＶC ×（ｎ21／ｎ11）×ＤAC 但し、ＶC ：容量Ｃ１の電圧 ｎ11：捲線Ｎ11の巻数 ｎ21：捲線Ｎ21の巻数 の関係にある。またバッテリー充電用電圧ＶBCは、 ＶBC＝Ｖｃ×（ｎ22／ｎ11）×ＤAC 但し、ｎ22：捲線Ｎ22の巻数 の関係にある。
【００１１】次に商用入力断になると、これがＡＣ入力
検出部３により例えばｔ1 のタイミングに検出され、こ
れに伴いＡＣＤ＝０（商用入力断検出）となる。これに
よりＤＣ負荷への給電元は商用入力の側からバッテリー
４の側に切り替わるが、図示の例では、この切替制御の
タイミングの遅れによりＤＣ出力ＶO が過渡的に低下し
ている。
検出部３により例えばｔ1 のタイミングに検出され、こ
れに伴いＡＣＤ＝０（商用入力断検出）となる。これに
よりＤＣ負荷への給電元は商用入力の側からバッテリー
４の側に切り替わるが、図示の例では、この切替制御の
タイミングの遅れによりＤＣ出力ＶO が過渡的に低下し
ている。
【００１２】その後のバッテリー給電時におけるＦＥＴ
Ｑ２のゲート信号ＶGSはデューティ比ＤBAで駆動されて
おり、その時のＤＣ出力ＶO は、 ＶO ＝ＶB ×（ｎ21／ｎ12）×ＤBA 但し、ＶB ：バッテリー電圧 ｎ12：捲線Ｎ12の巻数 の関係にある。またこの時バッテリー４への充電は行わ
れない。
Ｑ２のゲート信号ＶGSはデューティ比ＤBAで駆動されて
おり、その時のＤＣ出力ＶO は、 ＶO ＝ＶB ×（ｎ21／ｎ12）×ＤBA 但し、ＶB ：バッテリー電圧 ｎ12：捲線Ｎ12の巻数 の関係にある。またこの時バッテリー４への充電は行わ
れない。
【００１３】因みに、従来この巻数ｎ12は、定格バッテ
リー電圧ＶB （但し、許容最低値）との関係で専ら定格
ＤＣ出力ＶO を得る目的でのみ決定されていた。次に商
用入力が復帰すると、これがＡＣ入力検出部３により例
えばｔ2 のタイミングに検出され、これに伴いＡＣＤ＝
１（商用入力検出）となる。これによりＤＣ負荷への給
電元はバッテリー４の側から商用入力の側に切り替わる
が、図示の例では、この切替制御のタイミングの遅れに
よりＤＣ出力ＶO が過渡的に低下している。
リー電圧ＶB （但し、許容最低値）との関係で専ら定格
ＤＣ出力ＶO を得る目的でのみ決定されていた。次に商
用入力が復帰すると、これがＡＣ入力検出部３により例
えばｔ2 のタイミングに検出され、これに伴いＡＣＤ＝
１（商用入力検出）となる。これによりＤＣ負荷への給
電元はバッテリー４の側から商用入力の側に切り替わる
が、図示の例では、この切替制御のタイミングの遅れに
よりＤＣ出力ＶO が過渡的に低下している。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上記の如く従来の無停
電電源装置では、比較的複雑なＡＣ入力検出部３を備え
ると共に、給電切替制御を該検出部３のＡＣ検出信号Ａ
ＣＤにより行うべく、更に駆動回路１０，１１及びスイ
ッチ回路６を設けており、このため部品点数が多く、か
つ回路が複雑化し、かつ高価なものになっていた。
電電源装置では、比較的複雑なＡＣ入力検出部３を備え
ると共に、給電切替制御を該検出部３のＡＣ検出信号Ａ
ＣＤにより行うべく、更に駆動回路１０，１１及びスイ
ッチ回路６を設けており、このため部品点数が多く、か
つ回路が複雑化し、かつ高価なものになっていた。
【００１５】また、実際上は容量Ｃ１の電圧はその時の
ＤＣ負荷やＡＣ入力（振幅）に従い変動しており、ＡＣ
有／無の検出タイミングが適切な場合は良いが、上記の
如く不適切な場合は、給電元切替時のＤＣ出力ＶO に電
圧変動が生じていた。本発明は上記従来技術の欠点に鑑
み成されたものであって、その目的とする所は、簡単な
回路構成及び制御により給電元切替時にも安定なＤＣ出
力が得られる無停電電源装置を提供することにある。
ＤＣ負荷やＡＣ入力（振幅）に従い変動しており、ＡＣ
有／無の検出タイミングが適切な場合は良いが、上記の
如く不適切な場合は、給電元切替時のＤＣ出力ＶO に電
圧変動が生じていた。本発明は上記従来技術の欠点に鑑
み成されたものであって、その目的とする所は、簡単な
回路構成及び制御により給電元切替時にも安定なＤＣ出
力が得られる無停電電源装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記の課題は例えば図１
の構成により解決される。即ち、本発明（１）の無停電
電源装置は、ＡＣ電源とバッテリーとを入力電源とな
し、ＡＣ入力時は該ＡＣ入力を所定のＤＣ出力に変換し
て負荷に供給し、またＡＣ入力断時には前記バッテリー
入力を前記所定のＤＣ出力に変換して負荷に供給する無
停電電源装置において、ＡＣ入力をＤＣ入力に変換する
ＡＣ−ＤＣコンバータと、複数の１次捲線と１又は２以
上の２次捲線を備えるトランスＴ１と、前記ＡＣ−ＤＣ
コンバータの出力と前記トランスの第１の１次捲線Ｎ11
との間の共通線側に第１のスイッチング素子Ｑ１を備え
る商用給電回路と、前記バッテリーの出力と前記トラン
スの第２の１次捲線Ｎ12との間の共通線側に第２のスイ
ッチング素子Ｑ２を備えるバッテリー給電回路と、前記
トランスの第１の２次捲線Ｎ21に接続されたＤＣ出力回
路と、前記ＤＣ出力回路のＤＣ電圧ＶO をモニタして該
ＤＣ電圧を一定に制御するための制御信号を生成する制
御回路とを備え、前記第１，第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２を前記制御回路の共通の制御信号でＯＮ／ＯＦ
Ｆ駆動すると共に、所定以上のＡＣ入力がある時に、前
記第１の１次捲線Ｎ11の駆動により前記第２の１次捲線
Ｎ12に誘起される電圧Ｖ12が前記バッテリーの電圧ＶB
よりも大きくなるように該第１，第２の１次捲線Ｎ11，
Ｎ12の巻数比（ｎ12／ｎ11）が選択されているものであ
る。
の構成により解決される。即ち、本発明（１）の無停電
電源装置は、ＡＣ電源とバッテリーとを入力電源とな
し、ＡＣ入力時は該ＡＣ入力を所定のＤＣ出力に変換し
て負荷に供給し、またＡＣ入力断時には前記バッテリー
入力を前記所定のＤＣ出力に変換して負荷に供給する無
停電電源装置において、ＡＣ入力をＤＣ入力に変換する
ＡＣ−ＤＣコンバータと、複数の１次捲線と１又は２以
上の２次捲線を備えるトランスＴ１と、前記ＡＣ−ＤＣ
コンバータの出力と前記トランスの第１の１次捲線Ｎ11
との間の共通線側に第１のスイッチング素子Ｑ１を備え
る商用給電回路と、前記バッテリーの出力と前記トラン
スの第２の１次捲線Ｎ12との間の共通線側に第２のスイ
ッチング素子Ｑ２を備えるバッテリー給電回路と、前記
トランスの第１の２次捲線Ｎ21に接続されたＤＣ出力回
路と、前記ＤＣ出力回路のＤＣ電圧ＶO をモニタして該
ＤＣ電圧を一定に制御するための制御信号を生成する制
御回路とを備え、前記第１，第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２を前記制御回路の共通の制御信号でＯＮ／ＯＦ
Ｆ駆動すると共に、所定以上のＡＣ入力がある時に、前
記第１の１次捲線Ｎ11の駆動により前記第２の１次捲線
Ｎ12に誘起される電圧Ｖ12が前記バッテリーの電圧ＶB
よりも大きくなるように該第１，第２の１次捲線Ｎ11，
Ｎ12の巻数比（ｎ12／ｎ11）が選択されているものであ
る。
【００１７】本発明（１）においては、商用給電時（即
ち、ＤＣ入力ＶC が所定を上回る時）には第１のスイッ
チング素子（例えばトランジスタ）Ｑ１のＯＮにより、
バッテリー給電回路ではＶB ＜Ｖ12｛＝ＶC ×（ｎ12／
ｎ11）｝の関係となる為、同時に第２のスイッチング素
子（例えばトランジスタ）Ｑ２をＯＮ駆動しても、該第
２のスイッチング素子Ｑ２は逆バイアス状態にあり、Ｏ
Ｎできない。従って、バッテリー側より第２の１次捲線
Ｎ12には励磁（駆動）電流が流れず、よってバッテリー
給電は行われないばかりか、給電中の商用給電回路及び
受電中のＤＣ出力回路に対しても何らの影響も与えな
い。
ち、ＤＣ入力ＶC が所定を上回る時）には第１のスイッ
チング素子（例えばトランジスタ）Ｑ１のＯＮにより、
バッテリー給電回路ではＶB ＜Ｖ12｛＝ＶC ×（ｎ12／
ｎ11）｝の関係となる為、同時に第２のスイッチング素
子（例えばトランジスタ）Ｑ２をＯＮ駆動しても、該第
２のスイッチング素子Ｑ２は逆バイアス状態にあり、Ｏ
Ｎできない。従って、バッテリー側より第２の１次捲線
Ｎ12には励磁（駆動）電流が流れず、よってバッテリー
給電は行われないばかりか、給電中の商用給電回路及び
受電中のＤＣ出力回路に対しても何らの影響も与えな
い。
【００１８】次に商用入力断（即ち、ＤＣ入力ＶC が所
定以下）となり、第１のスイッチング素子Ｑ１がＯＮし
ても、バッテリー給電回路における電圧がＶB ＞Ｖ
12｛＝Ｖ C ×（ｎ12／ｎ11）｝の関係になると、第２の
スイッチング素子Ｑ２に電流が流れるようになる。これ
により第２の１次捲線Ｎ12に励磁（駆動）電流が流れ、
バッテリー給電が行われるようになり、こうして商用給
電からバッテリー給電へと自然に切り替わる。
定以下）となり、第１のスイッチング素子Ｑ１がＯＮし
ても、バッテリー給電回路における電圧がＶB ＞Ｖ
12｛＝Ｖ C ×（ｎ12／ｎ11）｝の関係になると、第２の
スイッチング素子Ｑ２に電流が流れるようになる。これ
により第２の１次捲線Ｎ12に励磁（駆動）電流が流れ、
バッテリー給電が行われるようになり、こうして商用給
電からバッテリー給電へと自然に切り替わる。
【００１９】次に再度商用入力の状態（即ち、ＤＣ入力
ＶC が所定を上回る状態）となり、第２のスイッチング
素子Ｑ２がＯＮしても、商用給電回路における電圧がＶ
C ＞Ｖ11｛＝ＶB ×（ｎ11／ｎ12）｝の関係になると、
第１のスイッチング素子Ｑ１に電流が流れるようにな
る。これにより第１の１次捲線Ｎ11に励磁（駆動）電流
が流れ、商用給電が行われるようになり、こうしてバッ
テリー給電から商用給電へと自然に切り替わる。
ＶC が所定を上回る状態）となり、第２のスイッチング
素子Ｑ２がＯＮしても、商用給電回路における電圧がＶ
C ＞Ｖ11｛＝ＶB ×（ｎ11／ｎ12）｝の関係になると、
第１のスイッチング素子Ｑ１に電流が流れるようにな
る。これにより第１の１次捲線Ｎ11に励磁（駆動）電流
が流れ、商用給電が行われるようになり、こうしてバッ
テリー給電から商用給電へと自然に切り替わる。
【００２０】かくして、本発明（１）によれば、従来の
ようなＡＣ入力検出部３及び駆動回路１１を省略できる
と共に、回路構成及び制御が簡単になり、かつ回路が安
価になる。また、給電元切替制御は実際のＤＣ入力ＶC
の下降／上昇に伴い自然に行われるので、その時点のＤ
Ｃ負荷やＡＣ入力（振幅）の変動によらず給電元を適正
に切り替えることが可能となり、常時安定なＤＣ出力Ｖ
O が得られる。
ようなＡＣ入力検出部３及び駆動回路１１を省略できる
と共に、回路構成及び制御が簡単になり、かつ回路が安
価になる。また、給電元切替制御は実際のＤＣ入力ＶC
の下降／上昇に伴い自然に行われるので、その時点のＤ
Ｃ負荷やＡＣ入力（振幅）の変動によらず給電元を適正
に切り替えることが可能となり、常時安定なＤＣ出力Ｖ
O が得られる。
【００２１】好ましくは、本発明（２）においては、上
記本発明（１）において、商用給電回路及びバッテリー
給電回路の各非共通線側に夫々第１及び第２のダイオー
ド素子Ｄ１，Ｄ２を備える。例えば第１，第２のスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２
を使用した場合は、そのソース−ドレイン電圧ＶDSが負
とならない様に、各ドレイン端子Ｄが夫々ダイオード
（不図示）によりソース側電圧にクランプされている場
合がある。この場合は、本発明（２）により、第１，第
２のダイオード素子Ｄ１，Ｄ２を備えることで上記本発
明（１）の動作が確実なものとなる。
記本発明（１）において、商用給電回路及びバッテリー
給電回路の各非共通線側に夫々第１及び第２のダイオー
ド素子Ｄ１，Ｄ２を備える。例えば第１，第２のスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２にパワーＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２
を使用した場合は、そのソース−ドレイン電圧ＶDSが負
とならない様に、各ドレイン端子Ｄが夫々ダイオード
（不図示）によりソース側電圧にクランプされている場
合がある。この場合は、本発明（２）により、第１，第
２のダイオード素子Ｄ１，Ｄ２を備えることで上記本発
明（１）の動作が確実なものとなる。
【００２２】また好ましくは、本発明（３）において
は、上記本発明（１）において、トランスの第２の２次
捲線Ｎ22に接続されたバッテリー充電回路を更に備え、
該バッテリー充電回路はバッテリーへの充電電流をバッ
テリー給電時の給電電流よりも十分に小さい値に制限す
る電流制限回路を備える。本発明（３）によれば、バッ
テリー充電回路を備えるので、商用給電時にバッテリー
に充電できる。このバッテリー充電電流は十分に小さい
値に制限されるが、一般に商用給電期間は長いのでバッ
テリーは十分に充電される。またバッテリー給電時にお
けるバッテリー充電負荷を十分に小さくできる。従っ
て、従来の様なスイッチ回路６を省略でき、よって回路
構成及び制御が簡単になり、かつ回路が安価になる。
は、上記本発明（１）において、トランスの第２の２次
捲線Ｎ22に接続されたバッテリー充電回路を更に備え、
該バッテリー充電回路はバッテリーへの充電電流をバッ
テリー給電時の給電電流よりも十分に小さい値に制限す
る電流制限回路を備える。本発明（３）によれば、バッ
テリー充電回路を備えるので、商用給電時にバッテリー
に充電できる。このバッテリー充電電流は十分に小さい
値に制限されるが、一般に商用給電期間は長いのでバッ
テリーは十分に充電される。またバッテリー給電時にお
けるバッテリー充電負荷を十分に小さくできる。従っ
て、従来の様なスイッチ回路６を省略でき、よって回路
構成及び制御が簡単になり、かつ回路が安価になる。
【００２３】また好ましくは、本発明（４）において
は、上記本発明（１）において、ＤＣ入力をＤＣ出力に
変換するためのコンバータ回路がフォワード方式のスイ
ッチングコンバータ回路により構成されている。従っ
て、中容量の無停電電源装置を小型、安価に提供でき
る。また好ましくは、本発明（５）においては、上記本
発明（１）において、ＤＣ入力をＤＣ出力に変換するた
めのコンバータ回路がバックブースト方式のスイッチン
グコンバータ回路により構成されている。従って、小容
量の無停電電源装置を一層小型、安価に提供できる。
は、上記本発明（１）において、ＤＣ入力をＤＣ出力に
変換するためのコンバータ回路がフォワード方式のスイ
ッチングコンバータ回路により構成されている。従っ
て、中容量の無停電電源装置を小型、安価に提供でき
る。また好ましくは、本発明（５）においては、上記本
発明（１）において、ＤＣ入力をＤＣ出力に変換するた
めのコンバータ回路がバックブースト方式のスイッチン
グコンバータ回路により構成されている。従って、小容
量の無停電電源装置を一層小型、安価に提供できる。
【００２４】また好ましくは、本発明（６）において
は、上記本発明（１）において、ＤＣ入力をＤＣ出力に
変換するためのコンバータ回路がプッシュプル方式のス
イッチングコンバータ回路により構成されている。従っ
て、大容量の無停電電源装置を小型、安価に提供でき
る。
は、上記本発明（１）において、ＤＣ入力をＤＣ出力に
変換するためのコンバータ回路がプッシュプル方式のス
イッチングコンバータ回路により構成されている。従っ
て、大容量の無停電電源装置を小型、安価に提供でき
る。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、添付図面に従って本発明に
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。図２は第１の実施の形態による無停電電源装置の構
成を示す図で、フォワード形コンバータへの適用例を示
している。
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。図２は第１の実施の形態による無停電電源装置の構
成を示す図で、フォワード形コンバータへの適用例を示
している。
【００２６】図２の回路のコンバート方式は図６の回路
と同様で良い。但し、図２の回路は図６のＡＣ入力検出
部３は備えておらず、これに関係するスイッチ回路６及
び駆動回路１１も省略されている。また駆動回路１０の
出力はｎＭＯＳＦＥＴＥＱ１，Ｑ２の各ゲートＧに入力
されている。更にまた、トランスＴ１においては、商用
入力（即ち、ＤＣ入力ＶC ）が許容以上の場合に、１次
捲線Ｎ11の駆動により１次捲線Ｎ12に誘起される電圧Ｖ
12がバッテリー電圧（但し、許容最大電圧）Ｖ B よりも
大きくなるように、１次捲線Ｎ11，Ｎ12の巻数ｎ11，ｎ
12が決定されている。以下、動作を説明する。
と同様で良い。但し、図２の回路は図６のＡＣ入力検出
部３は備えておらず、これに関係するスイッチ回路６及
び駆動回路１１も省略されている。また駆動回路１０の
出力はｎＭＯＳＦＥＴＥＱ１，Ｑ２の各ゲートＧに入力
されている。更にまた、トランスＴ１においては、商用
入力（即ち、ＤＣ入力ＶC ）が許容以上の場合に、１次
捲線Ｎ11の駆動により１次捲線Ｎ12に誘起される電圧Ｖ
12がバッテリー電圧（但し、許容最大電圧）Ｖ B よりも
大きくなるように、１次捲線Ｎ11，Ｎ12の巻数ｎ11，ｎ
12が決定されている。以下、動作を説明する。
【００２７】図３は第１の実施の形態による無停電電源
装置の動作タイミングチャートで、商用入力が途中で断
になり、かつ再度復帰する場合を示している。ＦＥＴＱ
１，Ｑ２は共通のＰＷＭ信号により常時駆動されてい
る。商用給電時はＤＣ入力ＶC のみが給電元であり、Ｄ
Ｃ負荷に応じた電圧ＶC を保っている。ＦＥＴＱ１のゲ
ート信号ＶGSはデューティ比ＤACで駆動されており、そ
の時のＤＣ出力ＶO は、 ＶO ＝ＶC ×（ｎ21／ｎ11）×ＤAC の関係にある。またバッテリー充電用電圧ＶBCは、 ＶBC＝Ｖｃ×（ｎ22／ｎ11）×ＤAC の関係にある。
装置の動作タイミングチャートで、商用入力が途中で断
になり、かつ再度復帰する場合を示している。ＦＥＴＱ
１，Ｑ２は共通のＰＷＭ信号により常時駆動されてい
る。商用給電時はＤＣ入力ＶC のみが給電元であり、Ｄ
Ｃ負荷に応じた電圧ＶC を保っている。ＦＥＴＱ１のゲ
ート信号ＶGSはデューティ比ＤACで駆動されており、そ
の時のＤＣ出力ＶO は、 ＶO ＝ＶC ×（ｎ21／ｎ11）×ＤAC の関係にある。またバッテリー充電用電圧ＶBCは、 ＶBC＝Ｖｃ×（ｎ22／ｎ11）×ＤAC の関係にある。
【００２８】このバッテリー充電電流は、比較的高抵抗
Ｒ３により自己バイアスされたトランジスタＱ３の電流
制限機能により十分に小さい値（例えばバッテリー給電
電流の１０％以下）に制限されるが、それでもバッテリ
ー電圧ＶB が低い時は、ベース電流ｉB が増し、バッテ
リー充電電流も増す。またバッテリー電圧ＶB が高い時
は、ベース電流ｉB が減少し、バッテリー充電電流も減
少する。一般に商用給電時間は長いので、バッテリー４
は十分に充電される。
Ｒ３により自己バイアスされたトランジスタＱ３の電流
制限機能により十分に小さい値（例えばバッテリー給電
電流の１０％以下）に制限されるが、それでもバッテリ
ー電圧ＶB が低い時は、ベース電流ｉB が増し、バッテ
リー充電電流も増す。またバッテリー電圧ＶB が高い時
は、ベース電流ｉB が減少し、バッテリー充電電流も減
少する。一般に商用給電時間は長いので、バッテリー４
は十分に充電される。
【００２９】一方、バッテリー給電回路において、１次
捲線Ｎ11の駆動により１次捲線Ｎ12に誘起される電圧Ｖ
12は、 Ｖ12＝Ｖｃ×（ｎ12／ｎ11） となる。この時、誘起電圧Ｖ12とバッテリー電圧ＶB と
の間には、ＶB ＜Ｖ12の関係がある為、ＦＥＴＱ２をＯ
Ｎに駆動しても、該ＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間は
逆バイアスされており、よってＯＮにできない。従っ
て、１次捲線Ｎ12にはバッテリー４からの電流が流れ込
むことはなく、この区間の給電は専ら商用電源の側から
行われる。
捲線Ｎ11の駆動により１次捲線Ｎ12に誘起される電圧Ｖ
12は、 Ｖ12＝Ｖｃ×（ｎ12／ｎ11） となる。この時、誘起電圧Ｖ12とバッテリー電圧ＶB と
の間には、ＶB ＜Ｖ12の関係がある為、ＦＥＴＱ２をＯ
Ｎに駆動しても、該ＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間は
逆バイアスされており、よってＯＮにできない。従っ
て、１次捲線Ｎ12にはバッテリー４からの電流が流れ込
むことはなく、この区間の給電は専ら商用電源の側から
行われる。
【００３０】次に商用入力断になると、ＤＣ入力ＶC は
負荷を支え切れず、ＤＣ電圧ＶC はその時の負荷状態に
応じた速度で速やかに低下する。ＤＣ入力ＶC が低下し
てもＤＣ出力ＶO に現れる電圧変動は制御回路９の出力
一定制御により補償される範囲内にある。また上記ＤＣ
入力ＶC が低下し、バッテリー給電回路における電圧が
ＶB ＞Ｖ 12｛＝ＶC ×（ｎ12／ｎ11）｝の関係となる
と、ＦＥＴＱ２にも電流が流れるようになる。これによ
り１次捲線Ｎ12に電流ＩDSが流れ、こうして商用給電か
らバッテリー給電へと自然に切り替わる。
負荷を支え切れず、ＤＣ電圧ＶC はその時の負荷状態に
応じた速度で速やかに低下する。ＤＣ入力ＶC が低下し
てもＤＣ出力ＶO に現れる電圧変動は制御回路９の出力
一定制御により補償される範囲内にある。また上記ＤＣ
入力ＶC が低下し、バッテリー給電回路における電圧が
ＶB ＞Ｖ 12｛＝ＶC ×（ｎ12／ｎ11）｝の関係となる
と、ＦＥＴＱ２にも電流が流れるようになる。これによ
り１次捲線Ｎ12に電流ＩDSが流れ、こうして商用給電か
らバッテリー給電へと自然に切り替わる。
【００３１】バッテリー給電時におけるＦＥＴＱ２のゲ
ート信号ＶGSはデューティ比ＤBAで駆動されており、そ
の時のＤＣ出力ＶO は、 ＶO ＝ＶB ×（ｎ21／ｎ12）×ＤBA の関係にある。またバッテリー充電用電圧ＶBCは、 ＶBC＝ＶB ×（ｎ22／ｎ12）×ＤBA の関係にある。この時バッテリー４への充電は停止され
ないが、充電電流は十分に小さく制限されているため、
バッテリー４の過負荷とはならない。
ート信号ＶGSはデューティ比ＤBAで駆動されており、そ
の時のＤＣ出力ＶO は、 ＶO ＝ＶB ×（ｎ21／ｎ12）×ＤBA の関係にある。またバッテリー充電用電圧ＶBCは、 ＶBC＝ＶB ×（ｎ22／ｎ12）×ＤBA の関係にある。この時バッテリー４への充電は停止され
ないが、充電電流は十分に小さく制限されているため、
バッテリー４の過負荷とはならない。
【００３２】一方、商用給電回路において、ＦＥＴＱ２
がＯＮの時に１次捲線Ｎ11に誘起される電圧Ｖ11は、 Ｖ11＝ＶB ×（Ｎ11／Ｎ12） となる。しかし、この時既にＶ11＞ＶC （≒０Ｖ）の関
係にある為、ＦＥＴＱ１をＯＮに駆動しても、該ＦＥＴ
Ｑ１のソース−ドレイン間は逆バイアスされており、よ
ってＯＮにできない。従って、１次捲線Ｎ11には容量Ｃ
１からの電流が流れ込むことはなく、この区間の給電は
専らバッテリー４の側から行われる。
がＯＮの時に１次捲線Ｎ11に誘起される電圧Ｖ11は、 Ｖ11＝ＶB ×（Ｎ11／Ｎ12） となる。しかし、この時既にＶ11＞ＶC （≒０Ｖ）の関
係にある為、ＦＥＴＱ１をＯＮに駆動しても、該ＦＥＴ
Ｑ１のソース−ドレイン間は逆バイアスされており、よ
ってＯＮにできない。従って、１次捲線Ｎ11には容量Ｃ
１からの電流が流れ込むことはなく、この区間の給電は
専らバッテリー４の側から行われる。
【００３３】次に商用入力が復帰すると、容量Ｃ１の電
圧ＶC は速やかに上昇する。そして該電圧ＶC が所定を
上回る状態になると、ＦＥＴＱ２がＯＮしても、商用給
電回路における電圧はＶC ＞Ｖ11｛＝ＶB ×（ｎ11／ｎ
12）｝の関係となり、ＦＥＴＱ１に電流が流れるように
なる。これにより１次捲線Ｎ11に電流ＩDSが流れ、こう
してバッテリー給電から商用給電へと自然に切り替わ
る。
圧ＶC は速やかに上昇する。そして該電圧ＶC が所定を
上回る状態になると、ＦＥＴＱ２がＯＮしても、商用給
電回路における電圧はＶC ＞Ｖ11｛＝ＶB ×（ｎ11／ｎ
12）｝の関係となり、ＦＥＴＱ１に電流が流れるように
なる。これにより１次捲線Ｎ11に電流ＩDSが流れ、こう
してバッテリー給電から商用給電へと自然に切り替わ
る。
【００３４】ところで、ＦＥＴＱ２のソース−ドレイン
電圧ＶDSが負とならない様にドレイン端子Ｄがダイオー
ド（不図示）によりソース側電圧（アース）にクランプ
されている場合がある。この場合は１次捲線Ｎ12の上
（ドット）側にＶ12（＞ＶB ）が現れる。その結果ダイ
オードＤ２は逆バイアスされ、ＦＥＴＱ２がＯＮ駆動さ
れても１次捲線Ｎ12には電流は流れない。商用給電回路
のダイオードＤ１についても同様に考えられる。
電圧ＶDSが負とならない様にドレイン端子Ｄがダイオー
ド（不図示）によりソース側電圧（アース）にクランプ
されている場合がある。この場合は１次捲線Ｎ12の上
（ドット）側にＶ12（＞ＶB ）が現れる。その結果ダイ
オードＤ２は逆バイアスされ、ＦＥＴＱ２がＯＮ駆動さ
れても１次捲線Ｎ12には電流は流れない。商用給電回路
のダイオードＤ１についても同様に考えられる。
【００３５】なお、図２の回路ではダイオードＤ１，Ｄ
２を備えるが、省略しても良い。かくして、本第１の実
施の形態によれば、通常は商用入力を受電し、出力電圧
Ｖｏを出力する共に、バッテリー４に充電を行い、また
商用入力断時には、自然にバッテリー給電に切り替わ
り、出力電圧ＶO に変動を与えることなく安定した電源
を負荷に供給することが可能となる。
２を備えるが、省略しても良い。かくして、本第１の実
施の形態によれば、通常は商用入力を受電し、出力電圧
Ｖｏを出力する共に、バッテリー４に充電を行い、また
商用入力断時には、自然にバッテリー給電に切り替わ
り、出力電圧ＶO に変動を与えることなく安定した電源
を負荷に供給することが可能となる。
【００３６】図４は第２の実施の形態による無停電電源
装置の構成を示す図で、比較的小容量向きのバックブー
スト形コンバータ（フライバック形コンバータ）への適
用例を示している。なお、この例の充電回路５はダイオ
ード７と比較的高抵抗の抵抗Ｒ４との直列回路からなっ
ている。バックブースト形コンバータでは、トランスＴ
１の極性が図示の如く１次側と２次側とで逆極性に接続
されている。ＦＥＴＱ１がＯＮした状態では、２次側の
整流ダオードＤ３が逆バイアスされるため、２次側には
電流は流れない。１次側では捲線Ｎ11に１次電流が流
れ、トランスＴ１にＦＥＴＱ１のＯＮ時間に応じたエネ
ルギーが蓄積される。次にＦＥＴＱ１がＯＦＦすると、
２次側ではダオードＤ３が順バイアスされる為、前記蓄
積エネルギーに応じた２次電流ｉS が流れ、容量Ｃ２を
充電してＤＣ出力ＶO を生成する。
装置の構成を示す図で、比較的小容量向きのバックブー
スト形コンバータ（フライバック形コンバータ）への適
用例を示している。なお、この例の充電回路５はダイオ
ード７と比較的高抵抗の抵抗Ｒ４との直列回路からなっ
ている。バックブースト形コンバータでは、トランスＴ
１の極性が図示の如く１次側と２次側とで逆極性に接続
されている。ＦＥＴＱ１がＯＮした状態では、２次側の
整流ダオードＤ３が逆バイアスされるため、２次側には
電流は流れない。１次側では捲線Ｎ11に１次電流が流
れ、トランスＴ１にＦＥＴＱ１のＯＮ時間に応じたエネ
ルギーが蓄積される。次にＦＥＴＱ１がＯＦＦすると、
２次側ではダオードＤ３が順バイアスされる為、前記蓄
積エネルギーに応じた２次電流ｉS が流れ、容量Ｃ２を
充電してＤＣ出力ＶO を生成する。
【００３７】商用給電とバッテリー給電との給電切替動
作に関しては上記第１の実施の形態につき述べたものと
同様に考えられる。図５は第３の実施の形態による無停
電電源装置の構成を示す図で、比較的大容量向きのプッ
シュプル形コンバータへの適用例を示している。なお、
この例の充電回路５はｐ−ＭＯＳＦＥＴＱ４を使用した
ダイオード回路となっている。該ＦＥＴＱ４のゲート
（チャネル）幅Ｗを狭くすることでドレイン電流を小さ
く制限できる。
作に関しては上記第１の実施の形態につき述べたものと
同様に考えられる。図５は第３の実施の形態による無停
電電源装置の構成を示す図で、比較的大容量向きのプッ
シュプル形コンバータへの適用例を示している。なお、
この例の充電回路５はｐ−ＭＯＳＦＥＴＱ４を使用した
ダイオード回路となっている。該ＦＥＴＱ４のゲート
（チャネル）幅Ｗを狭くすることでドレイン電流を小さ
く制限できる。
【００３８】また、この場合の制御回路９は上記ＰＷＭ
信号に代えて例えば周波数変調信号ＰＦＭを出力する。
更にまた、この駆動回路１０は正及び負極性の各ＰＦＭ
信号を出力し、一方はＦＥＴＱ１Ａ，ＦＥＴＱ２Ａに、
他方はＦＥＴＱ１Ｂ，ＦＥＴＱ２Ｂに夫々加えられる。
プッシュプル方式ではＦＥＴＱ１ＡとＦＥＴＱ１Ｂとが
交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動され、もしＦＥＴＱ１ＡがＯＮ
すると２次側に電流ｉSAが流れ、コイルＬ１を介して容
量Ｃ２を充電する。次にＦＥＴＱ１ＢがＯＮすると２次
側に電流ｉSBが流れ、コイルＬ１を介して容量Ｃ２を充
電する。従って、ＰＦＭ信号の周波数を増すとＤＣ出力
ＶO が上昇し、また周波数を減らすとＤＣ出力ＶO が下
降する。バッテリー給電回路についても同様である。
信号に代えて例えば周波数変調信号ＰＦＭを出力する。
更にまた、この駆動回路１０は正及び負極性の各ＰＦＭ
信号を出力し、一方はＦＥＴＱ１Ａ，ＦＥＴＱ２Ａに、
他方はＦＥＴＱ１Ｂ，ＦＥＴＱ２Ｂに夫々加えられる。
プッシュプル方式ではＦＥＴＱ１ＡとＦＥＴＱ１Ｂとが
交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動され、もしＦＥＴＱ１ＡがＯＮ
すると２次側に電流ｉSAが流れ、コイルＬ１を介して容
量Ｃ２を充電する。次にＦＥＴＱ１ＢがＯＮすると２次
側に電流ｉSBが流れ、コイルＬ１を介して容量Ｃ２を充
電する。従って、ＰＦＭ信号の周波数を増すとＤＣ出力
ＶO が上昇し、また周波数を減らすとＤＣ出力ＶO が下
降する。バッテリー給電回路についても同様である。
【００３９】また、商用給電とバッテリー給電との給電
切替動作に関しては上記第１の実施の形態につき述べた
ものと同様に考えられる。なお、上記各実施の形態では
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にＦＥＴ素子を使用した
が、バイポーラトランジスタを使用しても良い。また、
上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本
発明思想を逸脱しない範囲内で、各部の構成、制御、及
びこれらの組合せの様々な変更が行えることは言うまで
も無い。
切替動作に関しては上記第１の実施の形態につき述べた
ものと同様に考えられる。なお、上記各実施の形態では
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にＦＥＴ素子を使用した
が、バイポーラトランジスタを使用しても良い。また、
上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本
発明思想を逸脱しない範囲内で、各部の構成、制御、及
びこれらの組合せの様々な変更が行えることは言うまで
も無い。
【００４０】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、ＡＣ給
電回路とバッテリー給電回路の各１次捲線の巻数比を工
夫したことにより、装置全体の回路構成及び給電元切替
制御が大幅に簡単化され、かつ給電元切替時にも安定な
ＤＣ出力が得られる。
電回路とバッテリー給電回路の各１次捲線の巻数比を工
夫したことにより、装置全体の回路構成及び給電元切替
制御が大幅に簡単化され、かつ給電元切替時にも安定な
ＤＣ出力が得られる。
【図１】図１は本発明の原理を説明する図である。
【図２】図２は第１の実施の形態による無停電電源装置
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図３】図３は第１の実施の形態による無停電電源装置
のの動作タイミングチャートである。
のの動作タイミングチャートである。
【図４】図４は第２の実施の形態による無停電電源装置
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図５】図５は第３の実施の形態による無停電電源装置
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図６】図６は従来の無停電電源装置の構成を示す図で
ある。
ある。
【図７】図７は従来の無停電電源装置の動作タイミング
チャートである。
チャートである。
１ ノイズフィルタ ２ 整流回路 ３ ＡＣ入力検出部 ４ バッテリー ５ 充電回路 ６ スイッチ回路（ＳＷ） ７ モニタ回路 ８ フォトカプラ（ＰＣ） ９ 制御回路 １０，１１ 駆動回路（ＤＲ） Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ（ｎ−ＭＯＳＦＥＴ） Ｔ１ トランス Ｎ11 商用入力側１次捲線 Ｎ12 バッテリー入力側１次捲線 Ｎ21 負荷給電側２次捲線 Ｎ22 バッテリー充電側２次捲線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮近 詠史 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 棟安 和紀 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内
Claims (6)
- 【請求項１】 ＡＣ電源とバッテリーとを入力電源とな
し、ＡＣ入力時は該ＡＣ入力を所定のＤＣ出力に変換し
て負荷に供給し、またＡＣ入力断時には前記バッテリー
入力を前記所定のＤＣ出力に変換して負荷に供給する無
停電電源装置において、 ＡＣ入力をＤＣ入力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ
と、 複数の１次捲線と１又は２以上の２次捲線を備えるトラ
ンスと、 前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力と前記トランスの第１
の１次捲線との間の共通線側に第１のスイッチング素子
を備える商用給電回路と、 前記バッテリーの出力と前記トランスの第２の１次捲線
との間の共通線側に第２のスイッチング素子を備えるバ
ッテリー給電回路と、 前記トランスの第１の２次捲線に接続されたＤＣ出力回
路と、 前記ＤＣ出力回路のＤＣ電圧をモニタして該ＤＣ電圧を
一定に制御するための制御信号を生成する制御回路とを
備え、 前記第１，第２のスイッチング素子を前記制御回路の共
通の制御信号でＯＮ／ＯＦＦ駆動すると共に、所定以上
のＡＣ入力がある時に、前記第１の１次捲線の駆動によ
り前記第２の１次捲線に誘起される電圧が前記バッテリ
ーの電圧よりも大きくなるように該第１，第２の１次捲
線の巻数比が選択されていることを特徴とする無停電電
源装置。 - 【請求項２】 商用給電回路及びバッテリー給電回路の
各非共通線側に夫々第１及び第２のダイオード素子を備
えることを特徴とする請求項１に記載の無停電電源装
置。 - 【請求項３】 トランスの第２の２次捲線に接続された
バッテリー充電回路を更に備え、該バッテリー充電回路
はバッテリーへの充電電流をバッテリー給電時の給電電
流よりも十分に小さい値に制限する電流制限回路を備え
ることを特徴とする請求項１に記載の無停電電源装置。 - 【請求項４】 ＤＣ入力をＤＣ出力に変換するためのコ
ンバータ回路がフォワード方式のスイッチングコンバー
タ回路により構成されていることを特徴とする請求項１
に記載の無停電電源装置。 - 【請求項５】 ＤＣ入力をＤＣ出力に変換するためのコ
ンバータ回路がバックブースト方式のスイッチングコン
バータ回路により構成されていることを特徴とする請求
項１に記載の無停電電源装置。 - 【請求項６】 ＤＣ入力をＤＣ出力に変換するためのコ
ンバータ回路がプッシュプル方式のスイッチングコンバ
ータ回路により構成されていることを特徴とする請求項
１に記載の無停電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9235751A JPH1189113A (ja) | 1997-09-01 | 1997-09-01 | 無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9235751A JPH1189113A (ja) | 1997-09-01 | 1997-09-01 | 無停電電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1189113A true JPH1189113A (ja) | 1999-03-30 |
Family
ID=16990697
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9235751A Pending JPH1189113A (ja) | 1997-09-01 | 1997-09-01 | 無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1189113A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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