JP2007336743A

JP2007336743A - インバータ装置

Info

Publication number: JP2007336743A
Application number: JP2006167631A
Authority: JP
Inventors: Shoji Horiuchi; 彰二堀内; Yoshimichi Nakamura; 良道中村; Mare Tan; 希丹
Original assignee: UINZU KK; Winz Corp
Current assignee: UINZU KK; Winz Corp
Priority date: 2006-06-16
Filing date: 2006-06-16
Publication date: 2007-12-27

Abstract

【課題】コモンモードノイズを大幅に抑制することができ、さらに、当該ブリッジ回路の入力側の直流電圧を安定化させることが可能なインバータ装置を提供する。
【解決手段】本発明は、ＰＷＭ制御信号によりオンオフ駆動される複数のスイッチング素子を有し直流電源において発電された直流電圧を入力し交流電圧に変換して出力するブリッジ回路を備え、電力系統に連系するインバータ装置において、前記ブリッジ回路の入力側の２つの線路に、外部機器に対して電源を供給するための電源装置が接続されるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、家庭や工場等に設置される、燃料電池、太陽光発電或いは風力発電システム等の直流電源において発電された直流電力を交流電力に変換し電力系統に連系する系統連系インバータ装置に関する。

この種の系統連系インバータ装置は、昨今の環境問題（例えば、二酸化炭素等の問題）により、その普及が進む一方で、当該インバータ装置が発するノイズの抑制に対する市場要求（例えば、ＶＣＣＩ（Voluntary Control Council for Information Technology Equipment：情報処理装置等電波障害自主規制協議会）の規格等）は厳しくなる傾向にある。

一般に、系統連系インバータ装置は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号によりオンオフ駆動される複数のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴ(Field Effect Transistor)）を有し直流電源において発電された直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ回路、及び当該ブリッジ回路により変換された交流電圧を平滑化するフィルタ回路等を備えて構成される（例えば、特許文献１参照）。

かかる系統連系インバータ装置に備えられるフィルタ回路としては、図５（Ａ）に示すような２つのチョークコイルＬ１０１ａ，Ｌ１０１ｂと１つのＸコンデンサＣ１０１により構成されたフィルタ回路１０１と、図５（Ｂ）に示すような１つのコアに２つの巻線が巻かれたチョークコイルＬ１０２と１つのＸコンデンサＣ１０２により構成されたフィルタ回路１０２と、の２つのタイプが存在する。

図５（Ａ）に示すフィルタ回路１０１におけるチョークコイルＬ１０１ａ，Ｌ１０１ｂは、それぞれ、ノーマルモードノイズ（電源線路間や信号線路間に発生するノイズであり、該ノイズの電流方向は互いに逆向きとなる）を抑制（低減）する。一方、図５（Ｂ）に示すフィルタ回路１０２におけるチョークコイルＬ１０２では、ノーマルモードでチョークコイルとなるように２つの巻線が互いに同じ向きに巻かれており（これをノーマルモードチョークコイルという）、これによって、ノーマルモードノイズを抑制するようになっている。なお、ＸコンデンサＣ１０１及びＸコンデンサＣ１０２は、夫々、ノーマルモードノイズを還流させる（リターンさせる）。

ところで、上述したフィルタ回路１０１におけるチョークコイルＬ１０１ａ，Ｌ１０１ｂ、及びフィルタ回路１０２におけるチョークコイルＬ１０２は、コモンモードノイズ（電源線路や信号線路と接地（ＧＮＤ）間に発生するノイズであり、該ノイズの電流方向は電源線路間や信号線路間において互いに同じ向きとなる）に対してはチョークコイルとして作用せず、該コモンモードノイズを抑制することはできない。従って、該コモンモードノイズを抑制するためには、例えば、コモンモードでチョークコイルとなるように２つの巻線が互いに逆向きに巻かれたコモンモードチョークコイルを、フィルタ回路１０１やフィルタ回路１０２に直列的に設ける等の別途のノイズ対策を施す必要がある。
特開２０００−１５２６６１号公報

しかしながら、今後のノイズ抑制に対する市場要求を見据えた場合に、従来のコモンモードノイズを抑制するため対策は十分とは言い難く、大きなノイズ抑制効果を奏することが可能な対策が望まれている。一方で、インバータ装置等の小型化、コスト低減の要求もあり、ノイズ抑制効果を高めるために、多くのコモンモードノイズ抑制対策用の回路を直列的に設けることには問題がある。

他方、直流電源において発電された電力と、電力系統からの電力の双方の電力を、例えば直流電源である燃料電池等を制御している様々な機器（以下、「補機」という）用電源用として利用することができれば、非常に効率的である。

この場合、例えば、上記ブリッジ回路の入力側（直流側）に補機用電源装置を接続することが考えられるが、当該ブリッジ回路の入力側の直流電圧は、上述したコモンモードノイズの影響により、不安定となるため、当該ブリッジ回路の入力側に補機用の電源装置を接続することは困難であった。

本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、コモンモードノイズを大幅に抑制することができ、さらに、当該ブリッジ回路の入力側の直流電圧を安定化させることが可能なインバータ装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、ＰＷＭ制御信号によりオンオフ駆動される複数のスイッチング素子を有し直流電源において発電された直流電圧を入力し交流電圧に変換して出力するブリッジ回路を備え、電力系統に連系するインバータ装置において、前記ブリッジ回路の入力側の２つの線路に、外部機器に対して電源を供給するための電源装置が接続されるようにしたことを特徴とする。

この発明によれば、インバータ装置から補機に対しても電源を供給することができ、より効率の良い運用を行うことが可能となる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のインバータ装置において、前記ブリッジ回路の出力側の２つの線路の夫々から分岐した夫々の線路が、コンデンサを介して互いに接続されると共に、前記ブリッジ回路の入力側の２つの線路のうちの何れか１つの線路に接続されていることを特徴とする。

この発明によれば、ブリッジ回路の入力側及び出力側におけるコモンモードノイズを大幅に抑制すると共に、該ブリッジ回路の入力側の直流電圧を安定化させることができ、補機に対して安定化させた（ノイズの少ない）電源を供給することができる。

請求項３に記載の発明は、ＰＷＭ制御信号によりオンオフ駆動される複数のスイッチング素子を有し直流電源において発電された直流電圧を入力し交流電圧に変換して出力するブリッジ回路を備え、電力系統に連系するインバータ装置において、前記ブリッジ回路の出力側の２つの線路の夫々から分岐した夫々の線路が、コンデンサを介して互いに接続されると共に、前記ブリッジ回路の入力側の２つの線路のうちの何れか１つの線路に接続されていることを特徴とする。

この発明によれば、この発明によれば、ブリッジ回路の入力側及び出力側におけるコモンモードノイズを大幅に抑制すると共に、該ブリッジ回路の入力側の直流電圧を安定化させることができる。

請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３の何れか一項に記載のインバータ装置において、前記電力系統に接続され、前記ブリッジ回路から出力された交流電圧を平滑化するフィルタ回路を更に備え、前記フィルタ回路は、１つのコアに２巻線を持つコイルとコンデンサとから構成され、前記コアは、前記ブリッジ回路の出力側の２つの線路に互いに逆方向に生じるノーマルモードノイズを抑制するための磁路と、前記ブリッジ回路の出力側の２つの線路に同一方向に生じるコモンモードノイズを抑制するための磁路と、を有することを特徴とする。

この発明によれば、より一層、コモンモードノイズを抑制することが可能となる。

本発明によれば、インバータ装置から補機に対しても電源を供給することができ、より効率の良い運用を行うことが可能となる。

また、ブリッジ回路の入力側及び出力側におけるコモンモードノイズを大幅に抑制すると共に、該ブリッジ回路の入力側の直流電圧を安定化させることができる。

以下、図面を参照して本発明の最良の実施形態について詳細に説明する。

先ず、本実施形態に係る系統連系インバータ装置の構成及び機能について、図１を用いて説明する。

図１は、本実施形態に係る系統連系インバータ装置の概要構成例を示す図である。

図１に示すように、系統連系インバータ装置Ｓは、燃料電池、太陽光発電或いは風力発電システム等の直流電源Ｄからの直流電圧を電力系統Ｋの交流電圧より高い直流電圧に昇圧する昇圧コンバータ１、昇圧された直流電圧を平滑してリップルの少ない直流電圧にする電解コンデンサ２、補機（外部機器の一例）用の電源装置３、昇圧コンバータ１からの直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ回路４、ブリッジ回路４により変換された交流電圧を平滑化するフィルタ回路５、及びＰＷＭ制御信号を生成してブリッジ回路４に出力するＰＷＭ制御回路６等を含んで構成されている。

ブリッジ回路４は、ＰＷＭ制御回路６からのＰＷＭ制御信号によりオンオフ駆動されるスイッチング素子としての４つのＦＥＴ４１〜４４を有しており、該ＰＷＭ制御信号に基づくオンオフ駆動により昇圧コンバータ１からの直流電圧を交流電圧に変換してＵ相及びＷ相の線路に出力するようになっている。

フィルタ回路５は、２つのチョークコイルＬ５１ａ，Ｌ５１ｂと１つのＸコンデンサＣ５１により構成されている。そして、当該フィルタ回路５において、ブリッジ回路４の出力側のＵ相及びＷ相の２つの線路ｌｕ及びｌｗの夫々から分岐した夫々の線路ｌｕ’及びｌｗ’が、コンデンサＣ５２及びＣ５３を介して互いに接続されると共に、ブリッジ回路４の入力側（直流側）の２つの線路１１及び１２のうちの何れか１つの線路（図１の例では、線路ｌ1）に接続されるようになっている。

かかるコンデンサＣ５２及びＣ５３は、比較的大きな容量（例えば、０.４７μＦ（マイクロファラッド）〜数μＦ）とすることができ、広帯域に亘ってコモンモードノイズを除去することが可能とある。ところで、線路ｌｕ’及びｌｗ’をコンデンサＣ５２及びＣ５３を介して接地する（この場合、コンデンサＣ５２及びＣ５３は、いわゆる、Ｙコンデンサとなる）ように構成しても、コモンモードノイズをある程度除去することができるが、コンデンサ容量を大きくすることができない（漏れ電流が多くなるため、４７００ｐＦ（ピコファラッド）〜０．０１μＦ程度となる）、本願発明ほどの効果は見込めない。

なお、図１の例では、線路ｌｕ’及びｌｗ’は、チョークコイルＬ５１ａ，Ｌ５１ｂとＸコンデンサＣ５１間で分岐しているが、ＸコンデンサＣ５１と電力系統Ｋ間で分岐されるように構成しても良い。

以上のように構成された系統連系インバータ装置Ｓにおいて、直流電源Ｄにおいて発電された直流電圧が昇圧コンバータ１により昇圧された後、ブリッジ回路４により交流電圧に変換され、その交流電圧はフィルタ回路５により平滑化され電力系統Ｋに連系される（電力系統Ｋに電力を供給）ことになる。一方、例えば直流電源Ｄの発電停止状態（或いは、昇圧コンバータ１の機能停止状態）においては、電力系統Ｋ側から電力が供給されることになる。

ここで、補機用の電源装置３は、１次、２次の絶縁を有し、約４００Ｖから２４Ｖ程度の低電圧に変換するスイッチング形ＤＣ／ＤＣコンバータである。この電源装置３は、ブリッジ回路４の入力側の２つの線路ｌ1及びｌ2に、接続されるようになっており、直流電源Ｄからの電力、又は電力系統Ｌからの電力を受け、図示しない補機に電源を供給する。

なお、ブリッジ回路４の入力側（直流側）は、後述するように安定な（ノイズが少ない）直流電圧に保たれるので、当該電源装置３から補機に対して安定な電源供給を行うことができる。

次に、系統連系インバータ装置Ｓにおけるコモンモードノイズの抑制について詳しく説明する。

図２は、ブリッジ回路４におけるＦＥＴ４１〜４４のゲート（Ｇ）電圧と、Ｕ相及びＷ相の交流電圧（系統商用電圧）Ｖ_ACとの関係、並びに、ブリッジ回路４におけるｕ点、ｗ点の電圧（期間Ｔにおける電圧）を示す図である。

図２に示すように、ブリッジ回路４では、ＦＥＴ４１〜４４のうち、ＦＥＴ４１とＦＥＴ４４とが同時に、又はＦＥＴ４２とＦＥＴ４３とが同時にオンとなるスイッチングが高周波数で行われ、これにより、ある期間Ｔにおけるｕ点、ｗ点の電圧は、互いに逆極性のパルス（相補パルス）となって現れることになる。このような相補パルスは、互いに逆向きのエネルギー（力）を生じさせるが、かかる逆向きのエネルギーは、ｕ点及びｗ点におけるコモンモードノイズを相殺する方向に働く。従って、理想的には、このような相補パルスによってコモンモードノイズは抑制される。

一方、従来の効率重視形インバータ装置では、低周波数（５０又は６０Ｈｚ）の半サイクルにおいて片相のスイッチングを停止させ、もう一方のスイッチングのみで半サイクル分の出力が形成されていた。つまり例えば、Ｕ相が正の半サイクルでは、ＦＥＴ４１と４３がスイッチングし、ＦＥＴ４４はオン（ＯＮ）、ＦＥＴ４２はオフ（ＯＦＦ）のまま、Ｗ相が正の半サイクルでは、ＦＥＴ４２と４４がスイッチングし、ＦＥＴ４３はオン、ＦＥＴ４１はオフのまま動作させる。この半サイクルずつをつなぎ合わせて正弦波の出力を得ている。しかしながら、このＰＷＭスイッチング方式では相殺するパルスが無く、スイッチング波形そのものが、コモンモードのノイズとなってしまうので、当該ノイズを抑制するのが困難である。

図２に示すような制御の場合、理想的には、このような相補パルスによってコモンモードノイズは抑制されるが、通常、ＦＥＴ４１とＦＥＴ４４、又はＦＥＴ４２とＦＥＴ４３がオンするタイミングには多少のずれがあり（完全に一致させることは困難）、かかるタイミングのずれは、コモンモードノイズを増す要因となってしまう。しかも、かかるタイミングのずれにより生じたコモンモードノイズは、作用・反作用の法則より、ブリッジ回路４の出力側（交流側）ばかりでなく、ブリッジ回路４の入力側（直流側）にも現れる。

本願発明者は、このような点に着目し、タイミングのずれにより生じたコモンモードノイズを、上述したフィルタ回路５における構成により、ブリッジ回路４の入力側（直流側）にフィードバックするように構成した。このような構成により、コモンモードノイズは、線路ｌｕ’及びｌｗ’、コンデンサＣ５２及びＣ５３を介して、ブリッジ回路４の入力側（直流側）の線路ｌ1にフィードバックされる。そして、チョークコイルＬ５１ａ，Ｌ５１ｂとコンデンサＣ５２及びＣ５３によるＬＣフィルタにより、コモンモードノイズが除去される。

このような対策により、コモンモードノイズをブリッジ回路４の入力側（直流側）にフィードバックする構成がない場合と比べ、コモンモードノイズは約２０分の１に低減されるという実験結果を得ることができた。

図３は、本発明による対策前と対策後のＤＣバス電圧（ＤＣバス（Ｎ）とＦＧ（フレームグランド）間の電圧）波形の実験例を示す図である。図３からも分かるようにコモンモードノイズは大幅に低減されている。

以上説明したように、本実施形態に係る系統連系インバータ装置Ｓによれば、ブリッジ回路４の出力側（交流側）の２つの線路ｌｕ，ｌｗの夫々から分岐した夫々の線路ｌｕ’，ｌｗ’が、コンデンサＣ５２，Ｃ５３を介して互いに接続されると共に、該ブリッジ回路４の入力側（直流側）の線路ｌ1（又はｌ2）に接続されるように構成したので、ブリッジ回路４の入力側（直流側）及び出力側（交流側）におけるコモンモードノイズを大幅に抑制する（大きなノイズ抑制（低減）効果を得る）と共に、該ブリッジ回路４の入力側（直流側）の直流電圧を安定化させることができる。

また、これにより、補機に対して電源を供給するための電源装置３を、ブリッジ回路４の入力側（直流側）に接続することが可能となり、当該補機に対して安定した電源を供給することができ、より効率の良い運用を行うことが可能となる。

更に、複数のコモンモードノイズ抑制対策用の回路を直列的に設ける必要とせずに、コモンモードノイズを大幅に抑制できるので、部品点数を減らすことができ、したがって、小型化、コスト低減を図ることができる。

なお、上記実施形態において、フィルタ回路５は、２つのチョークコイルＬ５１ａ，Ｌ５１ｂと１つのＸコンデンサＣ５１により構成される例を示したが、チョークコイルＬ５１ａ，Ｌ５１ｂの代わりに、図５（Ｂ）に示すような１つのコアに２つの巻線が巻かれたノーマルモードチョークコイルを適用しても良く、この場合も上記実施形態と同様の効果を得ることができる。

更に、チョークコイルＬ５１ａ，Ｌ５１ｂの代わりに、ノーマルモードとコモンモードノイズの双方で作用するチョークコイルを適用すれば、より一層、コモンモードノイズを抑制することが可能となる。

図４に、ノーマルモードとコモンモードの双方で作用するチョークコイルの外観例を示す。図４に示すように、かかるチョークコイルＬ５５におけるコア５５ａは、ノーマルモードノイズを抑制するための磁路（以下、「ノーマルモードの磁路」という）５５１と、コモンモードノイズを抑制するための磁路（以下、「コモンモードの磁路」という）５５２と、を有しており、ノーマルモードの磁路５５１を形成する外側脚部には、ノーマルモードでチョークコイルとなるように２つの巻線５５３，５５４が互いに同じ向きに巻かれている。

そして、巻線５５３及び５５４を流れるノーマルモードノイズの電流による磁束φｎは、ノーマルモードの磁路５５１において足し合わされるので、ノーマルモードノイズに対してはインダクタとして働き、したがって、ノーマルモードノイズを抑制する。一方、巻線５５３及び５５４を流れるコモンモードノイズの電流による磁束φｃは、ノーマルモードの磁路５５１においては互いに打ち消されるが、コモンモードの磁路５５２においては、足し合わされるので、コモンモードノイズに対してはインダクタとして働き、したがって、コモンモードノイズを抑制する。

よって、このようなノーマルモードとコモンモードノイズの双方で作用するチョークコイルをフィルタ回路５において適用すれば、コモンモードノイズをブリッジ回路４の入力側（直流側）にフィードバックする構成と共に、より大きなコモンモードノイズの抑制効果を得ることができる。

なお、上記実施形態によれば、ブリッジ回路４におけるスイッチング素子としてＦＥＴを適用したが、ＩＧＢＴでも良い。ただし、ＩＧＢＴよりも、ＦＥＴの方が使用（例えば、スイッチングロスが少ないこと等の理由により）上望ましい。

ＩＧＢＴがオン時の特性は飽和特性なので、電流を小さくしてもコレクタ、エミッタ間電圧はさほど変化しないが、ＦＥＴのオン時の特性は抵抗特性なので、そのオン抵抗と電流の値を適切に設定すれば、小さなドレイン、ソース間電圧にできる。その電圧はそのまま電圧損失となるので、ＦＥＴの方が高効率化することができる。

本実施形態に係る系統連系インバータ装置の概要構成例を示す図である。ブリッジ回路４におけるＦＥＴ４１〜４４のゲート（Ｇ）電圧と、Ｕ相及びＷ相の交流電圧（系統商用電圧）Ｖ_ACとの関係、並びに、ブリッジ回路４におけるｕ点、ｗ点の電圧（期間Ｔにおける電圧）を示す図である。本発明による対策前と対策後のＤＣバス電圧波形の実験例を示す図である。ノーマルモードとコモンモードの双方で作用するチョークコイルの外観例を示す図である。（Ａ）は、２つのチョークコイルと１つのＸコンデンサＣ１０１により構成されたフィルタ回路１０１を示す図であり、（Ｂ）は、１つのコアに２つの巻線が巻かれたチョークコイルＬ１０２と１つのＸコンデンサＣ１０２により構成されたフィルタ回路１０２を示す図である。

符号の説明

１・・・昇圧コンバータ
２・・・電解コンデンサ
３・・・補機用の電源装置
４・・・ブリッジ回路
５,１０１,１０２・・・フィルタ回路
６・・・ＰＷＭ制御回路
４１〜４４・・・ＦＥＴ
Ｌ５１ａ，Ｌ５１ｂ,Ｌ５５,Ｌ１０１ａ，Ｌ１０１ｂ,Ｌ１０２・・・チョークコイル
Ｃ５１,Ｃ１０１,Ｃ１０２・・・Ｘコンデンサ
Ｃ５２，Ｃ５３・・・コンデンサ
５５ａ・・・コア
５５１・・・ノーマルモードの磁路
５５２・・・コモンモードの磁路
Ｄ直流電源
Ｋ電力系統

Claims

ＰＷＭ制御信号によりオンオフ駆動される複数のスイッチング素子を有し直流電源において発電された直流電圧を入力し交流電圧に変換して出力するブリッジ回路を備え、電力系統に連系するインバータ装置において、
前記ブリッジ回路の入力側の２つの線路に、外部機器に対して電源を供給するための電源装置が接続されるようにしたことを特徴とするインバータ装置。
請求項１に記載のインバータ装置において、
前記ブリッジ回路の出力側の２つの線路の夫々から分岐した夫々の線路が、コンデンサを介して互いに接続されると共に、前記ブリッジ回路の入力側の２つの線路のうちの何れか１つの線路に接続されていることを特徴とするインバータ装置。
ＰＷＭ制御信号によりオンオフ駆動される複数のスイッチング素子を有し直流電源において発電された直流電圧を入力し交流電圧に変換して出力するブリッジ回路を備え、電力系統に連系するインバータ装置において、
前記ブリッジ回路の出力側の２つの線路の夫々から分岐した夫々の線路が、コンデンサを介して互いに接続されると共に、前記ブリッジ回路の入力側の２つの線路のうちの何れか１つの線路に接続されていることを特徴とするインバータ装置。
請求項１乃至３の何れか一項に記載のインバータ装置において、
前記電力系統に接続され、前記ブリッジ回路から出力された交流電圧を平滑化するフィルタ回路を更に備え、
前記フィルタ回路は、１つのコアに２巻線を持つコイルとコンデンサとから構成され、前記コアは、前記ブリッジ回路の出力側の２つの線路に互いに逆方向に生じるノーマルモードノイズを抑制するための磁路と、前記ブリッジ回路の出力側の２つの線路に同一方向に生じるコモンモードノイズを抑制するための磁路と、を有することを特徴とするインバータ装置。