JP2007505438A - デジタル部分応答非対称性補償 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、再生されたＲＦ信号中に強い非対称性が存在する、光記録媒体からのデータを受信し復元する方法に関する。
【解決手段】本発明によると、デジタルＲＦ信号のデジタル部分応答非対称性補償のための方法は、再生されたビットストリームのビットクロックであるＴについて、ショートＴパルス（ｘＴパルス）とロングＴパルス（ｙＴパルス）のエンベロープの測定を通してデジタルＲＦ信号の非対称性βを検出するステップと、非対称性係数βと、ｘＴ上側及び下側エンベロープの評価を通して上側及び下側閾値を決定するステップと、デジタルＲＦ信号の非対称性部分のみを選択して補償するステップとを含んでいる。
【選択図】図１

Description

本発明は、再生されたＲＦ信号中に強い非対称性が存在する、光記録媒体からのデータを受信し復元する方法と、その様な方法を用いて記録媒体に書き込み及び／又は記録媒体から読み出しを行う装置に関する。より詳細にはデジタル部分応答非対称性補償（ＤＰＲＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ａｓｙｍｍｅｔｒｙ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）に関するものである。

ＣＤ、ＤＶＤ又はブルーレイディスクの様な光記録媒体が、現在、業務領域でのみならず家庭においても広く使用されている。高速高密度の光記録媒体に対する、絶え間ない要求及びその応用の増加と同じく、絶え間ない記録速度の増加により、記録媒体から走査されたＲＦ信号は、より劣化するようになっている。特に、符号間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）と、ＲＦ信号の非対称性は、信号処理の課題である。よって、強い非対称性ＲＦ信号を持つ光記録媒体から、素早くかつ信頼できるデータを再生するシステムの開発が重要になっている。従来方法では、データを正確に素早く再生することは難しい。

したがって、本発明は、強い非対称性信号を持つ光記録媒体から得られるデータ処理の品質及び有効性を改良し、システムパフォーマンスを増加させることで、上述した問題を解消又は大きく改善する方法及び装置を提供することを目的とする。以下、本発明について光記録媒体を用いて説明を行うが、本発明は、磁気媒体や、デジタルベースバンド伝送に基づく総ての分野に適用可能である。

本発明によると、
再生されたビットストリームのビットクロックであるＴについて、ショートＴパルス（ｘＴパルス）とロングＴパルス（ｙＴパルス）のエンベロープの測定を通してＲＦ信号の非対称性βを検出するステップと、
非対称性係数βと、ｘＴ上側及び下側エンベロープの評価を通して上側及び下側閾値を決定するステップと、
入力信号ＲＦの非対称性部分のみを選択して補償するステップと、
を含むＲＦ信号のデジタル部分応答非対称性補償方法により上述した目的が達成される。

この方法を使用することで、ＲＦ信号中の非対称性及び符号間干渉は著しく改善され、再生データの品質及び有効性が増加する。部分応答のため、非対称性補償は、ゼロ交差信号と同様、ｘＴパルス信号品質の劣化や、付加的な位相シフトを発生させることなく、非対称ＲＦ信号のみを改善する。非対称性のないＲＦ信号は、デジタル部分応答非対称性補償により影響を受けない。

本発明のより良い理解のために、以下では典型的な実施形態について、図面を用いて詳細に説明する。本発明は、この典型的な実施形態に限定されるものではなく、特定された特徴は、本発明の範囲から逸脱しない結合及び／又は修正がなされ得るものである。

図１は、デジタル部分応答非対称性補償を含む、本発明によるデータ再生システムのブロック図である。光記録媒体１に記録されているデータは、アナログデータ信号ＲＦａを得るため、光ピックアップユニット２によって走査される。このアナログデータ信号ＲＦａは、その後、デジタルデータ信号ＲＦｄを得るため、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３でデジタル化される。ＡＣカップリング（ＡＣＣ）ブロック４は、ＤＣフリーデジタルデータ信号ＲＦを生成するために、デジタルデータ信号ＲＦｄのＤＣ成分をろ波する。サンプリングレート変換器（ＳＲＣ）５は、ＡＣカップリングされたＲＦ信号を再サンプリングする。サンプリングレートは、デジタルＰＬＬ（ＤＰＬＬ）ブロック６により生成されるＴクロックにより決定される。デジタル部分応答非対称性補償（ＤＰＲＡＣ）ブロック７は、ＲＦ信号の非対称性を監視し、ＲＦ信号の非対称部分を動的に補償する。補償されたＲＦ信号は、等化器（ＥＱ）ブロック８により等化され、スライサブロック（Ｓｌｉｃｅｒ）９でスライスされる。スライスされたＲＦ信号は、復号ビットストリームを出力するビタビ復号器（ＶＤ）１０に送信される。

ＤＰＲＡＣブロック７において、非対称性検出（ＡＤ）ブロック７１により、ショートＴパルス（ｘＴパルス）及びロングＴパルス（ｙＴパルス）のエンベロープに基づき、非対称性係数βが検出される。その後、閾値決定（ＴＤ）ブロック７２により、非対称性係数β及びｘＴエンベロープに基づき、上側及び下側閾値が決定される。入力信号ＲＦの、決定された上側及び下側閾値内にある部分は変更されない。しかしながら、入力信号ＲＦの、決定された上側及び下側閾値外にある部分は、非対称性補償（ＡＣ）ブロック７３により非対称性が補償される。この処理により、入力ＲＦ信号の非対称部分の信号品質が改善される。

従来方法によると、デジタル化され、ＡＣカップリングされたＲＦ信号は、Ｔクロックに基づくＲＦ信号に再サンプリングされ、その後、ビタビ復号器１０のために等化及びスライスされる。非対称性が強いＲＦ信号に対して、従来方法では非対称性のみを補償することは難しい。サンプリングレート変換器５と等化器ブロック８との間にデジタル部分応答非対称性補償（ＤＰＲＡＣ）ブロック７を挿入することにより、非対称のＲＦ信号は、更なるデータ処理のために動的に改善される。

図１に示す様に、ＤＰＲＡＣブロック７は、非対称性検出（ＡＤ）ブロック７１と、閾値決定（ＴＤ）ブロック７２と、非対称性補償（ＡＣ）ブロック７３とを備えている。非対称性検出ブロック７１は、図２にその詳細が示されている。非対称性検出ブロック７１において、ｘＴ（ショートＴ）パルスの上側及び下側エンベロープと、ｙＴ（ロングＴ）パルスの上側及び下側エンベロープが検出される。このエンベロープ検出により、Ｔクロックに基づくＲＦ信号の非対称性係数βが以下の式で計算される。
β＝［（Ｉ_ＨｙＴ＋Ｉ_ＬｙＴ）−（Ｉ_ＨｘＴ＋Ｉ_ＬｘＴ）］／［２×（Ｉ_ＨｙＴ−Ｉ_ＬｙＴ）］
検出されたｘＴパルスの上側及び下側エンベロープと、計算された非対称性係数βが、閾値決定（ＴＤ）ブロック７２に出力される。

非対称性検出ブロック７１は、複数のコンポーネントを含んでいる。Ｔクロックに基づく入力ＲＦ信号は、ｘＴ（ショート）パルス分離器２０と、ｙＴ（ロング）パルス分離器２１により分析され、パルス長がｘＴパルスの長さ以下であるパルスと、パルス長がｙＴパルスの長さ以上であるパルスが、入力信号ＲＦのゼロ交差情報に基づき、ＲＦ信号ストリームから、それぞれ分離される。分離されたｘＴパルス及びｙＴパルスの最大値及び最小値は、上側及び下側エンベロープ測定ブロック２２、２３、２４、２５において、それぞれ検出される。検出された総ての最大値及び最小値は、図示しないローパスフィルタでろ波され、ｘＴ上側及び下側エンベロープと、ｙＴ上側及び下側エンベロープそれぞれが構成される。非対称性係数βの計算は、これらのエンベロープに基づいている。除算のハードウェアへの実装の困難さを考慮し、ＬＵＴルックアップテーブル（ＬＵＴ）２６が、
β＝５０×ａｂｓ（ａ）／ｂ
である非対称性係数βの決定の実行に導入される。ここで、ａは、ｘＴパルスとｙＴパルスの中間値で、
ａ＝［（Ｉ_ＨｙＴ＋Ｉ_ＬｙＴ）−（Ｉ_ＨｘＴ＋Ｉ_ＬｘＴ）］
に等しく、ｂは、ｙＴパルスのピーク‐トウ‐ピーク値であり、
ｂ＝Ｉ_ＨｙＴ−Ｉ_ＬｙＴ
に等しい。ここで、絶対値関数を用いているため、非対称性係数βは、正側及び負側に非対称な入力信号ＲＦで同一である。基本的に、非対称性係数βは、０以上で５０より小さい。

図３は、ｘＴパルス分離器２０の構成を示す図である。Ｔクロックに基づく入力信号ＲＦは、まず、オフセット決定ブロックからの出力であるオフセットによりフロートされ、フロートＲＦ信号となる。フロートＲＦ信号は、ゼロ交差Ｔクロックの検査が行われる。同時に４ビットカウントダウンカウンタが、前のゼロ交差Ｔクロックからの、Ｔクロックの数をカウントする。フロートＲＦ信号がゼロと交差したときに、カウンタの数がｘＴ以下であるかが検査される。最後のパルスがこの条件を満足している場合、その最大値（正のパルス）と、最小値（負のパルス）がｘＴエンベロープの計算に使用される。条件を満足しない場合には無視され、ｘＴエンベロープの計算には使用されない。ゼロ交差情報は、ＲＦ信号の符号の変化から得ることができる。パルスの極性は、ゼロ交差ＴクロックでのＲＦ信号の符号から決定される。ｘの値は、自動モードにおいては、６から３の範囲で１２ビットカウンタにより自動的に生成され、マニュアルモードにおいては、マイクロプロセッサにより任意の値が設定される。自動モードは、正しいゼロ交差位置を自動的に検索するよう設計される。これは、６Ｔパルスから３Ｔパルスへの非対称性係数βの増加を考慮して、入力ＲＦ信号をフロートさせるためのオフセット値を検索する手段により実現できる。オフセット決定ブロックは、ｘＴパルスがフロート参照レベルの両側に同じに分配される位置を検索するよう設計される。このオフセット決定ブロックにおいて、パルス数が極性に基づきカウントされ、オフセット値の出力は、正負パルスの数の分散に比例する。この様に、上述した方法は、入力信号ＲＦからｘＴパルスを正確に分離する。

ｙＴパルス分離器２１は、ｘＴパルス分離器２０と同じように動作する。図４に構成を示す。通常、ｙＴパルスのゼロ交差位置は、実質的にＡＣカップリングされたＲＦ信号内の位置と同じである。ここに、オフセット決定ブロックは、ｙＴロングパルスの詳細な調整のみを目的として設計される。このため、ｙの値は、マイクロプロセッサによってのみ設定される必要がある。ｙＴパルス分離器２１の残りの部分は、ｘＴパルス分離器２０と同じ原理により動作する。

図３は、更に、ｘＴ上側及び下側エンベロープ測定のための設計を示している。Ｔクロックに基づくフロートＲＦ信号は、一時的な最大及び最小値と比較され、最後のゼロ交差Ｔクロックから次のゼロ交差Ｔクロックまで、Ｔクロック毎に、テンポラル最大及び最小レジスタに保存される。各ゼロ交差Ｔクロックにたいし、一時的な最大値及び最小値が選択され、パルス極性に基づき平均最大値又は平均最小値に統合され、テンポラル最大及び最小レジスタはゼロにリセットされる。上側エンベロープ及び下側エンベロープはフローティング係数の補償で得ることもできる。図４に示すｙＴ上側及び下側エンベロープ測定の動作原理も同じである。

閾値決定ブロック７２について、図５を用い詳細に説明する。このサブブロックにより決定される上側及び下側閾値は、非対称性補償ブロック７３での非対称性補償のための参照レベルとして使用される。入力の非対称性は、オフセットで補償される。補償された非対称性係数βは、ｘＴ上側及び下側エンベロープに基づく上側及び下側閾値の補償に使用される。オフセットは、マイクロプロセッサにより求められ、上側及び下側エンベロープ間の距離を変化させることによる非対称性補償の強さ制御に使用される。補償された上側及び下側閾値は、ＲＦの非対称性を低減するために、非対称性補償ブロック７３に出力される。

非対称性補償ブロック７３の動作原理を図６に示す。Ｔクロックに基づくＲＦ信号は、上側及び下側閾値を超えている場合には、クリッピングされる。しかしながら、上側及び下側閾値間にある場合には、ＲＦ信号は、変更されない。この様に、部分応答非対称性補償が実現できる。クリッピングされたＲＦ信号は、重み係数３で、クリッピングされていないＲＦ信号と平均化される。平均化されたＲＦ信号は、補償されたＲＦ信号として等化器ブロック８に出力される。一般的に光ピックアップユニット２は、光ピックアップユニット２の光周波数応答によると、ｙＴ（例えば、ｙ＝１１）の周波数から、ｘＴ（例えば、ｘ＝３）の周波数までで約６ｄＢの損失を持つ。それゆえ、非対称性補償において、３の重み係数が用いられる。３Ｔクロック遅延が、入力信号ＲＦと閾値決定ブロック７２から得られるｘＴパルスの上側及び下側閾値との同期に適用される。この遅延の使用により、各ｘＴは、最大値及び最小値により生成される上側及び下側閾値によりクリッピングされる。

図７は、Ｔクロックで再サンプリングされたＲＦ信号の非対称性補償前後の結果を示している。明らかに、図７の非対称入力ＲＦパターンの非対称性は、約１５％から３％未満に減少している。等化器８又は他の従来法により、ＤＰＲＡＣにより処理されたＲＦ信号は、より簡易に再生でき、ビットエラーレート（ＢＥＲ）は著しく改善される。

本発明による解決法は、複数の利点を持つ。非対称性補償は、簡単で直接的な方法で達成され、後に続くブロック（等化器、スライサ、ビタビ復号器等）は、非対称性補償ブロックの挿入に影響されない。つまり、これらブロックのパラメータは依然最適化された状態であることを意味する。非対称ＲＦ信号は、非対称性を減少させるために、ＲＦ信号中の非対称部分のみ処理することで補償される。よって、その他の部分のＲＦ信号は、補償により影響されない。

非対称性補償の範囲は、非対称性測定を通して信号の非対称性の範囲に適用できる。この適応機能により、本方法は、完全なＲＦ信号（非対称性が０）から、最悪の場合のＲＦ信号（非対称性がほぼ５０％）のいずれのＲＦ信号にも適用可能である。主にゼロ交差点を参照するｘＴパルスの上側及び下側エンベロープ付近、又は、以内での付加的な位相シフトや、重要な情報の欠落は発生しない。挿入された非対称性補償ブロックは、３Ｔクロックパルスのクリッピング同期のために、３Ｔクロック遅延のみ与える。

非対称性係数βの測定は、標準的な非対称性測定である。測定結果は、更に、ディスク品質を示すものとして、マイクロプロセッサが使用できる。また、後に続くブロック（つまり、等化器、ビタビ復号器等）の最適化のために、後に続くブロックに出力することもできる。

ｙＴ上側及び下側エンベロープは、更に、アナログ自動利得調整と同様、デジタル自動利得調整の実現のために使用可能である。この様に、強い振幅変動を示すＲＦ信号（例えば、強い引っかき傷を持つディスクからの）は、この素早い利得調整を用いることで改良可能である。

本発明によるデータ再生システムのブロック図である。 非対称性検出器のブロック図である。 ｘＴパルス分離並びに上側及び下側エンベロープ測定のための装置の概略図である。 ｙＴパルス分離並びに上側及び下側エンベロープ測定のための装置の概略図である。 上側及び下側閾値決定のブロック図である。 非対称性補償のブロック図である。 非対称性補償前及び後のＴクロックで再サンプリングされたＲＦ信号を示す図である。

符号の説明

１ 光記録媒体
２ 光ピックアップユニット
３ アナログ−デジタル変換器
４ ＡＣカップリングブロック
５ サンプリングレート変換器
６ デジタルＰＬＬブロック
７ デジタル部分応答非対称補償ブロック
８ 等化器ブロック
９ スライサブロック
１０ ビタビ復号器
２０ ｘＴパルス分離器
２１ ｙＴパルス分離器
２２、２４ 上側エンベロープ測定ブロック
２３、２５ 下側エンベロープ測定ブロック
２６ ＬＵＴルックアップテーブル
７１ 非対称性検出ブロック
７２ 閾値決定ブロック
７３ 非対称性補償ブロック

Claims (10)

1. デジタルＲＦ信号のデジタル部分応答非対称性補償方法であって、
   再生されたビットストリームのビットクロックであるＴについて、ショートＴパルス（ｘＴパルス）とロングＴパルス（ｙＴパルス）のエンベロープの測定を通してデジタルＲＦ信号の非対称性βを検出するステップと、
   非対称性係数βと、ｘＴ上側及び下側エンベロープの評価を通して上側及び下側閾値を決定するステップと、
   デジタルＲＦ信号の非対称性部分のみを選択して補償するステップと、
   を含む方法。
2. ＤＣフリーデジタルＲＦ信号を生成するために、デジタルＲＦ信号のＤＣ成分をフィルタリングするステップを更に含む請求項１に記載の方法。
3. デジタルＲＦ信号のゼロ交差情報により、パルス長がｘＴ以下であるパルスと、パルス長がｙＴ以上であるパルスを、それぞれ、デジタルＲＦ信号から分離する、ｘＴパルス分離器（２０）及びｙＴパルス分離器（２１）によりデジタルＲＦ信号を分析するステップを更に含む請求項１又は２に記載の方法。
4. デジタルＲＦ信号にオフセットを与えフロートさせるステップを更に含む請求項３に記載の方法。
5. ショートＴパルス（ｘＴパルス）及びロングＴパルス（ｙＴパルス）のエンベロープ測定は、
   分離されたｘＴパルス及びｙＴパルスそれぞれの、最大値及び最小値を検出するステップと、
   ローパスフィルタにより総ての検出した最大値及び最小値をフィルタリングするステップと、
   を含む請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
6. 非対称性係数βの決定の実行のため、ルックアップテーブル（２６）を与えるステップを更に含む請求項１から５のいずれか１項に記載の方法。
7. デジタルＲＦ信号を得た記録媒体の品質の表示として、検出した非対称性βを利用するステップを更に含む請求項１から６のいずれか１項に記載の方法。
8. 後に続く処理ブロックの最適化のため、検出した非対称性βを利用するステップを更に含む請求項１から７のいずれか１項に記載の方法。
9. アナログ自動利得調整及び／又はデジタル自動利得調整のため、測定したｙＴ上側及び下側エンベロープを利用するステップを更に含む請求項１から８のいずれか１項に記載の方法。
10. デジタルＲＦ信号の非対称性を補償するため、請求項１から９のいずれか１項に記載の方法を実行することを特徴とする、
    記録媒体から読み込み及び／又は記録媒体へ書き込みを行うための装置。

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