JP2007333389A - 高周波電力測定方法およびその回路 - Google Patents

Abstract

【課題】サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を備えた高周波電力測定回路において、過大電力時にサーミスタの抵抗値がバランス点の反対にきたときでも正帰還にならないようにする。
【解決手段】サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有した高周波電力測定回路であって、上記サーミスタに印加される合計電力が一定になるようにループを構成し、上記サーミスタに高周波電力が印加されたとき、直流により印加する電力の変化から上記高周波電力を測定するようにした。
【選択図】 図３

Description

本発明は、高周波電力測定方法およびその回路に関し、さらに詳細には、マイクロ波電力などの高周波電力を測定する際に用いて好適な高周波電力測定方法およびその回路に関する。

従来より、マイクロ波応用分野においては、マイクロ波電力を正確に測定することが常に必要とされている。

ところで、一般にマイクロ波の電力測定は、マイクロ波の電圧や電流の測定と同様にかなり困難であることが知られているが、こうしたマイクロ波の電力測定には、例えば、サーミスタを用いて電力を測定するようにした高周波電力測定回路を備えた電力計たるサーミスタ電力計が用いられている。

このサーミスタを用いて電力を測定するようにした高周波電力測定回路は、サーミスタの温度変化による抵抗変化を利用して電力を測定するようにしたものであり、サーミスタにマイクロ波電力と低周波電力とを印加するとともに、サーミスタ温度が一定になるように合計印加電力を一定に制御し、低周波電力をその電圧から算出し、その結果を用いてマイクロ波電力を算出するというものである。

ここで、図１には、従来のサーミスタを用いて電力を測定するようにした高周波電力測定回路が示されている。

図１において、符号Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は固定抵抗であり、その抵抗値は全て２００Ωとする。

また、符号Ｒｔはサーミスタであり、同軸管または導波管の中に設けられ、マイクロ波電力もこのザーミスタＲｔに吸収される構造とされている。

この高周波電力測定回路においては、サーミスタＲｔに加えられる電力が少なく、その抵抗値が２００Ωより大きいときには、ブリッジのＢＣ間に加えられた低周波交流信号はＤ点に同相で出力される。そして、この信号は、増幅器とＢＰＦ（バンドパスフィルタ）およびトランスＴを経由してＢＣ間に帰還される。

このループ利得ＧＬが１以上ならば、次第にＢＣ間に加わる電圧は増加する。このときサーミスタＲｔの電力消費量も増加してサーミスタＲｔが加熱されるので、その抵抗値Ｒｔ（サーミスタＲｔの抵抗値は、同一の符号であるＲｔにより示す。）が下がり、抵抗値Ｒｔが２００Ωのときにブリッジが丁度バランスすることになるので、Ｄ点出力はゼロとなる。

なお、このＤ点出力がゼロになる直前にループ利得ＧＬが丁度１になったところで、それ以上はＢＣ間に帰還される電圧も増えなくなりバランスする。

また、ＢＰＦの中心周波数でループ利得ＧＬは最大となり、この周波数において発振する。

さらに、この高周波電力測定回路は、上記したＢＰＦの中心周波数において、ＢＣに印加される電力の１／ＧＬがＤ点に出力されるような抵抗値Ｒｔにてバランスする。なお、ループ利得ＧＬが十分大きければ、抵抗値Ｒｔはほとんど２００Ωとなる。

もしマイクロ波によりサーミスタＲｔが加熱されれば、ＢＣ間の低周波信号電圧も小さくなってバランスする。

このようにして、サーミスタＲｔにて消費される合計電力は一定値であるから、ＢＰＦの中心周波数での信号によりＢＣ間に印加される電圧Ｖａの変化から、マイクロ波電力を算出することが可能である。

また、ＢＣ間の電圧の代わりに、図１に示すように交流電流計Ａで電流値を測定するようにしてもよい。

なお、図１に示す高周波電力測定回路には、ゼロ点調整用の抵抗Ｒｚとフルスケール調整用の抵抗Ｒｆとが挿入されている。

ここで、交流電流計Ａは発振周波数での交流電流の実効値を計測する交流電流計であり、その電流値から計算したマイクロ波電力を直接読み取ることができるように目盛りを振ってあるものとする。

しかしながら、上記したような従来の高周波電力測定回路においては、以下に示すような種々の問題点があった。

（１）問題点１
まず、大きな問題点は、サーミスタにブリッジがバランスする以上のマイクロ波電力を加えると、交流電流計の指針が振り切れてしまい、マイクロ波電力を切っても指針が０位置に復帰しないということである。

この原因は、以下の理由による。即ち、サーミスタに過大電力が入り、例えば、図１に示す高周波電力測定回路では抵抗値Ｒｔが２００Ω以下になると、ブリッジに加えられた交流信号は反転した形でＤ点から出力される。元のＢＰＦの中心周波数では負帰還であるため発振しないが、周波数がずれると増幅器の位相回りにより正帰還になる周波数で発振を始める。このときサーミスタＲｔに大きな振幅が加わると抵抗値がさらに下がり、Ｄ点からの出力振幅はさらに増大し、最終的には飽和電圧まで大きくなってしまい、マイクロ波を除いても、この周波数での発振は止まることはない。

即ち、この発振はマイクロ波を切っても止まらないので、電源自体を切らないと正常なバランスを取り戻すことは不可能である。

（２）問題点２
次の問題点は、交流電流計の確度が低いことである。即ち、発振状態でブリッジがバランスしている状態においても、マイクロ波の電力に従って交流電流の大きさが変化する。交流電流計は、交流電流が増加し、増幅器の飽和点に近づき波形が正弦波からずれたときでも正確な電力を指示することができるように、正しい実効値表示できるものでなければならない。しかしながら、交流電流計の確度について、歪波についても実効値を正しく指示するかを確認することや、校正をとることは困難である。こうした問題点を避けるために、増幅器の線形性を大きく伸ばすことも解決策の一つではあるが、こうした解決策は、消費電力が増えてしまうという新たな問題点を招来することになるものであった。

（３）問題点３
また、上記した高周波電力測定回路における交流電流計においては、電流値の大小とマイクロ波電力の大小とが逆であるため、一般の電流計とは指針の振れ方が逆でなければならない。即ち、上記した高周波電力測定回路における交流電流計は特殊な構造であり、このため安価に入手することができないものであった。

（４）問題点４
上記した高周波電力測定回路においては、一般的に１０ｍＷまでの測定にはサーミスタ合計電力を１０．５ｍＷ程度にしている。この場合のマイクロ波電力と交流電流計の値とを比較すると、図２に示す図表のようになる。

この図２に示す図表においては、電力目盛りがどの程度曲がっているかを見るために、１ｍＷ変化時の電流変化を１ｍＷ付近と１０ｍＷ付近とで見ている。

この電流変化の比は、
０．５１÷０．１６≒３．２
より、約３．２倍である。即ち、電力目盛りは非直線であるため、読み取りが困難であった。

なお、本願出願人が特許出願時に知っている先行技術は、上記において説明したようなものであって文献公知発明に係る発明ではないため、記載すべき先行技術情報はない。

本発明は、上記したような従来の技術の有する種々の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、上記した問題点１〜４を解消した高周波電力測定方法およびその回路を提供しようとするものである。

即ち、本発明の目的とするところは、過大電力時にサーミスタの抵抗値がバランス点の反対にきたときでも正帰還にならないようにした高周波電力測定方法およびその回路を提供しようとするものである。

また、本発明の目的とするところは、交流信号の実効値を測定する必要性を排除した高周波電力測定方法およびその回路を提供しようとするものである。

また、本発明の目的とするところは、一般の電流計とは指針の振れ方が逆の交流電源計を用いる必要性を排除した高周波電力測定方法およびその回路を提供しようとするものである。

また、本発明の目的とするところは、電力目盛りの非直線を修正するようにした高周波電力測定方法およびその回路を提供しようとするものである。

上記目的を達成するために、本発明は、過大電力時にサーミスタの抵抗値がバランス点の反対にきたときでも正帰還にならないように、周波数変化の恐れがない外部発振器を設けて周波数を固定とするようにしたものである。

また、本発明は、交流信号の実効値を正確に測定することの困難さを避けるため、直流電圧を使用するようにしたものである。

また、本発明は、マイクロ波電力と電圧値との増減方向が逆であるので、演算回路にて演算処理をしてから電圧計により電力を表示するようにしたものである。

また、本発明は、電力目盛りの非直線を修正するために、２乗演算器を演算回路の中に挿入するようにしたものである。

即ち、本発明のうち請求項１に記載の発明による高周波電力測定方法は、サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有し、上記サーミスタに印加される合計電力が一定になるようにループを形成し、上記サーミスタに高周波電力が印加されたとき、直流により印加する電力の変化から上記高周波電力を測定するようにしたものである。

また、本発明のうち請求項２に記載の発明による高周波電力測定方法は、サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有し、上記ブリッジ回路に固定周波数かつ固定電圧の交流信号を印加し、上記ブリッジ回路からの出力を交流増幅した信号を元の交流信号により同期検波するようにしたものである。

また、本発明のうち請求項３に記載の発明による高周波電力測定方法は、本発明のうち請求項２に記載の発明による高周波電力測定方法において、上記同期検波の出力が負となったときに、上記ブリッジ回路に帰還電圧を印加しないようにしたものである。

また、本発明のうち請求項４に記載の発明による高周波電力測定方法は、演算増幅器により直流印加電力の電圧を一定値から差し引き定数をかけることにより、電圧計の指針が左端で０を示すとともに電圧増加により右に振れるようにしたものである。

また、本発明のうち請求項５に記載の発明による高周波電力測定方法は、本発明のうち請求項４に記載の発明による高周波電力測定方法において、上記直流印加電圧を２乗演算してから、上記演算増幅器により演算増幅するようにしたものである。

また、本発明のうち請求項６に記載の発明による高周波電力測定回路は、サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有した高周波電力測定回路であって、上記サーミスタに印加される合計電力が一定になるようにループを構成し、上記サーミスタに高周波電力が印加されたとき、直流により印加する電力の変化から上記高周波電力を測定するようにしたものである。

また、本発明のうち請求項７に記載の発明による高周波電力測定回路は、サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有した高周波電力測定回路であって、上記ブリッジ回路に固定周波数かつ固定電圧を印加する交流信号発振器を有し、上記交流信号発振器により発振された交流信号を上記ブリッジ回路に印加し、上記ブリッジ回路からの出力を交流増幅した信号を元の交流信号により同期検波するようにしたものである。

また、本発明のうち請求項８に記載の発明による高周波電力測定回路は、本発明のうち請求項７に記載の発明による高周波電力測定回路において、さらに、上記同期検波の出力が負となったときに上記ブリッジ回路に帰還電圧を印加しないようにするリミット手段を有するようにしたものである。

また、本発明のうち請求項９に記載の発明による高周波電力測定回路は、本発明のうち請求項８に記載の発明による高周波電力測定回路において、上記リミット手段をダイオードにより構成するようにしたものである。

また、本発明のうち請求項１０に記載の発明による高周波電力測定回路は、本発明のうち請求項８に記載の発明による高周波電力測定回路において、上記リミット手段を負電源を接地電位にした単電源用演算増幅器により構成するようにしたものである。

また、本発明のうち請求項１１に記載の発明による高周波電力測定回路は、サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有した高周波電力測定回路であって、演算増幅器を有し、上記演算増幅器により直流印加電力の電圧を一定値から差し引き定数をかけることにより、電圧計の指針が左端で０を示すとともに電圧増加により右に振れるようにしたものである。

また、本発明のうち請求項１２に記載の発明による高周波電力測定回路は、本発明のうち請求項１１に記載の発明による高周波電力測定回路において、さらに、上記直流印加電圧を２乗演算して上記演算増幅器へ出力する２乗演算器を有するようにしたものである。

本発明は、以上説明したように構成されているので、上記した問題点１〜４を解消した高周波電力測定方法およびその回路を提供することができるようになるという優れた効果を奏する。

即ち、本発明は、過大電力時にサーミスタの抵抗値がバランス点の反対にきたときでも正帰還にならない高周波電力測定方法およびその回路を提供することができるようになるという優れた効果を奏する。

また、本発明は、交流信号の実効値を測定する必要性を排除した高周波電力測定方法およびその回路を提供することができるようになるという優れた効果を奏する。

また、本発明は、一般の電流計とは指針の振れ方が逆の高周波電流計を用いる必要性がない高周波電力測定方法およびその回路を提供することができるようになるという優れた効果を奏する。

また、本発明は、電力目盛りの非直線を修正することができるようにした高周波電力測定方法およびその回路を提供することができるようになるという優れた効果を奏する。

以下、添付の図面に基づいて、本発明による高周波電力測定方法およびその回路の実施の形態の一例について説明する。

ここで、図３には、本発明による高周波電力測定回路の実施の形態の一例が示されている。

なお、図１に示す構成と同一あるいは相当する構成については、図１において用いた符号と同一の符号を用いて示すことにより、その構成ならびに作用の詳細な説明は適宜に省略するものとする。

この図３に示す高周波電力測定回路において、符号Ｒ１、Ｒ２はともに抵抗値２００Ωの抵抗であり、符号Ｒ３’は半固定抵抗であり、符号Ｒｔはサーミスタであり、符号ＣＲ１はダイオードである。そして、この高周波電力測定回路においては、抵抗Ｒ１、Ｒ２、半固定抵抗Ｒ３’およびサーミスタＲｔによりブリッジ回路（サーミスタブリッジ）が構成されている。

また、符号Ｅ１は発振器であり、発振器Ｅ１は、正弦波を発振するものでもよいし、矩形波を発振するものでもよい。

さらに、符号Ｃ１はキャパシタであり、キャパシタＣ１は、ブリッジ出力を増幅した信号を同期検波するための同期信号を発振器から取り出すものである。

なお、符号１０は増幅器であり、符号１２はＢＰＦ（バンドパスフィルタ）であり、符号１４は同期検波器であり、符号１６はＤＣ増幅器であり、符号１８は２乗演算器であり、符号２０は演算増幅器であり、符号２２は電圧計である。

以上の構成において、発振器Ｅ１による交流、ＤＣ増幅器１６からの直流およびマイクロ波の三つの合計電力がｌｌｍＷとなるようループを決め、ｌｌｍＷの合計電力がサーミスタＲｔに印加されるものとする。

より詳細には、発振器Ｅ１からサーミスタＲｔに０．５ｍＷを印加し、マイクロ波と直流とで１０．５ｍＷを加えてバランスし、サーミスタＲｔの抵抗値Ｒｔが２００Ωになるようにする。

即ち、サーミスタＲｔに１１ｍＷ印加されたときの抵抗値を２００Ωとし、このとき、半固定抵抗Ｒ３’も２００Ωに設定する。また、発振器Ｅ１の電圧Ｖ１は、式１より０．６３２５Ｖと求められる。

Ｖ１＝２×√（０．０００５×２００） ・・・ 式１

ここで、抵抗値Ｒｔが２００Ωより大きいときには、発振器Ｅ１からの信号は同相で点Ｄに出力される。

この点Ｄから出力された信号を、増幅器１０により増幅してからＢＰＦ１２を介して同期検波器１４へ入力し、同期検波器１４により同期検波した後に、ＤＣ増幅器１６で正の電圧として出力されるように設計しておけば、増幅器１０とＤＣ増幅器１６との２つの増幅器の利得が十分大きいとき、抵抗値Ｒｔ＝２００Ωでバランスする。

一方、マイクロ波電力が過大入力の場合には、抵抗値Ｒｔは２００Ωより小さくなり、発振機Ｅ１からの信号は反転して、即ち、位相が１８０度回って点Ｄに出力される。

このとき、同期検波器１４により同期検波し、ＤＣ増幅器１６でＤＣ増幅すると、負の電圧が出力されることになるが、ＤＣ増幅器１６の出力に挿入したダイオードＣＲ１によりリミットされ、電圧はサーミスタブリッジに帰還しない。

サーミスタブリッジに帰還した電圧は、２乗演算器１８と演算増幅器２０とを有する演算回路によってマイクロ波電力に比例し、かつ、マイクロ波電力と増減方向の等しい電圧に変換される。

以上によって得られた電圧を、ゼロ点補正を加え直線的に目盛りを振った電圧計にかけることによって、マイクロ波電力を得ることができる。

従って、上記した高周波電流測定回路によれば、ＢＰＦ１２の中心周波数ではフィードバックでサーミスタＲｔに加わる電力がバランス点を越したとき、ブリッジからの出力信号極性が反転するので、同期検波器１４により同期検波することでその出力は逆極性電圧となり、ダイオードＣＲ１によって正帰還がかからないようにリミットすることができる。

即ち、過入力によって電力計２２の指針が振り切ったままで復帰しないというような問題は起こらない。

また、上記した高周波電流測定回路においては直流信号を使用するため、歪による誤差が発生することはない。

さらに、上記した高周波電流測定回路によれば、２乗演算器１８を含む演算回路を用いることで、マイクロ波電力に比例し、かつ、マイクロ波電力と増減方向の等しい電圧を出力することができるため、電圧計２２として一般の電圧計を用いてマイクロ波電力計を構成することができる。また、こうした電圧計２２には、直線的に電力目盛りを振ることができるため読み取りやすい。

次に、図４には、本発明による高周波電力測定回路の実施の形態の他の例として、上記図３に示す本発明による高周波電力測定回路の実施の形態の一例において、符号１６で示すＤＣ増幅器とダイオードＣＲ１とを単電源用演算増幅器１６０で置き換えた場合の例を示している。

符号１６０で示す単電源用演算増幅器とは、Ｖ₋（演算増幅器の負電源入力端子またはそこに印加される電圧）をＧＮＤ電位とし、Ｖ_＋（演算増幅器の正電源入力端子またはそこに印加される電圧）を正の電圧とすることで駆動可能な演算増幅器である。

入力電圧範囲はＶ_＋よりある程度低い電圧からＶ₋（＝０Ｖ）まで、また、出力電圧範囲は０〜（Ｖ_＋）−αであり、負電圧は出力されない。ここで、αは増幅器により異なるが、一般に約２Ｖである。

ＤＣ増幅器として単電源用演算増幅器１６０を使用すれば、マイクロ波が過大入力された場合に発振器Ｅ１から反転した信号が点Ｄに出力されても、単電源用演算増幅器１６０の出力は０Ｖ以下になることはないため、負電圧がサーミスタ・ブリッジに帰還することはなく、図３に示すＤＣ増幅器１６とダイオードＣＲ１とを併用した場合と同等の効果が得られる。

なお、上記した実施の形態においては、高周波電力としてマイクロ波電力に関して説明したが、本発明の適用範囲はマイクロ波電力に限定されるものではなく、ミリ波電力の測定などにも適用することができるのは勿論である。

また、本発明の適用範囲はサーミスタ電力計に限定されるものではなく、ボロメータを応用した電力計などにも信号極性を合わせて適用できるのは勿論である。

本発明は、マイクロ波電力などの高周波電力を測定する際に利用することができる。

図１は、従来のサーミスタを用いて電力を測定するようにした高周波電力測定回路の回路図である。 図１に示す従来のサーミスタを用いて電力を測定するようにした高周波電力測定回路における、マイクロ波電力と交流電流計の値とを比較して示した図表である。 図３は、本発明の実施の形態の一例によるサーミスタを用いて電力を測定するようにした高周波電力測定回路の回路図である。 図４は、本発明の実施の形態の他の例による高周波電力測定回路の回路図である。

符号の説明

１０ 増幅器
１２ ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１４ 同期検波器
１６ ＤＣ増幅器
１８ ２乗演算器
２０ 演算増幅器
２２ 電圧計
１６０ 単電源用演算増幅器

Claims (12)

1. サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有し、前記サーミスタに印加される合計電力が一定になるようにループを形成し、前記サーミスタに高周波電力が印加されたとき、直流により印加する電力の変化から前記高周波電力を測定する
   ことを特徴とする高周波電力測定方法。
2. サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有し、前記ブリッジ回路に固定周波数かつ固定電圧の交流信号を印加し、前記ブリッジ回路からの出力を交流増幅した信号を元の交流信号により同期検波する
   ことを特徴とする高周波電力測定方法。
3. 請求項２に記載の高周波電力測定方法において、
   前記同期検波の出力が負となったときに、前記ブリッジ回路に帰還電圧を印加しないようにした
   ことを特徴とする高周波電力測定方法。
4. 演算増幅器により直流印加電力の電圧を一定値から差し引き定数をかけることにより、電圧計の指針が左端で０を示すとともに電圧増加により右に振れるようにした
   ことを特徴とする高周波電力測定方法。
5. 請求項４に記載の高周波電力測定方法において、
   前記直流印加電圧を２乗演算してから、前記演算増幅器により演算増幅する
   ことを特徴とする高周波電力測定方法。
6. サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有した高周波電力測定回路であって、
   前記サーミスタに印加される合計電力が一定になるようにループを構成し、
   前記サーミスタに高周波電力が印加されたとき、直流により印加する電力の変化から前記高周波電力を測定する
   ことを特徴とする高周波電力測定回路。
7. サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有した高周波電力測定回路であって、
   前記ブリッジ回路に固定周波数かつ固定電圧を印加する交流信号発振器を有し、前記交流信号発振器により発振された交流信号を前記ブリッジ回路に印加し、前記ブリッジ回路からの出力を交流増幅した信号を元の交流信号により同期検波する
   ことを特徴とする高周波電力測定回路。
8. 請求項７に記載の高周波電力測定回路において、さらに、
   前記同期検波の出力が負となったときに前記ブリッジ回路に帰還電圧を印加しないようにするリミット手段を有する
   ことを特徴とする高周波電力測定回路。
9. 請求項８に記載の高周波電力測定回路において、
   前記リミット手段は、ダイオードである
   ことを特徴とする高周波電力測定回路。
10. 請求項８に記載の高周波電力測定回路において、
    前記リミット手段は、負電源を接地電位にした単電源用演算増幅器である
    ことを特徴とする高周波電力測定回路。
11. サーミスタを用いて構成したブリッジ回路を有した高周波電力測定回路であって、
    演算増幅器を有し、前記演算増幅器により直流印加電力の電圧を一定値から差し引き定数をかけることにより、電圧計の指針が左端で０を示すとともに電圧増加により右に振れるようにした
    ことを特徴とする高周波電力測定回路。
12. 請求項１１に記載の高周波電力測定回路において、さらに、
    前記直流印加電圧を２乗演算して前記演算増幅器へ出力する２乗演算器を有する
    ことを特徴とする高周波電力測定回路。

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