JP2007517292A - 可変ａｃ電圧調整制御方法および装置 - Google Patents

Abstract

飽和制御および相殺制御を交互に用いて出力を調整して、可変電圧源から調整電圧出力を供給する方法および装置が開示されている。

Description

本発明は、電力調整電子部品の分野に関する。さらに正確に言えば、本発明は電圧調整の分野に関する。

本明細書では、まとめて永久磁石スタータ／発電機すなわちＰＭＳＧと呼ばれている永久磁石スタータ／発電機（ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｔａｒｔｅｒ／ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）（ＰＭＳＧ）または一体スタータ／発電機（ｉｎｔｅｇｒａｌ ｓｔａｒｔｅｒ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）（ＩＳＧ）は、エンジンおよび付属品に対して電気を発生させるために、発電機モードにおいて、ゼロ回転／分から５００００回転／分以上にわたる速度で、ガスタービン軸により駆動されるものである。

このように駆動速度が変化すると、それに比例してＰＭＳＧ出力電圧も変化する。ＰＭＳＧの出力電圧はまた、様々な負荷が加えられると、変化し、このような効果は、Ｖ−Ｉ負荷特性とも呼ばれ、その一例が図１に示されている。例えば、航空機の離陸では、タービン速度が最高速度であるときに、この発電機に負荷を加えていないと、１１０ボルトＡＣの最大電圧が発生することがある一方で、エンジンのアイドリング・モードでは、全負荷条件のもとに、ＰＭＳＧにより３０ボルトＡＣの電圧が発生することがある。５５Ｖ用のサンプルＶ−Ｉ負荷特性が、図１に示されている。

航空機搭載機器は、普通、２８ボルトのＤＣ電圧を用いて駆動される。さらに、エンジンおよび航空機付属品により、可変負荷電流が流されることがある。それゆえ、ＰＭＳＧで発生する激動する電圧および周波数のＡＣ電気を、好ましくは、定電圧ＤＣ出力に調整して、これらの付属品を駆動する。いくつかの調整の解決策が知られているが、代表的な原動機ガスタービンＰＭＳＧシステムに含まれている速度および負荷の全変動範囲にわたって調整を実現する方式が相変わらず必要である。

飽和制御として知られている一技法は、パルス幅変調方式、一般にスイッチ・モード電源（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｍｏｄｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ）すなわちＳＭＰＳとともに、可飽和コア・リアクトルを使用するものであり、そこでは、可飽和インダクタに流れる出力電流が、大きい電流において、そのインダクタを飽和させ、また、さらに小さい電流では、そのインダクタを飽和させず、それにより、出力電圧を調整することができる。

この装置は、ときには、磁気増幅器（ｍａｇｎｅｔｉｃ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、すなわち「Ｍａｇａｍｐ」と呼ばれることがある。しかしながら、飽和ベースの電圧調整システムは、一般に、あらゆる負荷電流レベルにおいて効果的であるとは限らない。それゆえ、改良が必要とされる。

さらに、航空機用途の場合には、非常に高い信頼性で、低コストで、しかも、低重量の解決策を用いて、この出力電圧を供給する必要があると理解されよう。それゆえ、それらの技術的な課題が多い。

したがって、少なくとも上に示された課題を扱うような電圧調整法と電圧調整装置が必要である。

本発明の目的は、可変電源からの出力電圧を調整することである。

本発明の第１の態様によれば、電圧調整回路において、少なくとも２つの一次インダクタを直列に有する一次回路中の可変電圧・周波数電源から調整電圧出力を供給する制御回路が提供されている。この制御回路は、２つの共通の可飽和コアにより、これら２つの一次インダクタに、それぞれ結び付けられて、それにより、少なくとも２つの電磁アッセンブリを形成する少なくとも２つの二次インダクタを含む。この制御回路はさらに、これらの二次インダクタを介して、これらのコアの飽和レベルを制御できる飽和制御装置と、これらの二次インダクタに、調整可能な電圧源を提供できる電圧相殺装置とを含んでいる。この調整可能な電圧源は、この電圧調整回路の電圧と位相を異にしている。最後に、この制御回路は、活動状態になる飽和制御装置と電圧相殺装置の一方を、この電圧調整回路からの帰還信号に応じて選択して、上記電磁アッセンブリを介して、この調整電圧出力を制御する選択装置を含む。

本発明の他の態様によれば、一次回路中の可変電圧・周波数電源から調整電圧出力を供給する方法が提供される。この方法は、この電圧出力を表わす帰還信号を得、しきい値に達しているかどうか、その帰還信号から判定し、第１の制御モードと第２の制御モードの一方を選択する、各ステップを含む。第１の制御モードは、一次回路中の少なくとも２つの直列の可飽和コア・インダクタの飽和レベルを制御し、それにより、これら少なくとも２つのインダクタの両端の電圧降下を制御可能に変えることを含む。第２の制御モードは、上記コアを介して、これらの直列の一次インダクタに結び付けられた第２のインダクタに可変電圧信号を供給することを含む。この可変電圧信号は、制御可能に、その一次回路と位相を異にし、それにより、その一次回路の電圧の少なくとも一部を選択的に相殺する。

本発明のさらに他の態様によれば、可変電圧・周波数電源からの電圧を調整する装置が提供されている。この装置は、可変電圧・周波数電源と、それぞれの可飽和コア上にそれぞれが設けられた少なくとも２つの直列の一次インダクタとを含む一次回路を備えている。この装置はまた、これらの可飽和コアを介して、これら２つの一次インダクタにそれぞれ結び付けられた少なくとも２つの直列の二次インダクタを含む二次回路も備えている。この二次回路はさらに、これらの二次インダクタと連絡する飽和装置、これらの二次インダクタと連絡する電圧相殺装置、および、その二次回路の動作を制御する制御装置を少なくとも含んでいる。この飽和装置は、これらの可飽和コアを選択的に飽和させるにようにしている。この電圧相殺装置は、一次回路の交流電気と位相を異にしている交流電気を、二次インダクタに選択的に供給するようにしている。この制御装置は、飽和装置と電圧相殺装置のうちの少なくとも一方の動作ステータスを制御するようにしている。

本発明のさらに他の態様では、可変電圧・周波数電源からの出力電圧を調整する装置が提供されている。この装置は、可変電圧・周波数電源と、可飽和コア上にそれぞれが設けられた少なくとも２つの直列の一次インダクタとを含む一次回路、これらの可飽和コアを介して、これら２つの一次インダクタにそれぞれ結合されて、２つの直列のインダクタ対を提供する少なくとも２つの直列の二次インダクタを含む二次回路、これらの結合された直列のインダクタ対を介して、上記一次回路の電圧を調整する、上記二次回路中の第１の装置であって、上記一次回路の出力電圧を所望の出力レベルまで制御可能に低下させるようにした第１の装置、これらの結合された直列のインダクタ対を介して、上記一次回路の電圧を調整する、上記二次回路中の第２の装置であって、上記一次回路の出力電圧を所望の出力レベルまで制御可能に上昇させるようにした第２の装置、および、上記第１の装置と上記第２の装置がいつ活動状態になるか決定するようにしたセレクタ装置を含む。

本発明のさらに他の態様では、変速永久磁石発電機を可変負荷システムに接続すると、この変速永久磁石発電機からの出力電圧を調整する装置が提供されている。この装置は、この出力電圧を所望の出力レベルまで自動的に低下させる第１の電子手段、この出力電圧を所望の出力レベルまで自動的に上昇させる第２の電子手段、および、上記第１の電子手段と上記第２の電子手段のいずれが、所与の時点に活動状態になるか決定するようにしたセレクタ装置を含む。

本発明の他の態様では、可変電圧・周波数電源を有する一次回路の電圧を調整する方法が提供されている。この方法は、それぞれの可飽和コアを有する少なくとも２つの直列接続された一次インダクタを、この一次回路中に提供し、上記可飽和コアを介して、それぞれが上記一次インダクタと電磁結合された少なくとも２つの直列接続された二次インダクタを有する二次回路を提供し、これらの一次インダクタの両端に所望の電圧降下を生じさせるように上記コアを選択的に飽和させ、それにより、この一次回路の電圧を調整し、これらの二次インダクタに相殺電圧を選択的に供給し、それにより、この一次回路の電圧を調整する、各ステップを含む。

上記発明の要約は、本明細書に開示されている発明を限定するつもりはない。それは、ここに述べられてない発明が開示されるかもしれないからである。

本発明のさらなる特徴および利点は、添付図面といっしょに、以下の詳細な説明を読めば、明らかになろう。

添付図面の全体を通して、同じ特徴が、同じ参照符号で示されていることに留意する。

ここで図２を参照すると、ブロック線図は、本発明の好ましい一実施形態による電圧調整装置を示している。

図２は、ＡＣ電圧発生装置１０、ＡＣ電圧調整装置１２、電圧整流器１４、および可変負荷１６を示している。

ＡＣ電圧発生装置１０は、好ましくは、永久磁石スタータ／発電機（ＰＭＳＧ）であって、これは、ガスタービン・エンジン（図示されてない）の軸により駆動され、それにより、タービン速度の変化の結果として、かつ負荷電流需要と逆に変化する可変電圧・周波数を有するＡＣ信号を供給する。参照によって、本明細書中に組み入れられている２００３年５月２７日に出願された本出願人の同時係属中の出願第１０／４４４，９５２号は、適切なＰＭＳＧの一例を開示しているが、ただし、ほとんどどのようなＰＭＳＧでも使用できる。定電圧値、例えば２８Ｖ ＤＣが、可変負荷１６により必要とされる。

このＡＣ信号は、ＡＣ電圧調整装置１２に供給される。電圧整流器１４により供給される帰還信号２２２を用いて、ＡＣ電圧調整装置１２は、ＡＣ調整信号を、電圧整流器１４に供給する。このＡＣ調整信号は、その整流された出力電圧を、可変負荷１６で必要とされる電圧値に維持するように設定されている電圧値を有している。本発明のこの実施形態では、そのＡＣ調整信号は、２８ボルトのＡＣ調整信号である。

このＡＣ調整信号は、ＤＣ調整信号を供給する電圧整流器１４により受け取られる。このＤＣ調整信号は、可変負荷１６で必要とされる電圧値に等しい電圧値を有している。このＤＣ調整信号は、関連する負荷システムで必要とされるもの、一般に、２８ボルトのＤＣ調整信号であり、これは、可変負荷１６に供給される。

次に、図３を参照すると、ＡＣ電圧調整装置１２の一実施形態が示されている。ＡＣ電圧調整装置１２は、選択装置２０、飽和制御装置２２、電圧相殺装置２４、および電磁アッセンブリ２５を含む。

電磁アッセンブリ２５は、この図には示されていないそれぞれの共通の可飽和コアを介して相互に結合された少なくとも２つの一次インダクタ１０２および１０４と２つの二次インダクタ１０３および１０５を含む。

インダクタ１０２および１０３は、第１の共通コアを介して相互に結合され、また、インダクタ１０４および１０５は、第２の共通コアを介して相互に結合されている。これら２つのコアは、磁気的に互いに独立している。このようなインダクタ・コア・アッセンブリを少なくとも２つ使用することが好ましいが、ただし、それを、３つ以上使用することもできる。

さらに以下に説明されるように、ＡＣ電圧調整装置１２は、可変負荷１６の需要、および可変電源１０の入力電圧レベルと無関係に、ＡＣ調整信号を供給するようにしている。

選択装置２０は、電圧整流器１４から、帰還信号２２２を受け取る。帰還信号２２２の変化は、以下でさらに詳しく説明されるように、その負荷値、および／またはＡＣ電圧発生装置１０で発生するＡＣ電圧の変化を表わしている。

本発明の一態様によれば、帰還信号２２２の値に応じて、選択装置２０は、飽和制御装置２２と電圧相殺装置２４の一方を選択する。

図６を参照し、また以下でさらに述べられるように、飽和制御装置２２は、可変負荷１６の負荷電流値または負荷電圧値が、場合によっては、所定のしきい電流Ｉ^*を超えるか、あるいは、所定のしきい値Ｖ^*よりも小さい場合に選択されるが、一方、電圧相殺装置２４は、それ以外の場合に選択される。

選択装置２０は、飽和制御装置２２と電圧相殺装置２４から選択する。それゆえ、２つの調整モードがこのように提供されるものと理解されよう。ここで、第１のモードは、時には「飽和」制御またはＤＣ制御と呼ばれ、また、第２のモードは、時には「電圧相殺」制御またはＡＣ制御と呼ばれる。

飽和制御装置２２が選択される第１の電圧調整モードでは、以下でさらに詳しく述べられるように、直列接続されたインダクタ１０３、１０５を飽和させることにより、このインダクタの誘導リアクタンス（すなわち、ｘＬ）が小さくなり、それにより、このインダクタの両端の電圧降下（すなわち、ｘＬ＊Ｉ）が低下するから、ＤＣ電流飽和信号を用いて、電磁アッセンブリ２５の可飽和コア３００、３０２を一部または全部飽和させて、ＡＣ電圧発生装置１０により電圧整流器１４に供給されるＡＣ信号の電圧を上昇させる。

この動作は、図６に示されるように、負荷電流Ｉが大きくなると、ＡＣ電圧発生装置１０からのＡＣ電圧低下を補償する。この第１のモードでは、以下でさらに詳しく述べられるように、一次インダクタ１０３および１０５と二次インダクタ１０２および１０４が両方とも巻き付けられているコア３００、３０２の飽和レベルを、二次インダクタ１０２および１０４の巻線への被制御ＤＣ電流の印加を通じて制御する手段として、この二次インダクタ・コイルが使用される。

選択装置２０で電圧相殺装置２４が選択される第２のモードでは、電磁アッセンブリ２５の二次インダクタ２６は、電圧相殺装置２４により供給されるＡＣ相殺電圧信号を受け取る。電圧相殺装置２４は、ＡＣ電圧発生装置１０から電圧整流器１４に供給されるＡＣ信号の電圧を低下させるのに用いられる。したがって、この動作は、図６に示されるように、負荷電流Ｉがゼロに向かうときに、ＡＣ電圧発生装置１０からのＡＣ電圧上昇を補償する。好ましくは、以下でさらに詳しく述べられるように、無負荷条件または低負荷条件のもとでのみ作動するこの第２のモードでは、可変ＡＣ電圧を、その発生電圧に対して適正な位相で、二次インダクタ２６に供給して、電圧減算制御モード（ｖｏｌｔａｇｅ ｓｕｂｔｒａｃｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｏｄｅ）が提供されるようにしている。これにより、インダクタ２８にＡＣ負荷電流が流れていないときでも、一次インダクタ２８の両端の電圧を低下させることができる。この電圧降下は、無効分なしであり、また、以下でさらに詳しく述べられるように、これらの結合されたインダクタの変圧器動作を介して、その発生電圧と、そのＡＣ制御電圧とのベクトル和によるものである。

よく知られているように、様々な帰還信号調整を施して、例えば、帰還信号２２２の利得を調整して、制御安定性を最適化することなど、システム応答特性を最適化することがある。

精通した読み手により理解されるように、実際には、必要とされる／要望される帰還信号調整は、このコアに使用される特定材料の飽和特性、および、所与のシステムに関する電圧調整仕様に依存し、したがって、本明細書では、さらに詳しく述べられるつもりはない。

次に、図３、図４および図５を参照すると、電圧調整装置１２の一実施形態を開示する電子回路図が示されている。

この実施形態では、電磁アッセンブリ２５は、一次インダクタ２８を提供する直列のインダクタ１０２および１０４と、二次インダクタ２６を提供する直列のインダクタ１０３および１０５とを含むものであって、昇圧変圧器１０６とともに、図５に示されるように、それぞれの共通の可飽和コア３００および３０２の周りに設けられている。さらに、飽和制御装置１０８、電圧相殺装置１１０、電圧整流器１２０、および、ＡＣ可変電圧・周波数電圧源１２２も含まれている。これらの要素は、図３中の要素２２、要素２４、要素１４および要素１０にそれぞれ対応するものであると理解されよう。

本発明の可飽和コア・インダクタ・アッセンブリ２６〜２８により、次に述べられるように、０負荷から全負荷までの全動作負荷範囲にわたって、ＤＣ電圧を調整できる。

この実施形態では、一次インダクタ２８と二次インダクタ２６はそれぞれ、直列の対で設けられる。第１の可飽和コア・リアクトル対は、共通の可飽和コア３００に相互に結合されたインダクタ１０２、１０３を含むが、一方、第２の可飽和コア・リアクトル対は、これも共通の可飽和コア３０２に相互に結合されたインダクタ１０４および１０５を含む。

第１の可飽和コア・リアクトル対と第２の可飽和コア・リアクトル対は、好ましくは、ＤＣ電流信号が、飽和制御装置１０８から、端子２０１と端子２０３間に流れるときに、可飽和コア・インダクタ１０３と可飽和コア・インダクタ１０５のそれぞれを、その飽和磁束密度に向けて推し進めるように、構成されている。比較的に小さいＤＣ電流信号では、最低限の飽和が得られるか、あるいは飽和がまったく得られないが、一方、さらに大きいＤＣ電流信号では、完全な飽和が得られる可能性があるものと、当業者には理解されよう。

この実施形態では、直列の一次・二次インダクタ対（すなわち、１０２〜１０３と１０４〜１０５）は、図４と図５”に示されるように、それぞれのコアに、互いに反対に巻き付けられている。それゆえ、それぞれのコアにおける磁気飽和の方向または極性は、一次電流、すなわち、ＡＣ電源１０から流れて、直列の可飽和コア・インダクタ１０２および１０４に流れるＡＣ電流信号により、これらのコア中に発生した磁束に対して互いに反対である。

第１のモードでは、ＡＣ電流信号が、ＡＣ電源１０からインダクタ１０２および１０４を通って流れるときに、インダクタ１０３中、またインダクタ１０５中のＤＣ電流信号が大きくなると、可飽和コア３００および３０２の一方が、一次インダクタ２８中の正のＡＣ電流信号の流れに対して、すなわち、ＡＣサイクルの半サイクルの間に、飽和し始めるがこれに対して、他方のコアは、一次インダクタ２８中の負のＡＣ電流信号の流れに対して、飽和することになる。ＤＣ電流信号で発生する磁束が、ＡＣ電流信号で発生する磁束にベクトル的に加算されるために、このようなことが起るものと、当業者には理解されよう。

ＤＣ電流信号がさらに大きい場合には、双方のコアは、一次インダクタ２８に流れるＡＣ電流信号の正の極性と負の極性の両方に対して、引き続き飽和するように設計される（要望があれば）ことがあると理解されよう。

インダクタのコアを飽和させると、コア３００および３０２の増分透磁率が低下し、その結果、巻線とコアにより形成されるコイルの実効インダクタンス値（Ｌ）が小さくなる。ゼロの飽和値では、実効インダクタンス値（Ｌ）と、その結果、その誘導リアクタンスが最大となるが、それらの値は、コアの透磁率、コアの寸法、および、そのコイルの電線巻数により定められる。

このような誘導リアクタンスにより、ＡＣ電流信号が、可飽和コア・インダクタ１０２および１０４に流れると、可飽和コア・インダクタ１０２と可飽和コア・インダクタ１０４の両端に、制御される無効電圧降下が発生するものと理解されよう。この電圧降下は、その誘導リアクタンスＸ_L＝２・π・ｆ・Ｌの場合に、Ｖ_L＝Ｉ・Ｘ_Lであると理解されよう。そうでなければ、この一次インダクタと二次インダクタとの関係は、変圧器ルール、すなわちＮ_PＶ_PＩ_P＝Ｎ_CＶ_CＩ_Cに支配される。

ＤＣ電流信号が大きくなると、インダクタンス（Ｌ）がその巻線の自由空間インダクタンスに近づく完全なＤＣ電流信号になるまで、インダクタンス（Ｌ）を低下させ、したがって、事実上電圧降下を生じさせない。

それゆえ、インダクタ１０２および１０４がインダクタ１０３および１０５に対して、共通の可飽和コア３００および３０２により結合される配置構成により、定電圧源か、可変電圧源のいずれかから、電圧整流器１２０に印加される電圧を調整することができる。

上記の調整は、最小限の発熱で行われるもので、これは、抵抗を含むアッセンブリを用いて発生する電圧降下の場合には当てはまらないであろう。

飽和制御装置１０８は、好ましくは、ＡＣの点から、二次インダクタ２６の端子２０１と端子２０３を互いに接続するように、この電源周波数において低インピーダンスを有するコンデンサ１４０をさらに含む。

ＤＣ制御条件のもとで、この電流信号の流れが、端子２０１と端子２０３との間にある。ダイオード１４２とダイオード１４４は、これら２つのコアの飽和特性のわずかな差を相殺するように、クランプ装置として働く。この飽和インダクタ１０３および１０５のＤＣ抵抗は、ＤＣ制御電流条件のもとに、どのような著しいＤＣ電圧発生も避けて、これらのダイオードに順方向のバイアスをかけないようにするために、低く抑えられている。光アイソレータ１４１、または他の電圧・電流変換器は、この帰還信号をＤＣ電流に変換して、電気的な隔離を実現する。

上に簡潔に述べられるように、このような飽和制御構成では、電圧降下Ｖ_Lはまた、一次インダクタ２８に流れるＡＣ電流信号、すなわち負荷電流の関数であると、当業者には理解されよう。低負荷電流状態または無負荷電流状態の場合には、一次インダクタ２８の両端の電圧降下は、ほぼゼロになろう。その結果、電圧源１２２は、低負荷状態または無負荷状態の場合には、適正に調整されないことがある。

したがって、本発明はまた、低負荷または無負荷の場合に使用する第２の電圧調整モードも提供する。この第２のモード、すなわち電圧相殺モードは、次に述べられる原理によって作動する。

可変負荷１６に流れる負荷電流が、低負荷状態または無負荷状態に近づくと、ＤＣ飽和電流信号も、帰還信号２２２から受け取った入力に基づいて、ゼロに近づく。このようなＤＣ飽和電流信号は、別の回路、例えば、主回路からの帰還２２を用いる飽和回路１０８を使用して制御され、したがって、このＤＣ飽和電流信号が飽和レベルよりも低いときに、一次インダクタ２８と二次インダクタ２６は、線形の、すなわち不飽和の磁気部品として動作している。

このような条件のもとで、二次インダクタ２６の巻線は、個々の巻線例えば１０３および１０５と見なされるときに、一次インダクタ２８の対応巻線とともに、変圧器巻線として働く。この実施形態において、二次インダクタ２６の巻線が反対方向に巻かれるから、端子２０１と端子２０３との間の正味ＡＣ電圧はゼロである。同様に、端子２０１と端子２０２との間のＡＣ電圧は、端子２０３と端子２０２との間のＡＣ電圧に等しい。

このような構成では、この適正な位相と周波数のＡＣ電流信号を、端子２０３と、端子２０１および端子２０２との間に印加すると、一次インダクタ２８にＡＣ電圧が誘導されることになる。その一次インダクタ２８は、故意に電圧源１２２と対立して、電流の流れがゼロであるときでも、整流器１２０の入力電圧、すなわち、整流器１２０の回路に印加される電圧が低下され、したがって、一次インダクタ２８に、電流の流れがわずかであるか、あるいはまったくないときでも、整流器１２０への系統出力電圧を調整できるようにしている。

なお図４を参照すると、好ましくは、ダイオード・ブリッジ１２４、トランジスタ１２６、パルス幅変調（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）（ＰＷＭ）回路２１７およびアイソレータ１２５を含む全波整流器／トランジスタ構成を有する電圧相殺装置１１０を使用して、昇圧制御変圧器１０６の出力を切り替えて、電源１２２に対して適正な（すなわち、反転した）位相および周波数の信号を、電磁アッセンブリ２５に供給することで、適切な位相および周波数の調整可能ＡＣ電圧信号が、必要に応じて、電源電圧の相殺のために端子２０２に印加されて、出力整流器１２０に供給される信号の電圧を制御可能に低下させるようにしている。

この記述された実施形態では、その電圧相殺源は、可変電圧源１２２に連結された変圧器１０６を含むが、しかしながら、発電機１２２から直接に別の電圧源を提供して、電圧相殺源信号を供給するような他の構成も可能である。

先に述べたように、電圧相殺装置１１０はまた、トランジスタ１２６のパルス幅変調制御に適したＰＷＭ回路２１７も含み、また、二次インダクタ２６の可飽和コア・インダクタ１０３および１０５に印加されるＡＣ電流信号の比例調整を行うために提供される。トランジスタ１２６を制御するパルス幅変調は、好ましくは、電圧源１２２の周波数よりもかなり高い周波数において、回路２１７により実行される。１０：１は適切な比となるが、ただし、さらに大きい比も適切となると考えられている。この比は、好ましくは、その制御回路で切り替えられる電流を最小限に抑えるように選択され、それゆえ、コストパフォーマンスの高い装置に確実に印加できる最大の実用電圧レベルである。この一次回路に大電流が流れているときには、小電流／高電圧制御回路を使用し、それにより、制御回路の費用を最小限に抑えることが好ましい。この構成におけるトランジスタ１２６のパルス幅変調により、変圧器１０６の二次回路中の可変インピーダンス要素として示されているダイオード・ブリッジ整流器１２４は、このモードでは並列接続されている可飽和インダクタ・コア１０３と可飽和コア・インダクタ１０５を含み、それにより、電圧相殺変圧器の入力側を形成する（電圧相殺変圧器の出力側は、直列接続されたインダクタ１０２および１０４である）上記二次回路に流れる変圧器１０６の二次電流信号の流れを滑らかに調整できるようにしている。

ＰＷＭは、回路の平均電流または平均電圧を制御する共通の制御技法であるものと、当業者には理解されよう。

再度、図６を参照すると、電圧調整の第２のモード、すなわち電圧相殺モードは、減算のやり方で電圧制御を実現する。出力サイクルのうち、電圧が、帰還信号２２２から検出される所要の出力電圧、例えば２８Ｖを超えるような部分の間、ＰＭＳＧ１２２で発生する超過電圧は、本質的に、変圧器１０６により、あるいは、電磁アッセンブリ２５により、１８０°だけ位相が異なるように反転し、次に、変圧器として働く電磁アッセンブリ２５を介して、その出力回路に「帰還」されて、所要の目標値を超えるどのような電圧成分も相殺する。

切替えしきい電流Ｉ^*または電圧Ｖ^*は、設計者の好みにより、設定されることがある。この実施形態では、選択装置２０は、好ましくは、次に述べられるように、しきいＤＣ出力電圧Ｖ^*に基づいて、第１のモードから第２のモードへ電子的に切り替える。

図４と図６を参照すると、選択装置２０は、好ましくは、電圧比較器４００とインバータ４１０を含む。

帰還信号２２２から決定されるＤＣ出力電圧が２８．０１ボルトよりも高い場合には、電圧相殺装置１１０を作動させて、上述のように、ＰＭＳＧ電源１０／１２２の出力電圧を調整する。

ＤＣ出力電圧が２８．０１ボルトよりも低い場合には、上述のように、飽和装置１０８を選択して、飽和制御を行う。

このような構成は、有利には自動的に、一度に、どちらか一方のモードだけを確実に選択できるようにしている。部品性能に及ぼす温度の影響により、所与の電流において、電圧が変化する可能性があり、したがって、電流に基づいて、このスイッチ点を制御することが満足すべきものとはならないから、電圧しきい値が好ましい。

代替実施形態（図７を参照のこと）では、制御電流が、ゼロであるか、あるいは要望されるくらいゼロに近いときに、第１のモードから第２のモードに切替えが行われ、また、ＡＣ制御パルス幅の値がゼロに近づくとき、切り替えて、第２のモードから第１のモードに戻され、すなわち、この制御ループは、帰還信号の調整によって所望の電圧出力を得るように調整され、さらに、使用中のモードが範囲を外れると、モードの切替えが行われる。

その結果、このＡＣ電圧調整回路１２は、ゼロから全負荷の範囲にわたって電圧整流器回路１４に印加される電圧の調整を実現することがある。

さらに、この開示された方式は、有利には、昇圧変圧器１０６を提供して、電圧調整制御回路１２に供給される電圧を昇圧し、かつ供給される電流を下降させ、それにより、電圧調整制御回路１２が高電圧・小電流制御電子部品を使用できるようにする。ＡＣ電圧発生装置１０の出力は、大電流であるが、しかし、大電流電子部品は、高価で、かつ重い。それゆえ、本発明により、この制御回路は、「大電流Ｉ」の対応品よりもなり安くかつ軽い高電圧／小電流制御電子部品を使用することができる。

図５は、本発明の一実施形態による可飽和リアクトル・アッセンブリ用の機械的配置構成を示している。

この可飽和リアクトル・アッセンブリは、本明細書中の上に説明されたインダクタ１０２、１０３、１０４および１０５を含み、かつ、これらのインダクタは、可飽和トロイダル・コア３００および３０２により結合されている。描かれているものは、互いに逆に巻かれている半体を含む一種のスプリット変圧器である。

図５では、巻線１０２および１０４は、一巻の巻線として示されているが、一方、巻線１０３および１０５は、複数巻の巻線である。

上述の本発明の実施形態は、例示しただけのつもりである。

例えば、これらの実施形態は、わかりやすくするために、単相に関して述べられていることと、これらの教示が、ｎ相ＡＣ電圧調整まで広げられることが理解されよう。本発明は、ＰＭＳＧまたはガスタービンの用途に適用が限定されず、どのような永久磁石発電機または同期発電機にも適用される。可飽和インダクタ１０３および１０５は、逆に巻かれる必要はなく、むしろ、一次インダクタ１０２および１０４が逆に巻かれることがある。同様に、類似する効果を有する他の配置構成も使用できる。本発明の実施形態はまた、例えば、単独で、現在開示されている相殺装置だけを用いて、または、現在開示されている飽和装置だけを用いて、あるいは、他の装置との組合せを用いて、実現されることもある。ｎ：１という二次巻線と一次巻線の巻数比を有するトロイダル変圧器が開示されているが、適切な変圧器および巻数比であれば、どのようなものでも使用できる。さらに、直列に接続された一次インダクタと二次インダクタの数が適切であれば、それらのインダクタをいくつでも使用できる。

それゆえ、本発明の範囲は、もっぱら、添付の特許請求の範囲によってのみ制限されることになっている。

永久磁石スタータ発電機（ＰＭＳＧ）の代表的なＶ−Ｉ負荷特性を示すグラフ。 本発明の好ましい実施形態に電圧調整装置が使用される方法を示すブロック線図。 この電圧調整装置の一実施形態を示すブロック線図。 この電圧調整装置の一実施形態を示す機能電子回路図。 本発明の一実施形態による可飽和リアクトル・アッセンブリの斜視図。 第１のゾーンでは相殺制御が選択されているが、一方、第２のゾーンでは飽和制御が選択されているＶ−Ｉ負荷特性の一例を示すグラフ。 本発明の他の実施形態に関して、Ｖ−Ｉ負荷特性の一例を示すグラフ。

Claims (30)

1. 電圧調整回路において、少なくとも２つの一次インダクタを直列に有する一次回路中の可変電圧・周波数電源から調整電圧出力を供給する制御回路であって、
   ２つの共通の可飽和コアにより、前記２つの一次インダクタに、それぞれ結び付けられて、それにより、少なくとも２つの電磁アッセンブリを形成する少なくとも２つの二次インダクタと、
   前記二次インダクタを介して、前記コアの飽和レベルを制御できる飽和制御装置と、
   前記電圧調整回路の電圧と位相を異にしている調整可能な電圧源を、前記二次インダクタに提供できる電圧相殺装置と、
   活動状態になる前記飽和制御装置と前記電圧相殺装置の一方を、前記電圧調整回路からの帰還信号に応じて選択して、前記電磁アッセンブリを介して前記調整電圧出力を制御する選択装置と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記電圧出力がＤＣ電圧値を含み、前記選択装置が、前記電圧相殺装置と前記飽和制御装置の一方を、前記ＤＣ電圧値に応じて作動させることを特徴とする請求項１記載の制御回路。
3. 前記ＤＣ電圧値が所定の値よりも小さいときには、前記飽和制御装置が選択されるが、一方、それ以外の場合には、前記電圧相殺装置が選択されることを特徴とする請求項２記載の制御回路。
4. 前記帰還信号が、前記制御回路の電圧出力とＤＣ電流値の少なくとも一方に対応し、前記選択装置が、前記電圧相殺装置と前記飽和制御装置の一方を、前記ＤＣ電流値に応じて作動させることを特徴とする請求項１記載の制御回路。
5. 前記ＤＣ電流値が所定の値よりも大きいときには、前記飽和制御装置が選択されるが、一方、それ以外の場合には、前記電圧相殺装置が選択されることを特徴とする請求項４記載の制御回路。
6. 前記少なくとも２つの一次インダクタが、第１のインダクタと第２のインダクタを含み、さらに、前記少なくとも２つの二次インダクタが、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタに隣接した配置された第３のインダクタと第４のインダクタを含み、前記第３のインダクタと前記第４のインダクタが、それぞれの一次インダクタに対して反対方向に、それぞれのコアの周りに巻き付けられていることを特徴とする請求項１記載の制御回路。
7. 前記調整可能な電圧源が、前記可変電圧源に接続された給電変圧器を含むことを特徴とする請求項１記載の制御回路。
8. 一次回路中の可変電圧・周波数電源から調整電圧出力を供給する方法であって、
   前記電圧出力を表わす帰還信号を得、
   しきい値に達しているかどうか、前記帰還信号から判定し、
   第１の制御モードと第２の制御モードの一方を選択する、
   ことを含み、
   前記第１の制御モードが、前記一次回路中の少なくとも２つの直列の可飽和コア・インダクタの飽和レベルを制御し、それにより、前記少なくとも２つのインダクタの両端の電圧降下を制御可能に変えることを含み、
   前記第２の制御モードが、前記コアを介して、前記直列の一次インダクタに結び付けられた第２のインダクタに可変電圧信号を供給することを含み、また、前記可変電圧信号が、制御可能に前記一次回路と位相を異にし、それにより、前記一次回路の電圧の少なくとも一部を選択的に相殺する、
   ことを特徴とする方法。
9. 前記電圧出力がＤＣ電圧値を含み、前記の判定が、前記ＤＣ電圧値に依存することを特徴とする請求項８記載の方法。
10. 前記の判定は、前記ＤＣ電圧値が所定の値よりも小さいときに、前記飽和制御を作動させることを含み、それ以外の場合には、前記可変電圧信号を供給することを含むことを特徴とする請求項９記載の方法。
11. 前記電圧出力が、前記二次インダクタのＤＣ電流値に対応し、前記の判定が、前記ＤＣ電流値に依存することを特徴とする請求項８記載の方法。
12. 前記の判定は、前記ＤＣ電流値が所定の値よりも大きいときに、前記飽和制御を作動させることを含み、それ以外の場合には、前記可変電圧信号を供給することを含むことを特徴とする請求項１１記載の方法。
13. 前記可変電圧信号が、前記二次インダクタに、電圧が等しいが、ただし、位相がほぼ反対の２つの電圧をもたらすことを特徴とする請求項８記載の方法。
14. 前記２つの等しい電圧が、ほぼ１８０°だけ位相が異なっていることを特徴とする請求項１３記載の方法。
15. 可変電圧・周波数電源からの電圧を調整する装置であって、
    前記可変電圧・周波数電源と、それぞれの可飽和コア上にそれぞれが設けられた少なくとも２つの直列の一次インダクタとを含む一次回路と、
    前記可飽和コアを介して、前記２つの一次インダクタにそれぞれ結び付けられた少なくとも２つの直列の二次インダクタを含む二次回路であって、さらに、前記二次インダクタと連絡する飽和装置、前記二次インダクタと連絡する電圧相殺装置、および、前記二次回路の動作を制御する制御装置を少なくとも含む二次回路と、
    を備え、
    前記飽和装置が、前記可飽和コアを選択的に飽和させるにようにしており、
    前記電圧相殺装置が、前記一次回路の交流電気と位相を異にしている交流電気を、前記二次インダクタに選択的に供給するようにしており、
    前記制御装置が、前記飽和装置と前記電圧相殺装置のうちの少なくとも一方の動作ステータスを制御するようにしている、
    ことを特徴とする装置。
16. 前記直列の一次インダクタと前記直列の二次インダクタが、それぞれの前記コアの周りに巻き付けられた直列の一次・二次インダクタ対を形成し、前記一次・二次インダクタ対が、互いに反対の方向に巻かれていることを特徴とする請求項１５記載の装置。
17. 前記二次インダクタ対だけが、前記それぞれのコアの周りに巻き付けられており、前記一次インダクタが、単に前記それぞれのコアに隣接して通過して、前記コアに対して、ｎ：１という二次巻線と一次巻線の巻線比を提供することを特徴とする請求項１５記載の装置。
18. 前記飽和装置が、飽和信号を前記二次インダクタに供給し、それにより、前記可飽和コアを選択的に飽和させることを特徴とする請求項１５記載の装置。
19. 前記制御装置が、前記一次回路から得られた帰還信号を使用して、前記動作ステータスを決定することを特徴とする請求項１５記載の装置。
20. 前記制御装置により、前記飽和装置と前記電圧相殺装置の一方だけが、任意の所与の時点に前記二次インダクタに作用できることを特徴とする請求項１５記載の装置。
21. 可変電圧・周波数電源からの出力電圧を調整する装置であって、
    前記可変電圧・周波数電源と、可飽和コア上にそれぞれが設けられた少なくとも２つの直列の一次インダクタとを含む一次回路と、
    前記可飽和コアを介して、前記２つの一次インダクタにそれぞれ結合されて、２つの直列のインダクタ対を提供する少なくとも２つの直列の二次インダクタを含む二次回路と、
    前記結合された直列のインダクタ対を介して、前記一次回路の電圧を調整する、前記二次回路中の第１の装置であって、前記一次回路の出力電圧を所望の出力レベルまで制御可能に低下させるようにした第１の装置と、
    前記結合された直列のインダクタ対を介して、前記一次回路の電圧を調整する、前記二次回路中の第２の装置であって、前記一次回路の前記出力電圧を所望の出力レベルまで制御可能に上昇させるようにした第２の装置と、
    前記第１の装置と前記第２の装置がいつ活動状態になるか決定するようにしたセレクタ装置と、
    を備えることを特徴とする装置。
22. 前記直列の一次インダクタと前記直列の二次インダクタが、それぞれの前記コアの周りに巻き付けられた直列のインダクタ対を形成し、前記インダクタ対が、互いに反対の方向に巻かれていることを特徴とする請求項２１記載の装置。
23. 変速永久磁石発電機を可変負荷システムに接続すると、前記変速永久磁石発電機からの出力電圧を調整する装置であって、
    前記出力電圧を所望の出力レベルまで自動的に低下させる第１の電子手段と、
    前記出力電圧を所望の出力レベルまで自動的に上昇させる第２の電子手段と、
    前記第１の電子手段と前記第２の電子手段のいずれが、所与の時点に活動状態になるか決定するようにしたセレクタ装置と、
    を備えることを特徴とする装置。
24. 可変電圧・周波数電源を有する一次回路の電圧を調整する方法であって、
    それぞれの可飽和コアを有する少なくとも２つの直列接続された一次インダクタを、前記一次回路中に提供し、
    前記可飽和コアを介して、それぞれが前記一次インダクタと電磁結合された少なくとも２つの直列接続された二次インダクタを有する二次回路を提供し、
    前記一次インダクタの両端に所望の電圧降下を生じさせるように前記コアを選択的に飽和させ、それにより、前記一次回路の前記電圧を調整し、
    前記二次インダクタに相殺電圧を選択的に供給し、それにより、前記一次回路の前記電圧を調整する、
    各ステップを含むことを特徴とする方法。
25. 前記コアを選択的に飽和させるステップと、相殺電圧を選択的に供給するステップの一方だけが、任意の所与の時点に実行されることを特徴とする請求項２４記載の方法。
26. 前記コアを選択的に飽和させるステップが、前記二次インダクタに飽和電流を供給することを含むことを特徴とする請求項２４記載の方法。
27. 前記相殺電圧を選択的に供給するステップが、前記一次回路の交流電圧と位相が反対の交流電圧を前記二次インダクタに供給することを含むことを特徴とする請求項２４記載の方法。
28. 前記コアを選択的に飽和させるステップが、前記一次回路の出力電圧を公称出力レベルまで上昇させることを含むことを特徴とする請求項２４記載の方法。
29. 前記相殺電圧を選択的に供給するステップが、前記一次回路の出力電圧を公称出力レベルまで低下させることを含むことを特徴とする請求項２４記載の方法。
30. 前記一次インダクタに結合された二次インダクタを提供するステップは、第１の一次・二次インダクタ対が、他の一次・二次インダクタ対を、それぞれのコアの周りに巻き付ける方向とは反対の方向に、それぞれのコアの周りに巻き付けるように、前記インダクタを結合するステップを含むことを特徴とする請求項２４記載の方法。

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