JP2007327944A - Detection apparatus, gyro sensor, and electronic apparatus - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a detection apparatus, etc. capable of reducing adverse effects due to environmental changes such as temperature changes. <P>SOLUTION: The detection apparatus includes a drive circuit and a detection circuit. The detection circuit includes an amplifier for amplifying output signals from an oscillator; an offset adjusting circuit for adjustments for removing an initial offset voltage of output signals of the detection apparatus; a synchronous detection circuit for synchronous detection on the basis of reference signals; and a filter part for filter-processing signals after synchronous detection. The filter part includes both a discrete-time filter and a continuous-time filter provided for the preceding-stage side of the discrete-time filter. The continuous-time filter has such frequency characteristics as to remove offset variations of undesired signals due to environmental changes. The continuous-time filter attenuates the offset variations of undesired signals which appear in a frequency band of frequencies k×fd due to synchronous detection to the amplitude of desired signals or less. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、検出装置、ジャイロセンサ及び電子機器に関する。   The present invention relates to a detection device, a gyro sensor, and an electronic device.

デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステム等の電子機器には、外的な要因で変化する物理量を検出するためのジャイロセンサ（物理量トランスデューサ）が組み込まれている。このようなジャイロセンサは、角速度等の物理量を検出し、いわゆる手振れ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などに用いられる。   Electronic devices such as a digital camera, a video camera, a mobile phone, and a car navigation system incorporate a gyro sensor (physical quantity transducer) for detecting a physical quantity that changes due to an external factor. Such a gyro sensor detects a physical quantity such as an angular velocity and is used for so-called camera shake correction, attitude control, GPS autonomous navigation, and the like.

近年、ジャイロセンサの軽量小型化と共に高い検出精度も要求され、ジャイロセンサの１つとして圧電型の振動ジャイロセンサが注目されている。そのなかでも、圧電材料として水晶が用いられる水晶圧電振動ジャイロセンサは、多くの装置への組み込み向けに最適なセンサとして期待が寄せられている。この振動ジャイロセンサでは、回転によって発生するコリオリ力に対応した物理量を検出している。   In recent years, the gyro sensor is required to be lighter and smaller and to have high detection accuracy, and a piezoelectric vibration gyro sensor has attracted attention as one of the gyro sensors. Among them, a quartz piezoelectric vibration gyro sensor using quartz as a piezoelectric material is expected as an optimum sensor for incorporation into many devices. This vibration gyro sensor detects a physical quantity corresponding to the Coriolis force generated by the rotation.

このような振動ジャイロセンサでは、振動子の軽量小型化に伴い、振動子からの出力信号（出力電流）は非常に微弱な信号になっている。従って、このような微弱な出力信号に基づき所望信号（コリオリ力等の物理量に応じた信号）を検出する検出装置には、無歪み・低ノイズで、且つできるだけ大きなゲインで所望信号を検出できる性能が要求される。   In such a vibration gyro sensor, the output signal (output current) from the vibrator becomes a very weak signal as the vibrator becomes lighter and smaller. Therefore, the detection device that detects a desired signal (a signal corresponding to a physical quantity such as Coriolis force) based on such a weak output signal has a performance capable of detecting the desired signal with as much gain as possible without distortion and low noise. Is required.

また振動ジャイロセンサは、例えば２５℃付近において基準出力電圧を出力するように調整される。   The vibration gyro sensor is adjusted so as to output a reference output voltage in the vicinity of 25 ° C., for example.

しかしながら、振動ジャイロセンサの出力電圧には温度ドリフトがあり、周囲環境の温度変化により、出力電圧が変動する。この場合に、このような温度ドリフトによる出力電圧の変動を抑えるための特別な温度補償回路を設けると、回路が大規模化したり、温度補償回路がノイズ源となってＳ／Ｎ比が劣化するなどの問題がある。
特開２００５−１２７９７８号公報 However, the output voltage of the vibration gyro sensor has a temperature drift, and the output voltage fluctuates due to a temperature change in the surrounding environment. In this case, if a special temperature compensation circuit for suppressing the fluctuation of the output voltage due to such temperature drift is provided, the circuit becomes large-scale or the temperature compensation circuit becomes a noise source and the S / N ratio is deteriorated. There are problems such as.
JP 2005-127978 A

本発明は、以上のような技術的課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、温度変化などの環境変化による悪影響を低減できる検出装置、ジャイロセンサ及び電子機器を提供することにある。   The present invention has been made in view of the technical problems as described above, and an object of the present invention is to provide a detection device, a gyro sensor, and an electronic device that can reduce adverse effects due to environmental changes such as temperature changes. It is in.

本発明は、振動子を駆動して振動子を励振させる駆動回路と、振動子からの出力信号を受け、所望信号を検出する検出回路とを含み、前記検出回路は、振動子からの出力信号を増幅する増幅回路と、検出装置の出力信号の初期オフセット電圧を除去するための調整を行うオフセット調整回路と、参照信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路と、同期検波後の信号のフィルタ処理を行うフィルタ部を含み、前記フィルタ部は、離散時間型フィルタと、前記離散時間型フィルタの前段側に設けられた連続時間型フィルタを含み、前記連続時間型フィルタは、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を有する検出装置に関係する。   The present invention includes a drive circuit that drives a vibrator to excite the vibrator, and a detection circuit that receives an output signal from the vibrator and detects a desired signal, and the detection circuit outputs an output signal from the vibrator. An offset circuit for performing an adjustment to remove the initial offset voltage of the output signal of the detection device, a synchronous detection circuit for performing synchronous detection based on the reference signal, and a filter for the signal after synchronous detection A filter unit that performs processing, and the filter unit includes a discrete-time filter and a continuous-time filter provided on the front side of the discrete-time filter, and the continuous-time filter is an unnecessary signal due to an environmental change. This relates to a detection apparatus having a frequency characteristic that eliminates the offset fluctuation amount.

本発明によれば、オフセット調整回路が、初期オフセット電圧を除去するための調整を行う。これにより検出装置は、オフセット調整後は初期オフセット電圧が除去された信号を出力できるようになる。そして本発明では、同期検波後の信号のフィルタ処理を行うフィルタ部が、離散時間型フィルタと、その前段側に設けられた連続時間型フィルタを含み、連続時間型フィルタは、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を有する。従って、オフセット調整後に温度変動などの環境変化が生じた場合にも、環境変化に起因する不要信号のオフセット変動分は、連続時間型フィルタにより除去される。従って、オフセット変動分を除去する特別な回路を設けなくても、離散時間型フィルタの前段側の連続時間型フィルタを有効活用して、オフセット変動分の除去が可能になる。従って、回路の大規模化を最低限に抑えながら、温度変化などの環境変化による悪影響を低減できる。   According to the present invention, the offset adjustment circuit performs adjustment for removing the initial offset voltage. As a result, the detection apparatus can output a signal from which the initial offset voltage has been removed after the offset adjustment. In the present invention, the filter unit that performs the filtering process on the signal after the synchronous detection includes a discrete time filter and a continuous time filter provided on the preceding stage, and the continuous time filter is an unnecessary signal due to an environmental change. It has a frequency characteristic for removing the offset fluctuation amount. Therefore, even when an environmental change such as a temperature fluctuation occurs after the offset adjustment, the offset fluctuation of the unnecessary signal due to the environmental change is removed by the continuous time filter. Therefore, even if a special circuit for removing the offset fluctuation is not provided, the offset fluctuation can be removed by effectively using the continuous time filter on the upstream side of the discrete time filter. Therefore, it is possible to reduce adverse effects due to environmental changes such as temperature changes while minimizing the scale of the circuit.

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、前記同期検波回路による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有してもよい。   In the present invention, the continuous-time filter attenuates an offset variation of an unnecessary signal that appears in a frequency band of frequency k × fd (k is a natural number) by the synchronous detection by the synchronous detection circuit below the amplitude of the desired signal. It may have frequency characteristics.

このようにすれば、同期検波により周波数ｋ×ｆｄの周波数帯域に現れるオフセット変動分を、連続時間型フィルタを有効活用して除去できる。従って、オフセット変動分の効率的な除去が可能になる。   In this way, the offset fluctuation that appears in the frequency band of the frequency k × fd by synchronous detection can be effectively removed by using the continuous time filter. Accordingly, it is possible to efficiently remove the offset fluctuation.

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有してもよい。   In the present invention, the continuous-time filter may have a frequency characteristic that attenuates an offset variation of an unnecessary signal that appears in the frequency bands of the frequencies fd, 2fd, and 3fd to be equal to or less than the amplitude of the desired signal.

このようにすれば、同期検波により周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄに不要信号のオフセット変動分が現れた場合にも、このオフセット変動分を確実且つ容易に除去できる。   In this way, even when an offset variation of the unnecessary signal appears at the frequencies fd, 2fd, and 3fd by synchronous detection, the offset variation can be reliably and easily removed.

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、１次のローパスフィルタであり、所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、前記連続時間型フィルタは、ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有してもよい。   In the present invention, the continuous-time filter is a first-order low-pass filter, wherein the amplitude of the desired signal is A0, the offset fluctuation of the unnecessary signal appearing at the frequency k × fd is ΔAk, and the filter at the frequency fd When the attenuation factor is a, the continuous-time filter may have a frequency characteristic that attenuates an offset variation of an unnecessary signal so that ΔAk × (a / k) ≦ A0.

このようにすれば、連続時間型フィルタとして１次のローパスフィルタを用いた場合にも、周波数ｋ×ｆｄのオフセット変動分を除去できるフィルタを、容易に実現できる。   In this way, even when a first-order low-pass filter is used as the continuous-time filter, it is possible to easily realize a filter that can remove the offset variation of the frequency k × fd.

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、２次のローパスフィルタであり、所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、前記連続時間型フィルタは、ΔＡｋ×（ａ／ｋ２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有してもよい。 In the present invention, the continuous-time filter is a second-order low-pass filter, wherein the amplitude of the desired signal is A0, the offset fluctuation of the unnecessary signal appearing at the frequency k × fd is ΔAk, and the filter at the frequency fd When the attenuation factor is a, the continuous-time filter may have a frequency characteristic that attenuates an offset variation of an unnecessary signal so that ΔAk × (a / k 2 ) ≦ A0.

このようにすれば、連続時間型フィルタとして２次のローパスフィルタを用いた場合にも、周波数ｋ×ｆｄのオフセット変動分を除去できるフィルタを、容易に実現できる。   In this way, even when a secondary low-pass filter is used as the continuous-time filter, it is possible to easily realize a filter that can remove the offset variation of the frequency k × fd.

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、前記離散時間型フィルタのアンチエイリアシングフィルタであってもよい。   In the present invention, the continuous-time filter may be an anti-aliasing filter of the discrete-time filter.

このようにすれば、アンチエイリアシングフィルタ用の連続時間型フィルタを有効活用して、周波数ｋ×ｆｄに現れるオフセット変動分を除去できるようになる。   In this way, the offset variation appearing at the frequency k × fd can be removed by effectively utilizing the continuous-time filter for the anti-aliasing filter.

また本発明では、前記離散時間型フィルタは、スイッチト・キャパシタ・フィルタであってもよい。   In the present invention, the discrete-time filter may be a switched capacitor filter.

また本発明では、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタは、前記参照信号に応じたクロックに基づき動作するようにしてもよい。   In the present invention, the switched capacitor filter may operate based on a clock corresponding to the reference signal.

このようにすれば、スイッチト・キャパシタ・フィルタのクロックの周波数と参照信号の周波数を一致させることが可能になり、フィルタの周波数特性と同期検波の関係が簡素化され、設計の容易化等を図れる。   This makes it possible to match the frequency of the clock of the switched capacitor filter and the frequency of the reference signal, simplify the relationship between the frequency characteristics of the filter and the synchronous detection, and simplify the design. I can plan.

また本発明では、前記離散時間型フィルタは、振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分を通過させる周波数特性を有してもよい。   In the present invention, the discrete-time filter removes a component of the detuning frequency Δf = | fd−fs | corresponding to the difference between the drive-side resonance frequency fd and the detection-side resonance frequency fs of the vibrator, thereby obtaining a desired signal. It may have a frequency characteristic that allows the frequency component to pass through.

このようにすれば、周波数ｆｄに対して離調周波数Δｆが十分に小さいような場合にも、離調周波数Δｆの不要信号の成分を、確実且つ容易に除去できる。また離調周波数Δｆの不要信号を離散時間型フィルタにより除去しつつ、周波数ｋ×ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分についても、連続時間型フィルタにより除去できる。従って、不要信号及びそのオフセット変動分の効率的な除去が可能になる。   In this way, even when the detuning frequency Δf is sufficiently small with respect to the frequency fd, the unnecessary signal component of the detuning frequency Δf can be reliably and easily removed. Further, while the unnecessary signal having the detuning frequency Δf is removed by the discrete time filter, the offset fluctuation of the unnecessary signal appearing in the frequency band of k × fd can also be removed by the continuous time filter. Therefore, an unnecessary signal and its offset fluctuation can be efficiently removed.

また本発明では、前記オフセット調整回路は、初期オフセットの調整データを初期オフセットの調整電圧に変換するＤ／Ａ変換回路と、入力信号の電圧に対して、前記Ｄ／Ａ変換回路からの前記調整電圧を加算する加算回路を含んでもよい。   In the present invention, the offset adjustment circuit converts the initial offset adjustment data into an initial offset adjustment voltage, and the adjustment from the D / A conversion circuit with respect to the voltage of the input signal. An addition circuit for adding voltages may be included.

このようにすれば、初期オフセットの調整データをＤ／Ａ変換回路に入力することで、初期オフセットの調整電圧が、入力信号（例えば同期検波後の信号やフィルタ処理後の信号）の電圧に加算（加減算）されるようになる。従って、例えば検出装置の出力信号の電圧をモニタして、初期オフセット電圧が除去されるような調整データをＤ／Ａ変換回路に入力するだけで、オフセット調整が可能になる。   In this way, the initial offset adjustment data is input to the D / A conversion circuit, so that the initial offset adjustment voltage is added to the voltage of the input signal (for example, a signal after synchronous detection or a signal after filter processing). (Addition and subtraction). Therefore, for example, the offset adjustment can be performed only by monitoring the voltage of the output signal of the detection device and inputting adjustment data for removing the initial offset voltage to the D / A conversion circuit.

また本発明では、前記オフセット調整回路は、前記同期検波回路の前段側に設けられ、前記同期検波回路は、第１のスイッチング素子と、その一端が前記第１のスイッチング素子の一端に接続され、その他端に前記入力信号と同相の信号が入力され、前記第１のスイッチング素子がオン状態の場合にオフ状態になり、前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合にオン状態になる第２のスイッチング素子を含み、前記オフセット調整回路の前記加算回路は、前記入力信号の電圧と前記調整電圧の加算により得られた信号であって、前記入力信号と逆相の信号を、前記第１のスイッチング素子の他端に出力するようにしてもよい。   Further, in the present invention, the offset adjustment circuit is provided on a preceding stage side of the synchronous detection circuit, and the synchronous detection circuit includes a first switching element and one end thereof connected to one end of the first switching element, A signal having the same phase as the input signal is input to the other end, the second switching element is turned off when the first switching element is turned on, and turned on when the first switching element is turned off. A switching element, wherein the adding circuit of the offset adjusting circuit is a signal obtained by adding the voltage of the input signal and the adjusting voltage, and a signal having a phase opposite to that of the input signal is converted to the first switching signal. You may make it output to the other end of an element.

このようすれば、入力信号の電圧と調整電圧の加算により得られた信号であって、入力信号と逆相の信号が、同期検波回路の第１のスイッチング素子の他端に入力されるようになる。従って、同期検波回路に必要な反転増幅器の機能を、オフセット調整回路が含む加算器による信号反転機能により代用できる。従って増幅器の個数を減らすことができるため、回路を小規模化できる。また、ノイズ源となる回路ブロックの数が減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。   In this way, a signal obtained by adding the voltage of the input signal and the adjustment voltage and having a phase opposite to that of the input signal is input to the other end of the first switching element of the synchronous detection circuit. Become. Therefore, the function of the inverting amplifier necessary for the synchronous detection circuit can be substituted by the signal inverting function by the adder included in the offset adjustment circuit. Therefore, since the number of amplifiers can be reduced, the circuit can be reduced in scale. In addition, since the number of circuit blocks serving as noise sources is reduced, the S / N ratio can be improved.

また本発明は、上記のいずれかに記載の検出装置と、前記振動子とを含むジャイロセンサに関係する。   The present invention also relates to a gyro sensor including any one of the detection devices described above and the vibrator.

また本発明では、前記振動子は、その固有共振周波数が駆動側共振周波数ｆｄとなる駆動用振動子と、その固有共振周波数が検出側共振周波数ｆｓとなる検出用振動子とを有してもよい。   In the present invention, the vibrator may include a drive vibrator whose natural resonance frequency is the drive side resonance frequency fd and a detection vibrator whose natural resonance frequency is the detection side resonance frequency fs. Good.

また本発明は、上記に記載のジャイロセンサと、前記ジャイロセンサにより検出された角速度情報に基づいて処理を行う処理部とを含む電子機器に関係する。   The present invention also relates to an electronic device including the gyro sensor described above and a processing unit that performs processing based on angular velocity information detected by the gyro sensor.

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。   Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail. The present embodiment described below does not unduly limit the contents of the present invention described in the claims, and all the configurations described in the present embodiment are indispensable as means for solving the present invention. Not necessarily.

１．電子機器、ジャイロセンサ
図１に本実施形態の検出装置３０を含むジャイロセンサ５１０と、ジャイロセンサ５１０を含む電子機器５００の構成例を示す。なお電子機器５００、ジャイロセンサ５１０は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また本実施形態の電子機器５００としては、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステム、ロボット、ゲーム機、携帯型情報端末等の種々のものが考えられる。 1. FIG. 1 shows a configuration example of a gyro sensor 510 including a detection device 30 of the present embodiment and an electronic apparatus 500 including a gyro sensor 510. The electronic device 500 and the gyro sensor 510 are not limited to the configuration shown in FIG. 1, and various modifications such as omitting some of the components or adding other components are possible. In addition, as the electronic device 500 of the present embodiment, various devices such as a digital camera, a video camera, a mobile phone, a car navigation system, a robot, a game machine, and a portable information terminal can be considered.

電子機器５００はジャイロセンサ５１０と処理部５２０を含む。またメモリ５３０、操作部５４０、表示部５５０を含むことができる。処理部（ＣＰＵ、ＭＰＵ等）５２０はジャイロセンサ５１０等の制御や電子機器５００の全体制御を行う。また処理部５２０は、ジャイロセンサ（物理量トランスデューサ）５１０により検出された角速度情報（物理量）に基づいて処理を行う。例えば角速度情報に基づいて、手ぶれ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などのための処理を行う。メモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ等）５３０は、制御プログラムや各種データを記憶したり、ワーク領域やデータ格納領域として機能する。操作部５４０はユーザが電子機器５００を操作するためのものであり、表示部５５０は種々の情報をユーザに表示する。   Electronic device 500 includes a gyro sensor 510 and a processing unit 520. Further, a memory 530, an operation unit 540, and a display unit 550 can be included. A processing unit (CPU, MPU, etc.) 520 performs control of the gyro sensor 510 and the like and overall control of the electronic device 500. The processing unit 520 performs processing based on angular velocity information (physical quantity) detected by the gyro sensor (physical quantity transducer) 510. For example, processing for camera shake correction, posture control, GPS autonomous navigation, and the like is performed based on the angular velocity information. A memory (ROM, RAM, etc.) 530 stores a control program and various data, and functions as a work area and a data storage area. The operation unit 540 is for the user to operate the electronic device 500, and the display unit 550 displays various information to the user.

ジャイロセンサ５１０は振動子１０、検出装置３０を含む。図１の振動子１０は、水晶などの圧電材料の薄板から形成される音叉型の圧電振動子であり、駆動用振動子１１、１２と、検出用振動子１６、１７を含む。駆動用振動子１１、１２には駆動端子２、４が設けられ、検出用振動子１６、１７には検出端子６、８が設けられている。   The gyro sensor 510 includes the vibrator 10 and the detection device 30. The vibrator 10 in FIG. 1 is a tuning fork type piezoelectric vibrator formed from a thin plate of a piezoelectric material such as quartz, and includes driving vibrators 11 and 12 and detection vibrators 16 and 17. The drive vibrators 11 and 12 are provided with drive terminals 2 and 4, and the detection vibrators 16 and 17 are provided with detection terminals 6 and 8.

検出装置３０が含む駆動回路４０は、駆動信号（駆動電圧）を出力して振動子１０（広義には物理量トランスデューサ）を駆動し、振動子１０からフィードバック信号を受ける。これにより振動子１０を励振させる。検出回路６０は、駆動信号により駆動される振動子１０から検出信号（検出電流、電荷）を受け、検出信号から所望信号（コリオリ力信号）を検出（抽出）する。   The drive circuit 40 included in the detection device 30 outputs a drive signal (drive voltage) to drive the vibrator 10 (physical quantity transducer in a broad sense) and receives a feedback signal from the vibrator 10. Thereby, the vibrator 10 is excited. The detection circuit 60 receives a detection signal (detection current, electric charge) from the vibrator 10 driven by the drive signal, and detects (extracts) a desired signal (Coriolis force signal) from the detection signal.

具体的には、駆動回路４０からの交流の駆動信号（駆動電圧）が駆動用振動子１１の駆動端子２に印加される。すると逆電圧効果によって駆動用振動子１１が振動を開始し、音叉振動により駆動用振動子１２も振動を開始する。この時、駆動用振動子１２の圧電効果によって発生する電流（電荷）が、駆動端子４からフィードバック信号として駆動回路４０にフィードバックされる。これにより振動子１０を含む発振ループが形成される。   Specifically, an alternating drive signal (drive voltage) from the drive circuit 40 is applied to the drive terminal 2 of the drive vibrator 11. Then, the driving vibrator 11 starts to vibrate due to the reverse voltage effect, and the driving vibrator 12 also starts to vibrate due to the tuning fork vibration. At this time, a current (charge) generated by the piezoelectric effect of the drive vibrator 12 is fed back from the drive terminal 4 to the drive circuit 40 as a feedback signal. As a result, an oscillation loop including the vibrator 10 is formed.

駆動用振動子１１、１２が振動すると、検出用振動子１６、１７が図１に示す方向で振動速度ｖで振動する。すると、検出用振動子１６、１７の圧電効果によって発生する電流（電荷）が、検出信号として検出端子６、８から出力される。すると、検出回路６０は、この振動子１０からの検出信号を受け、コリオリ力に応じた信号である所望信号（所望波）を検出する。即ち、検出軸１９を中心に振動子１０（ジャイロセンサ）が回転すると、振動速度ｖの振動方向と直交する方向にコリオリ力Ｆｃが発生する。例えば検出軸１９を中心に回転したときの角速度をωとし、振動子の質量をｍとし、振動子の振動速度をｖとすると、コリオリ力はＦｃ＝２ｍ・ｖ・ωと表される。従って検出回路６０が、コリオリ力に応じた信号である所望信号（センサ信号）を検出（抽出）することで、ジャイロセンサ（振動子）の回転角速度ωを求めることができる。そして求められた角速度ωを用いることで、処理部５２０は、手振れ補正、姿勢制御、或いはＧＰＳ自律航法等のための種々の処理を行うことができる。   When the drive vibrators 11 and 12 vibrate, the detection vibrators 16 and 17 vibrate at a vibration speed v in the direction shown in FIG. Then, a current (charge) generated by the piezoelectric effect of the detection vibrators 16 and 17 is output from the detection terminals 6 and 8 as a detection signal. Then, the detection circuit 60 receives the detection signal from the vibrator 10 and detects a desired signal (desired wave) that is a signal corresponding to the Coriolis force. That is, when the vibrator 10 (gyro sensor) rotates around the detection shaft 19, a Coriolis force Fc is generated in a direction orthogonal to the vibration direction of the vibration speed v. For example, when the angular velocity when rotating around the detection axis 19 is ω, the mass of the vibrator is m, and the vibration speed of the vibrator is v, the Coriolis force is expressed as Fc = 2 m · v · ω. Accordingly, the detection circuit 60 detects (extracts) a desired signal (sensor signal) that is a signal corresponding to the Coriolis force, whereby the rotational angular velocity ω of the gyro sensor (vibrator) can be obtained. By using the obtained angular velocity ω, the processing unit 520 can perform various processes for camera shake correction, posture control, GPS autonomous navigation, and the like.

なお振動子１０には、駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓがある。具体的には、駆動用振動子１１、１２の固有共振周波数（駆動振動モードの固有共振周波数）がｆｄであり、検出用振動子１６、１７の固有共振周波数（検出振動モードの固有共振周波数）がｆｓである。この場合に、駆動用振動子１１、１２と検出用振動子１６、１７とが不要な共振結合を起こさないように、ｆｄとｆｓの間に一定の周波数差を持たせている。この周波数差である離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜は、ｆｄ、ｆｓに比べて十分に小さな周波数に設定されている。   The vibrator 10 has a drive side resonance frequency fd and a detection side resonance frequency fs. Specifically, the natural resonance frequency of drive vibrators 11 and 12 (the natural resonance frequency of drive vibration mode) is fd, and the natural resonance frequency of detection vibrators 16 and 17 (the natural resonance frequency of detection vibration mode). Is fs. In this case, a constant frequency difference is provided between fd and fs so that the drive vibrators 11 and 12 and the detection vibrators 16 and 17 do not cause unnecessary resonance coupling. The detuning frequency Δf = | fd−fs |, which is this frequency difference, is set to a frequency that is sufficiently smaller than fd and fs.

なお図１では、振動子１０が音叉型である場合の例を示しているが、本実施形態の振動子１０はこのような構造に限定されない。例えばＴ字型やダブルＴ字型等であってもよい。また振動子１０の圧電材料は水晶以外であってもよい。   Although FIG. 1 shows an example in which the vibrator 10 is a tuning fork type, the vibrator 10 of the present embodiment is not limited to such a structure. For example, it may be T-shaped or double T-shaped. The piezoelectric material of the vibrator 10 may be other than quartz.

２．検出装置
図２に本実施形態の検出装置３０の構成例を示す。なお検出装置３０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。 2. Detection Device FIG. 2 shows a configuration example of the detection device 30 of the present embodiment. The detection device 30 is not limited to the configuration in FIG. 2, and various modifications such as omitting some of the components or adding other components are possible.

検出装置３０は、振動子１０を駆動して振動子を励振させる駆動回路４０と、振動子１０からの出力信号（電荷、電流）を受け、所望信号（所望波）を検出する検出回路６０を含む。   The detection device 30 includes a drive circuit 40 that drives the vibrator 10 to excite the vibrator, and a detection circuit 60 that receives an output signal (charge, current) from the vibrator 10 and detects a desired signal (desired wave). Including.

駆動回路（発振回路）４０は、電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換回路４２と、自動ゲイン制御を行うＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路４４と、２値化回路（コンパレータ）４６を含む。駆動回路４０では、ジャイロセンサの感度を一定に保つために、振動子１０（駆動用振動子）に供給する駆動電圧の振幅を一定に保つ必要がある。このため、駆動振動系の発振ループ内に、ゲインを自動調整するためのＡＧＣ回路４４が設けられる。具体的にはＡＧＣ回路４４は、入力信号ＩＤの振幅（振動子の振動速度ｖ）が一定になるように、ゲインを可変に自動調整する。なお、発振ループでの位相シフトが０度になるように位相が調整される。また発振起動時には、高速な発振起動を可能にするために、発振ループのゲインは１よりも大きなゲインに設定される。   The drive circuit (oscillation circuit) 40 includes an I / V conversion circuit 42 that converts current into voltage, an AGC (Automatic Gain Control) circuit 44 that performs automatic gain control, and a binarization circuit (comparator) 46. In the drive circuit 40, in order to keep the sensitivity of the gyro sensor constant, it is necessary to keep the amplitude of the drive voltage supplied to the vibrator 10 (drive vibrator) constant. Therefore, an AGC circuit 44 for automatically adjusting the gain is provided in the oscillation loop of the drive vibration system. Specifically, the AGC circuit 44 automatically adjusts the gain variably so that the amplitude of the input signal ID (vibration vibration speed v) becomes constant. The phase is adjusted so that the phase shift in the oscillation loop is 0 degree. At the time of oscillation startup, the gain of the oscillation loop is set to a gain larger than 1 in order to enable high-speed oscillation startup.

Ｉ／Ｖ変換回路４２は、振動子１０からの信号ＩＤである電流（電荷）を電圧に変換して、駆動信号ＶＤ１として出力する。このＩ／Ｖ変換回路４２は、キャパシタ、抵抗、オペアンプにより実現できる。   The I / V conversion circuit 42 converts a current (charge) that is a signal ID from the vibrator 10 into a voltage, and outputs the voltage as a drive signal VD1. The I / V conversion circuit 42 can be realized by a capacitor, a resistor, and an operational amplifier.

ＡＧＣ回路４４は、駆動信号ＶＤ１を監視して、発振ループのゲインを制御する。このＡＧＣ回路４４は、発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）や、発振振幅に応じてゲインコントロールアンプのゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路を含むことができる。また、このゲイン制御回路は、Ｉ／Ｖ変換回路４２からの交流の駆動信号ＶＤ１を直流信号に変換する整流回路（全波整流回路）や、整流回路からの直流信号の電圧と基準電圧との差分に応じた制御電圧を出力する回路などを含むことができる。   The AGC circuit 44 monitors the drive signal VD1 and controls the gain of the oscillation loop. The AGC circuit 44 includes a gain control amplifier (GCA) for controlling the oscillation amplitude in the oscillation loop and a gain control circuit for outputting a control voltage for adjusting the gain of the gain control amplifier in accordance with the oscillation amplitude. be able to. The gain control circuit also includes a rectifier circuit (full-wave rectifier circuit) that converts the AC drive signal VD1 from the I / V converter circuit 42 into a DC signal, and the voltage of the DC signal from the rectifier circuit and the reference voltage. A circuit that outputs a control voltage corresponding to the difference can be included.

２値化回路４６は、正弦波である駆動信号ＶＤ１の２値化処理を行い、２値化処理により得られた参照信号（同期信号）ＲＳを同期検波回路１００に出力する。またこの参照信号ＲＳをフィルタ部１１０（ＳＣＦ１１４）に対しても出力する。この２値化回路４６は、Ｉ／Ｖ変換回路４２からの正弦波（交流）の信号ＶＤ１が入力されて、矩形波の参照信号ＲＳを出力するコンパレータにより実現できる。なおＩ／Ｖ変換回路４２と２値化回路４６の間や２値化回路４６と同期検波回路１００の間に他の回路を設けてもよい。例えばハイパスフィルタや移相回路（位相シフタ）などを設けてもよい。   The binarization circuit 46 binarizes the drive signal VD1 that is a sine wave, and outputs a reference signal (synchronization signal) RS obtained by the binarization process to the synchronous detection circuit 100. The reference signal RS is also output to the filter unit 110 (SCF 114). The binarization circuit 46 can be realized by a comparator that receives the sine wave (alternating current) signal VD1 from the I / V conversion circuit 42 and outputs a rectangular wave reference signal RS. Another circuit may be provided between the I / V conversion circuit 42 and the binarization circuit 46 or between the binarization circuit 46 and the synchronous detection circuit 100. For example, a high-pass filter or a phase shift circuit (phase shifter) may be provided.

検出回路６０は、増幅回路７０、オフセット調整回路９０、同期検波回路１００、フィルタ部１１０を含む。なお検出回路６０に、ゲインを可変に制御して感度を調整する感度調整回路や、ハイパスフィルタなどを含ませてもよい。   The detection circuit 60 includes an amplifier circuit 70, an offset adjustment circuit 90, a synchronous detection circuit 100, and a filter unit 110. Note that the detection circuit 60 may include a sensitivity adjustment circuit that adjusts the sensitivity by variably controlling the gain, a high-pass filter, or the like.

増幅回路７０は、振動子１０からの出力信号ＩＳＰ、ＩＳＭを増幅する。この増幅回路７０は、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４、差動増幅回路７６を含む。Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４は、振動子１０からの信号ＩＳＰ、ＩＳＭを受け、振動子１０で発生した電荷（電流）を電圧に変換する。差動増幅回路７６は、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４からの信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍの差動増幅を行う。   The amplifier circuit 70 amplifies the output signals ISP and ISM from the vibrator 10. The amplifier circuit 70 includes Q / V conversion circuits 72 and 74 and a differential amplifier circuit 76. The Q / V conversion circuits 72 and 74 receive the signals ISP and ISM from the vibrator 10 and convert the charge (current) generated in the vibrator 10 into a voltage. The differential amplifier circuit 76 performs differential amplification of the signals VS1P and VS1M from the Q / V conversion circuits 72 and 74.

図３（Ａ）にＱ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路７２、７４の構成例を示す。Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４は、ノードＮＡ１とＮＡ２の間に設けられる帰還キャパシタＣＡ１及び帰還抵抗ＲＡ１と、オペアンプ（演算増幅器）ＯＰＡを含み、ローパスフィルタの周波数特性を有する。オペアンプＯＰＡの反転入力端子（−）には入力ノードＮＡ１が接続され、非反転入力端子（＋）には基準電源電圧ＡＧＮＤ（アナロググランド）のノードが接続される。   FIG. 3A shows a configuration example of the Q / V (I / V) conversion circuits 72 and 74. The Q / V conversion circuits 72 and 74 include a feedback capacitor CA1 and a feedback resistor RA1 provided between nodes NA1 and NA2, and an operational amplifier (operational amplifier) OPA, and have frequency characteristics of a low-pass filter. An input node NA1 is connected to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier OPA, and a node of the reference power supply voltage AGND (analog ground) is connected to the non-inverting input terminal (+).

図３（Ａ）の回路をＱ／Ｖ変換回路として機能させる場合には、カットオフ周波数ｆｃ＝１／２πＣＲが共振周波数ｆｄよりも十分に小さくなるように、ＣＡ１の容量値とＲＡ１の抵抗値を設定する。これにより共振周波数ｆｄにおいて位相が約−９０度だけ変化するようになる。一方、図３（Ａ）の回路をＩ／Ｖ変換回路として機能させる場合には、カットオフ周波数ｆｃ＝１／２πＣＲが共振周波数ｆｄよりも十分に大きくなるように、ＣＡ１の容量値とＲＡ１の抵抗値を設定する。この場合には位相がほとんど変化しないため、参照信号ＲＳの位相を＋９０度又は−９０度だけ変化させるための移相回路が必要になる。   When the circuit of FIG. 3A is made to function as a Q / V conversion circuit, the capacitance value of CA1 and the resistance value of RA1 so that the cut-off frequency fc = 1 / 2πCR is sufficiently smaller than the resonance frequency fd. Set. As a result, the phase changes by about −90 degrees at the resonance frequency fd. On the other hand, when the circuit of FIG. 3A is made to function as an I / V conversion circuit, the capacitance value of CA1 and the value of RA1 are set so that the cutoff frequency fc = 1 / 2πCR is sufficiently higher than the resonance frequency fd. Set the resistance value. In this case, since the phase hardly changes, a phase shift circuit for changing the phase of the reference signal RS by +90 degrees or -90 degrees is necessary.

図３（Ｂ）に差動増幅回路７６の構成例を示す。差動増幅回路７６は、抵抗ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＢ３、ＲＢ４とオペアンプＯＰＢを含む。ＲＢ１、ＲＢ２の抵抗比とＲＢ３、ＲＢ４の抵抗比を等しくすることで、図３（Ｂ）の差動増幅回路７６は、互いに逆相の信号である第１、第２の入力信号（ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍ）の差分を増幅する差動増幅を行う。これにより、センサ信号（所望信号）と同相の不要信号（妨害信号）である静電結合漏れ信号を除去できる。   FIG. 3B shows a configuration example of the differential amplifier circuit 76. The differential amplifier circuit 76 includes resistors RB1, RB2, RB3, RB4 and an operational amplifier OPB. By making the resistance ratio of RB1 and RB2 equal to the resistance ratio of RB3 and RB4, the differential amplifier circuit 76 in FIG. 3B has first and second input signals (VS1P, Differential amplification for amplifying the difference of VS1M) is performed. Thereby, the electrostatic coupling leakage signal which is an unnecessary signal (interference signal) in phase with the sensor signal (desired signal) can be removed.

図２のオフセット調整回路９０は、オフセットの調整処理を行う。具体的には、検出装置３０の出力信号ＶＳＱの初期オフセット電圧を除去する調整を行う。例えばティピカル温度である２５℃の時に、出力信号ＶＳＱの電圧が基準出力電圧と一致するようにオフセットの調整処理を行う。   The offset adjustment circuit 90 in FIG. 2 performs an offset adjustment process. Specifically, adjustment is performed to remove the initial offset voltage of the output signal VSQ of the detection device 30. For example, when the typical temperature is 25 ° C., offset adjustment processing is performed so that the voltage of the output signal VSQ matches the reference output voltage.

同期検波回路（検波回路、検波器）１００は、増幅後の信号ＶＳ５に対して、参照信号（参照クロック）ＲＳに基づいて同期検波を行う。この同期検波により、センサ信号に対して９０度の位相差がある不要信号である機械振動漏れ信号を除去できる。   The synchronous detection circuit (detection circuit, detector) 100 performs synchronous detection on the amplified signal VS5 based on the reference signal (reference clock) RS. By this synchronous detection, a mechanical vibration leakage signal that is an unnecessary signal having a phase difference of 90 degrees with respect to the sensor signal can be removed.

フィルタ部１１０は、同期検波後の信号ＶＳ６のフィルタ処理を行う。具体的には、高周波成分を除去するローパスフィルタ処理を行う。   The filter unit 110 performs a filtering process on the signal VS6 after synchronous detection. Specifically, low-pass filter processing for removing high frequency components is performed.

図４に検出装置３０の動作を説明するための信号波形例を示す。駆動信号ＶＤ１は、その周波数が駆動側固有周波数ｆｄとなる正弦波である。この駆動信号ＶＤ１を２値化回路４６により２値化することで、矩形波の参照信号ＲＳが得られる。同期検波回路１００に入力される信号ＶＳ５（センサ信号）は、コリオリ力の大きさ（角速度）に応じて振幅変調（ＡＭ変調）されている。この信号ＶＳ５を、参照信号ＲＳにより同期検波し、得られた信号ＶＳ６をフィルタ部１１０により平滑化することで、所望信号のＤＣ成分が信号ＶＳＱとして出力されるようになる。即ち信号ＶＳＱの電圧レベルが、コリオリ力の大きさに応じた電圧レベルになり、この電圧レベルを求めることでジャイロセンサの回転角速度を得ることができる。   FIG. 4 shows an example of a signal waveform for explaining the operation of the detection device 30. The drive signal VD1 is a sine wave whose frequency is the drive-side natural frequency fd. The drive signal VD1 is binarized by the binarization circuit 46, whereby a rectangular wave reference signal RS is obtained. The signal VS5 (sensor signal) input to the synchronous detection circuit 100 is amplitude-modulated (AM-modulated) according to the magnitude (angular velocity) of the Coriolis force. The signal VS5 is synchronously detected by the reference signal RS, and the obtained signal VS6 is smoothed by the filter unit 110, so that the DC component of the desired signal is output as the signal VSQ. That is, the voltage level of the signal VSQ becomes a voltage level corresponding to the magnitude of the Coriolis force, and the rotational angular velocity of the gyro sensor can be obtained by obtaining this voltage level.

３．不要信号
センサ信号には、所望信号（所望波）と不要信号（不要波）が混在している。また不要信号の振幅は一般的に所望信号の振幅に比べて非常に大きいため、検出装置３０に対する要求性能は高くなる。この不要信号には、機械振動漏れや、静電結合漏れや、離調周波数Δｆや、２ｆｄ（２ωｄ）や、ＤＣオフセットなどに起因するものがある。 3. Unnecessary signal The sensor signal includes a desired signal (desired wave) and an unnecessary signal (unnecessary wave). Further, since the amplitude of the unnecessary signal is generally much larger than the amplitude of the desired signal, the required performance for the detection device 30 is increased. This unnecessary signal may be caused by mechanical vibration leakage, electrostatic coupling leakage, detuning frequency Δf, 2fd (2ωd), DC offset, or the like.

機械振動漏れの不要信号は、振動子１０の形状のアンバランス等に起因して発生する。信号ＩＳＰに重畳される機械振動漏れの不要信号と信号ＩＳＭに重畳される機械振動漏れの不要信号は互いに逆相になるため、差動増幅回路７６によっては除去できない。しかしながら、信号ＶＳ５に重畳される機械振動漏れの不要信号は、所望信号と９０度の位相差を持つため、同期検波回路１００により除去できる。一方、静電結合漏れの不要信号は、駆動信号ＶＤ２が寄生容量を通じて信号ＩＳＰ、ＩＳＭの入力端子等に漏洩することで生じる。信号ＩＳＰに重畳される静電結合漏れの不要信号と信号ＩＳＭに重畳される静電結合漏れの不要信号は互いに同相になるため、差動増幅回路７６により除去できる。２ｆｄの不要信号は、何らかの原因で振動子が、２ｆｄの高調波の周波数で振動することにより発生する。ＤＣオフセットの不要信号は、入力リーク、静電結合漏れのアンバランス、センサ信号と参照信号との間に存在する位相ずれ、参照信号のデューティのずれ、回路ブロックが有するＤＣオフセットなどに起因して発生する。   The unnecessary signal of mechanical vibration leakage is generated due to an imbalance of the shape of the vibrator 10 or the like. Since the unnecessary signal of mechanical vibration leakage superimposed on the signal ISP and the unnecessary signal of mechanical vibration leakage superimposed on the signal ISM are in opposite phases, they cannot be removed by the differential amplifier circuit 76. However, the unnecessary signal for mechanical vibration leakage superimposed on the signal VS5 has a phase difference of 90 degrees with respect to the desired signal, and therefore can be removed by the synchronous detection circuit 100. On the other hand, the unnecessary signal of electrostatic coupling leakage is generated when the drive signal VD2 leaks to the input terminals of the signals ISP and ISM through the parasitic capacitance. Since the unnecessary signal of the electrostatic coupling leakage superimposed on the signal ISP and the unnecessary signal of the electrostatic coupling leakage superimposed on the signal ISM are in phase with each other, they can be removed by the differential amplifier circuit 76. The 2fd unnecessary signal is generated when the vibrator vibrates at a harmonic frequency of 2fd for some reason. DC offset unnecessary signals are caused by input leakage, electrostatic coupling leakage imbalance, phase shift existing between the sensor signal and the reference signal, duty shift of the reference signal, DC offset of the circuit block, etc. appear.

次に、図５（Ａ）〜図５（Ｃ）の周波数スペクトラムを用いて不要信号の除去について詳細に説明する。図５（Ａ）は同期検波前の周波数スペクトラムである。図５（Ａ）に示すように、同期検波前のセンサ信号では、ＤＣの周波数帯域にはＤＣオフセットの不要信号が存在する。またｆｄの周波数帯域には、機械振動漏れの不要信号と所望信号が存在する。   Next, the removal of unnecessary signals will be described in detail using the frequency spectrums of FIGS. 5 (A) to 5 (C). FIG. 5A shows a frequency spectrum before synchronous detection. As shown in FIG. 5A, in the sensor signal before synchronous detection, there is a DC offset unnecessary signal in the DC frequency band. Further, an unnecessary signal and a desired signal of mechanical vibration leakage exist in the frequency band of fd.

図５（Ｂ）は同期検波後の周波数スペクトラムである。図５（Ａ）のｆｄの周波数帯域の所望信号は、図５（Ｂ）に示すように同期検波後はＤＣ及びｆｄの周波数帯域に現れる。また図５（Ａ）のＤＣの周波数帯域の不要信号（ＤＣオフセット）は、図５（Ｂ）に示すように同期検波後はｆｄの周波数帯域に現れる。また図５（Ａ）のｆｄの周波数帯域の不要信号（機械振動漏れ）は、図５（Ｂ）に示すように同期検波後は２ｆｄの周波数帯域に現れる。なお図５（Ａ）において２ｆｄの周波数帯域に不要信号が存在した場合には、同期検波後は３ｆｄ及びｆｄの周波数帯域に現れるようになる。また検波後の混入ノイズは、同期検波回路１００の後段の回路が発生するノイズなどである。   FIG. 5B shows the frequency spectrum after synchronous detection. The desired signal in the fd frequency band in FIG. 5A appears in the DC and fd frequency bands after synchronous detection, as shown in FIG. 5B. Further, an unnecessary signal (DC offset) in the DC frequency band in FIG. 5A appears in the fd frequency band after synchronous detection, as shown in FIG. 5B. Further, an unnecessary signal (mechanical vibration leakage) in the fd frequency band of FIG. 5A appears in the 2fd frequency band after synchronous detection, as shown in FIG. 5B. In FIG. 5A, if an unnecessary signal exists in the 2fd frequency band, it appears in the 3fd and fd frequency bands after synchronous detection. The mixed noise after detection is noise generated by a circuit subsequent to the synchronous detection circuit 100.

図５（Ｃ）はフィルタ処理後の周波数スペクトラムである。同期検波後の信号をフィルタ部１１０で平滑化（ＬＰＦ）することで、ｆｄ、２ｆｄ等の周波数帯域の不要信号の周波数成分が除去されている。   FIG. 5C shows the frequency spectrum after the filter processing. By smoothing (LPF) the signal after the synchronous detection by the filter unit 110, the frequency components of the unnecessary signals in the frequency bands such as fd and 2fd are removed.

所望信号は、図４で説明したように振幅変調されているため、Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）と表すことができる。また機械漏れ振動の不要信号（妨害波）は、所望信号と位相が９０度ずれているため、Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）と表すことができる。また、センサ信号は所望信号と不要信号の和であるため、Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）と表すことができる。また駆動信号は、Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）と表すことができる。なおＡ（ｔ）、Ｂ、Ｃは振幅であり、ωｄ＝２πｆｄである。   Since the desired signal is amplitude-modulated as described in FIG. 4, it can be expressed as A (t) sin (ωd × t). Further, the unnecessary signal (interference wave) of mechanical leakage vibration is 90 degrees out of phase with the desired signal, and therefore can be expressed as Bsin (ωd × t + π / 2). Since the sensor signal is the sum of the desired signal and the unnecessary signal, it can be expressed as A (t) sin (ωd × t) + Bsin (ωd × t + π / 2). The drive signal can be expressed as Csin (ωd × t). A (t), B, and C are amplitudes, and ωd = 2πfd.

同期検波は、センサ信号と駆動信号（参照信号）の乗算とみなすことができる。従って、センサ信号のうち所望信号については、
Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）×Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）
＝｛（Ａ（ｔ）×Ｃ）／２｝×｛１−ｃｏｓ（２ωｄ×ｔ）｝
となる。従って図５（Ｂ）に示すように、同期検波後に所望信号はＤＣ並びに２ｆｄの周波数帯域に現れるようになる。 The synchronous detection can be regarded as multiplication of the sensor signal and the drive signal (reference signal). Therefore, for the desired signal among the sensor signals,
A (t) sin (ωd × t) × Csin (ωd × t)
= {(A (t) × C) / 2} × {1-cos (2ωd × t)}
It becomes. Therefore, as shown in FIG. 5B, the desired signal appears in the DC and 2fd frequency bands after synchronous detection.

一方、センサ信号のうち機械振動漏れの不要信号については、
Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）×Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）
＝｛−（Ｂ×Ｃ）／２｝×ｃｏｓ（２ωｄ×ｔ＋π／２）
となる。従って図５（Ｂ）に示すように、同期検波後に機械振動漏れの不要信号は２ｆｄ（２ωｄ）の周波数帯域に現れ、ＤＣには現れない。 On the other hand, about the unnecessary signal of mechanical vibration leakage among sensor signals,
Bsin (ωd × t + π / 2) × Csin (ωd × t)
= {− (B × C) / 2} × cos (2ωd × t + π / 2)
It becomes. Therefore, as shown in FIG. 5B, the unnecessary signal of mechanical vibration leakage appears in the frequency band of 2fd (2ωd) after synchronous detection and does not appear in DC.

次に、図６（Ａ）〜図６（Ｄ）の模式図を用いて同期検波について説明する。なお実際には、不要信号（機械漏れ振動）の振幅Ｂは所望信号の振幅Ａ（ｔ）に比べて非常に大きいが、図面の都合上、振幅Ａ（ｔ）とＢを等しくしてある。   Next, synchronous detection will be described with reference to the schematic diagrams of FIGS. 6 (A) to 6 (D). In practice, the amplitude B of the unnecessary signal (mechanical leakage vibration) is much larger than the amplitude A (t) of the desired signal, but for the convenience of the drawing, the amplitude A (t) is equal to B.

図６（Ａ）のように所望信号の位相と参照信号（駆動信号）の位相が完全に揃っている場合には、同期検波後に所望信号と不要信号は図６（Ｂ）のようになる。即ち所望信号は、完全な全波整流波形になり、不要信号は、正の部分と負の部分の面積が等しい波形になる。従って、フィルタ部１１０で平滑化することにより、所望信号のＤＣ成分が信号ＶＳＱとして出力されるようになり、不要信号の成分が信号ＶＳＱとして現れることはない。   When the phase of the desired signal and the phase of the reference signal (drive signal) are completely aligned as shown in FIG. 6A, the desired signal and the unnecessary signal are as shown in FIG. 6B after synchronous detection. That is, the desired signal has a complete full-wave rectified waveform, and the unnecessary signal has a waveform in which the areas of the positive part and the negative part are equal. Therefore, smoothing by the filter unit 110 causes the DC component of the desired signal to be output as the signal VSQ, and the component of the unnecessary signal does not appear as the signal VSQ.

一方、図６（Ｃ）のように所望信号の位相と参照信号（駆動信号）の位相がγだけずれている場合には、同期検波後に所望信号と不要信号は図６（Ｄ）のようになる。即ち所望信号は、完全な全波整流波形ではなく、負の成分を含む。また、不要信号は、正の部分と負の部分の面積が等しくならない。従って、フィルタ部１１０での平滑化で得られる信号ＶＳＱにおいて、所望信号のＤＣ成分が図６（Ｂ）の場合よりも小さくなると共に、不要信号の成分が信号ＶＳＱとして現れるようになる。   On the other hand, when the phase of the desired signal and the phase of the reference signal (drive signal) are shifted by γ as shown in FIG. 6C, the desired signal and the unnecessary signal after synchronous detection are as shown in FIG. 6D. Become. That is, the desired signal is not a complete full-wave rectified waveform but includes a negative component. In addition, the area of the positive portion and the negative portion of the unnecessary signal is not equal. Accordingly, in the signal VSQ obtained by the smoothing in the filter unit 110, the DC component of the desired signal is smaller than that in the case of FIG. 6B, and the unnecessary signal component appears as the signal VSQ.

４．オフセット調整
本実施形態では、例えば環境温度が２５℃（ティピカル温度）である場合に、検出装置３０の出力電圧（ＶＳＱの電圧）が基準出力電圧（例えばＶＤＤ／２）になるように、図２のオフセット調整回路９０が調整を行う。例えば図７（Ａ）では、出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲと一致していない。この場合には図７（Ｂ）に示すように、初期オフセット電圧である｜ＶＱ−ＶＲ｜が除去されて０になるように、オフセット調整回路９０が調整を行う。具体的には、ジャイロセンサの製造後に検出装置３０の出力電圧ＶＱをモニタする。そして出力電圧ＶＱを基準出力電圧ＶＲに一致させるための初期オフセットの調整データを、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。するとオフセット調整回路９０は、検出装置３０の出力電圧ＶＱがＶＲに一致するように、上記調整データに基づいてオフセット調整を行う。 4). Offset Adjustment In this embodiment, for example, when the environmental temperature is 25 ° C. (typical temperature), the output voltage (VSQ voltage) of the detection device 30 is set to the reference output voltage (for example, VDD / 2). The offset adjustment circuit 90 performs the adjustment. For example, in FIG. 7A, the output voltage VQ does not match the reference output voltage VR. In this case, as shown in FIG. 7B, the offset adjustment circuit 90 performs adjustment so that the initial offset voltage | VQ−VR | is removed and becomes zero. Specifically, the output voltage VQ of the detection device 30 is monitored after manufacturing the gyro sensor. Then, initial offset adjustment data for making the output voltage VQ coincide with the reference output voltage VR is written in a non-illustrated nonvolatile memory or the like. Then, the offset adjustment circuit 90 performs the offset adjustment based on the adjustment data so that the output voltage VQ of the detection device 30 matches VR.

このようにすることで、少なくとも環境温度が２５℃であり、ジャイロセンサの角速度が０である静止時には、検出装置３０の出力電圧（０点電圧）ＶＱは基準出力電圧ＶＲに一致するようになる。   By doing so, at least when the ambient temperature is 25 ° C. and the angular velocity of the gyro sensor is 0, the output voltage (zero voltage) VQ of the detection device 30 matches the reference output voltage VR. .

しかしながら図７（Ｂ）に示すように、オフセット電圧には正又は負の温度特性（温度ドリフト）がある。従って初期オフセット電圧を除去して０にしても、温度変化（広義には環境変化）によるオフセット変動分は０にならないという課題がある。このような課題を解決するために本実施形態では以下のような手法を採用している。   However, as shown in FIG. 7B, the offset voltage has a positive or negative temperature characteristic (temperature drift). Therefore, even if the initial offset voltage is removed to zero, there is a problem that the offset fluctuation due to temperature change (environmental change in a broad sense) does not become zero. In order to solve such problems, the present embodiment employs the following method.

図８に本実施形態のフィルタ部１１０の構成例を示す。フィルタ部１１０は、離散時間型フィルタであるＳＣＦ（スイッチト・キャパシタ・フィルタ）１１４を含む。またフィルタ部１１０は、ＳＣＦ１１４（広義には離散時間型フィルタ）の前段側に設けられたプリフィルタ（前置フィルタ）１１２と、ＳＣＦ１１４の後段側に設けられたポストフィルタ（後置フィルタ）１１６を含む。これらのプリフィルタ１１２、ポストフィルタ１１６は連続時間型フィルタになっている。   FIG. 8 shows a configuration example of the filter unit 110 of the present embodiment. The filter unit 110 includes an SCF (switched capacitor filter) 114 that is a discrete-time filter. The filter unit 110 includes a pre-filter (pre-filter) 112 provided on the front stage side of the SCF 114 (discrete time filter in a broad sense) and a post filter (post-filter) 116 provided on the rear stage side of the SCF 114. Including. These pre-filter 112 and post-filter 116 are continuous-time filters.

そして本実施形態では、プリフィルタ１１２（広義には連続時間型フィルタ）に、温度変化や電圧変化などの環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を持たせている。   In this embodiment, the pre-filter 112 (continuous time type filter in a broad sense) has a frequency characteristic for removing an offset variation of an unnecessary signal due to an environmental change such as a temperature change or a voltage change.

即ち図８のようにフィルタ部１１０にＳＣＦ１１４を設けた場合、ＳＣＦ１１４では離散時間で信号をサンプリングするため、サンプリングによる周波数の折り返し現象であるエイリアシングが生じる。例えばサンプリング周波数をｆｓｐとした場合に、ｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）の高調波周波数の信号が、ＤＣの周波数領域等に折り返し、Ｓ／Ｎ比が劣化する。   That is, when the filter unit 110 is provided with the SCF 114 as shown in FIG. 8, the SCF 114 samples a signal at a discrete time, and therefore aliasing, which is a frequency folding phenomenon due to sampling, occurs. For example, when the sampling frequency is fsp, a harmonic frequency signal of fsp / 2 (= fd / 2) is folded back into the DC frequency region and the S / N ratio is deteriorated.

このようなエイリアシングの悪影響を防止するために、図８では、ＳＣＦ１１４の前段側にアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２を設けている。即ちサンプリング周波数をｆｓｐ（＝ｆｄ）とした場合に、プリフィルタ１１２に、ｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）以上の周波数成分を除去するアンチエイリアシングの周波数特性を持たせている。   In order to prevent such an adverse effect of aliasing, in FIG. 8, a prefilter 112 for anti-aliasing is provided on the upstream side of the SCF 114. That is, when the sampling frequency is fsp (= fd), the prefilter 112 has anti-aliasing frequency characteristics for removing frequency components equal to or higher than fsp / 2 (= fd / 2).

本実施形態では、このようなアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２の存在に着目し、このプリフィルタ１１２の有効活用を図っている。即ちアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２を、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去するフィルタとして兼用している。このようにすれば、不要信号のオフセット変動分を除去するフィルタを別に設ける必要がなくなる。従って、回路の小規模化を図れると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。   In this embodiment, paying attention to the presence of such an anti-aliasing pre-filter 112, the pre-filter 112 is effectively utilized. That is, the anti-aliasing pre-filter 112 is also used as a filter for removing an offset variation of an unnecessary signal due to an environmental change. In this way, it is not necessary to provide a separate filter for removing the offset variation of the unnecessary signal. Therefore, the circuit can be reduced in size and the number of circuit blocks that become noise sources is reduced, so that the S / N ratio can be improved.

例えば図９（Ａ）〜図９（Ｃ）に、図７（Ｂ）のように初期オフセット電圧を除去した後の周波数スペクトラムの例を示す。図７（Ｂ）のようにオフセット電圧が正又は負の温度特性を有していると、初期オフセット電圧を除去したとしても、図９（Ａ）に示すようにＤＣオフセットの不要信号のオフセット変動分が、ＤＣの周波数帯域に現れる。また機械振動漏れの不要信号のオフセット変動分がｆｄの周波数帯域に現れる。   For example, FIGS. 9A to 9C show examples of frequency spectrums after the initial offset voltage is removed as shown in FIG. 7B. If the offset voltage has a positive or negative temperature characteristic as shown in FIG. 7B, even if the initial offset voltage is removed, the offset fluctuation of the DC offset unnecessary signal as shown in FIG. 9A. Minutes appear in the DC frequency band. Further, the offset fluctuation of the unnecessary signal of mechanical vibration leakage appears in the fd frequency band.

そして同期検波後は図９（Ｂ）に示すように、ＤＣオフセットの不要信号のオフセット変動分はｆｄの周波数帯域に現れ、機械振動漏れの不要信号のオフセット変動分は２ｆｄの周波数帯域に現れる。   After synchronous detection, as shown in FIG. 9B, the offset fluctuation of the DC offset unnecessary signal appears in the fd frequency band, and the offset fluctuation of the mechanical vibration leakage unnecessary signal appears in the 2fd frequency band.

即ち環境温度が２５℃であれば、オフセット調整回路９０によるオフセット調整を行うことにより、ＤＣ、ｆｄの周波数帯域の不要信号の成分が除去されて、現れないようになる。   That is, if the environmental temperature is 25 ° C., the offset adjustment circuit 90 performs the offset adjustment to remove the unnecessary signal components in the DC and fd frequency bands so that they do not appear.

しかしながら、環境温度が２５℃からずれると、温度変化によるこれらの不要信号のオフセット変動分が、図９（Ａ）のＤＣ、ｆｄの周波数帯域に現れてくる。例えば温度変化により、機械振動漏れの不要信号の振幅が増加すると、その増加分が、同期検波前ではｆｄの周波数帯域に現れ、同期検波後では２ｆｄの周波数帯域に現れる。このような不要信号のオフセット変動分については、ジャイロセンサの製造後の調整工程では除去することができず、ジャイロセンサの動作時に動的に調整して除去する必要がある。   However, when the environmental temperature deviates from 25 ° C., offset fluctuations of these unnecessary signals due to temperature changes appear in the frequency bands of DC and fd in FIG. For example, when the amplitude of an unnecessary signal of mechanical vibration leakage increases due to temperature change, the increase appears in the fd frequency band before synchronous detection, and appears in the 2fd frequency band after synchronous detection. Such an offset variation of the unnecessary signal cannot be removed in the adjustment process after manufacturing the gyro sensor, but needs to be adjusted and removed dynamically during the operation of the gyro sensor.

この場合、このようなオフセット変動分を除去するための特別な温度補償回路を検出装置３０に内蔵させる手法も考えられる。   In this case, a method of incorporating a special temperature compensation circuit for removing such an offset variation in the detection device 30 is also conceivable.

しかしながら、この手法によると、その温度補償回路を設けた分だけ回路が大規模化する。またノイズ源となる回路ブロックの数も増えるため、Ｓ／Ｎ比が劣化する。   However, according to this method, the scale of the circuit is increased by the provision of the temperature compensation circuit. Further, since the number of circuit blocks serving as noise sources increases, the S / N ratio deteriorates.

この点、本実施形態では、元々、アンチエイリアシング用に必要なプリフィルタ１１２を有効活用して、図９（Ｃ）に示すように、これらの不要信号のオフセット変動分を除去している。従って、回路を小規模化できると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。   In this regard, in this embodiment, the pre-filter 112 necessary for anti-aliasing is effectively used from the beginning, and the offset variation of these unnecessary signals is removed as shown in FIG. 9C. Therefore, the circuit can be reduced in size, and the number of circuit blocks serving as noise sources is reduced, so that the S / N ratio can be improved.

即ち、通常のアンチエイリアシング用プリフィルタの目的は下記（Ａ１）の通りである。
（Ａ１）ランダム雑音や回路中で発生するパルス性ノイズなどの不要信号が、ＳＣＦの通過帯域に折り返すのを防止する。 That is, the purpose of the normal anti-aliasing prefilter is as follows (A1).
(A1) Unnecessary signals such as random noise and pulse noise generated in the circuit are prevented from returning to the SCF passband.

これに対して本実施形態では、上記（Ａ１）の役割に加えて、下記（Ａ２）の役割をプリフィルタ１１２に持たせている。
（Ａ２）同期検波によって生じ、ｆｄ、２ｆｄなどのｋ×ｆｄに必ず存在する不要信号のオフセット変動分が、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによりＤＣに折り返し、ＤＣに存在する所望信号（コリオリ力信号）の品質（Ｓ／Ｎ比）を劣化させるのを防止する。 On the other hand, in this embodiment, in addition to the role (A1), the prefilter 112 has the following role (A2).
(A2) The quality of the desired signal (Coriolis force signal) existing in DC is generated by synchronous detection, and the offset fluctuation of the unnecessary signal such as fd, 2fd, etc. always present in k × fd is turned back to DC by sampling at SCF Deteriorating (S / N ratio) is prevented.

上記（Ａ２）は、ジャイロセンサに特有の下記（Ｂ１）〜（Ｂ３）の事情に起因する。（Ｂ１）ジャイロセンサでは同期検波が行われる。
（Ｂ２）同期検波によりｆｄや２ｆｄに不要信号のオフセット変動分の強いスペクトラムが現れる。
（Ｂ３）ＳＣＦのサンプリング周波数がｆｓｐ＝ｆｄとなるため、ｆｄ、２ｆｄなどの不要信号のオフセット変動分が、所望信号が存在するＤＣに折り返す。 The above (A2) is caused by the following conditions (B1) to (B3) peculiar to the gyro sensor. (B1) The gyro sensor performs synchronous detection.
(B2) A strong spectrum corresponding to the offset fluctuation of the unnecessary signal appears at fd and 2fd by synchronous detection.
(B3) Since the sampling frequency of the SCF is fsp = fd, offset fluctuations of unnecessary signals such as fd and 2fd are turned back to DC where the desired signal exists.

即ち同期検波後にｆｄ、２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分（図９（Ｂ）参照）は、所望信号の振幅に比べて大きい。   That is, the offset fluctuation (see FIG. 9B) of the unnecessary signal appearing at fd and 2fd after the synchronous detection is larger than the amplitude of the desired signal.

また、後述するようにシステム構成の簡素化のためには、ＳＣＦ１１４のサンプリング周波数をｆｓｐ＝ｆｄとすることが望ましい。そしてｆｓｐ＝ｆｄにすると、ＳＣＦ１１４でのサンプリングにより、ｆｄ、２ｆｄの不要信号のオフセット変動分が、ぴったりとＤＣに折り返してしまう。   Also, as will be described later, in order to simplify the system configuration, it is desirable that the sampling frequency of the SCF 114 be fsp = fd. When fsp = fd, the offset variation of the unnecessary signals of fd and 2fd is folded back to DC exactly by sampling at the SCF 114.

一方、同期検波前にｆｄに存在した所望信号（図９（Ａ）参照）は、同期検波によりＤＣに現れる（図９（Ｂ）参照）。従って、何ら対策を施さないと、ｆｄ、２ｆｄに存在する不要信号のオフセット変動分の折り返しにより、ＤＣの所望信号の品質が極めて劣化する。具体的には、ｆｄ、２ｆｄの不要信号のオフセット変動分が折り返して、所望信号の最小分解能よりも大きいオフセット変動分がＤＣに重畳されると、ジャイロセンサが静止状態であっても、あたかもジャイロセンサが一定の角速度で回転しているかのような偽情報を与えてしまう。   On the other hand, the desired signal (see FIG. 9A) that exists in fd before synchronous detection appears in DC by synchronous detection (see FIG. 9B). Therefore, unless any countermeasure is taken, the quality of the desired DC signal is extremely deteriorated due to aliasing of the offset fluctuation of the unnecessary signal existing in fd and 2fd. Specifically, if the offset fluctuation amount of the unnecessary signals of fd and 2fd is turned back and an offset fluctuation amount larger than the minimum resolution of the desired signal is superimposed on the DC, even if the gyro sensor is in a stationary state, it is as if the gyro sensor is stationary. It gives false information as if the sensor is rotating at a constant angular velocity.

このような問題を解決するために本実施形態では、ＳＣＦ１１４の前段にあるプリフィルタ１１２の存在に着目し、このプリフィルタ１１２に対して上記（Ａ１）のみならず（Ａ２）の役割を持たせている。   In order to solve such a problem, the present embodiment pays attention to the presence of the pre-filter 112 in the preceding stage of the SCF 114, and gives this pre-filter 112 not only the above (A1) but also the role (A2). ing.

５．連続時間型フィルタの周波数特性
ジャイロセンサのように微少信号を扱うセンサでは、不要信号の振幅は所望信号の振幅に比べて非常に大きい。従って、温度変動により機械振動漏れ等の不要信号の振幅が変動すると、不要信号の振幅変化分であるオフセット変動分も、所望信号の振幅（ＤＣ成分）に比べて非常に大きくなる。従って、プリフィルタ１１２の減衰度を適正に設定しないと、ＳＣＦ１１４のサンプリングによるオフセット変動分のＤＣ成分への折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまうおそれがある。 5). Frequency characteristics of continuous-time filter In a sensor that handles a minute signal such as a gyro sensor, the amplitude of an unnecessary signal is much larger than the amplitude of a desired signal. Accordingly, when the amplitude of an unnecessary signal such as mechanical vibration leakage fluctuates due to a temperature variation, the offset variation that is the amplitude variation of the unnecessary signal also becomes very large compared to the amplitude (DC component) of the desired signal. Therefore, if the attenuation of the pre-filter 112 is not set appropriately, the S / N ratio may be deteriorated due to the return to the DC component of the offset fluctuation due to the sampling of the SCF 114.

そこで本実施形態では、連続時間型フィルタであるプリフィルタ１１２に対して、同期検波回路１００による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号（最小分解能）の振幅以下に減衰する周波数特性（フィルタ特性、減衰特性）を持たせている。例えば周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分（図９（Ｂ）参照）を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を持たせている。なお所望信号の振幅は、所望信号の最小分解能に対応する振幅であり、ｄｐｓ（degree per second）に対応する振幅である。また所望信号の振幅は、ＤＣの周波数領域での所望信号の振幅である。   Therefore, in the present embodiment, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal that appears in the frequency band of frequency k × fd (k is a natural number) by the synchronous detection by the synchronous detection circuit 100 is desired for the prefilter 112 that is a continuous-time filter. A frequency characteristic (filter characteristic, attenuation characteristic) that attenuates below the amplitude of the signal (minimum resolution) is provided. For example, it has a frequency characteristic that attenuates an offset fluctuation (see FIG. 9B) of an unnecessary signal that appears in the frequency bands of the frequencies fd, 2fd, and 3fd to be equal to or less than the amplitude of the desired signal. The amplitude of the desired signal is an amplitude corresponding to the minimum resolution of the desired signal, and is an amplitude corresponding to dps (degree per second). The amplitude of the desired signal is the amplitude of the desired signal in the DC frequency region.

このようにすれば、所望信号に比べて非常に大きなオフセット変動分（不要信号の振幅変化分）が周波数ｋ×ｆｄに現れた場合にも、このオフセット変動分をプリフィルタ１１２により確実に除去できる。従って、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによるオフセット変動分のＤＣ成分への折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまう事態を防止できる。従って微少信号を扱うジャイロセンサに最適な検出装置を提供できる。   In this way, even when a very large offset variation (amplitude variation of the unnecessary signal) appears in the frequency k × fd compared to the desired signal, the offset variation can be reliably removed by the pre-filter 112. . Therefore, it is possible to prevent the S / N ratio from deteriorating due to the return to the DC component of the offset fluctuation due to the sampling in the SCF 114. Therefore, it is possible to provide a detection device that is optimal for a gyro sensor that handles minute signals.

図１０にプリフィルタ１１２の周波数特性を模式的に示す。図１０のＤ１に示すように、プリフィルタ１１２はｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）において十分な減衰特性を有する。従って、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによるランダム雑音（熱雑音、１／ｆノイズ等）の折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまう事態を防止でき、プリフィルタ１１２に通常のアンチエイリアシング用フィルタとしての役割を持たせることができる。   FIG. 10 schematically shows the frequency characteristics of the prefilter 112. As indicated by D1 in FIG. 10, the prefilter 112 has sufficient attenuation characteristics at fsp / 2 (= fd / 2). Therefore, it is possible to prevent the S / N ratio from deteriorating due to the return of random noise (thermal noise, 1 / f noise, etc.) due to sampling in the SCF 114, and the prefilter 112 serves as a normal anti-aliasing filter. Can be given.

またプリフィルタ１１２が１次のローパスフィルタである場合には、減衰傾度は−２０ｄＢ／ｄｅｃとなる。そして所望信号（ＤＣ成分）の振幅（最小分解能）をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）に現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとしたとする。この場合に、プリフィルタ１１２には、ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を持たせればよい。   When the pre-filter 112 is a primary low-pass filter, the attenuation gradient is −20 dB / dec. The amplitude (minimum resolution) of the desired signal (DC component) is A0, the offset fluctuation of the unnecessary signal appearing at the frequency k × fd (k is a natural number) is ΔAk, and the filter attenuation rate at the frequency fd is a. And In this case, the prefilter 112 may have a frequency characteristic that attenuates the offset fluctuation of the unnecessary signal so that ΔAk × (a / k) ≦ A0.

例えば図１０のＤ２では、周波数ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ１であり、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率（減衰度）はａである。従って、ΔＡ１×ａ≦Ａ０が成り立つようにする。   For example, in D2 of FIG. 10, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal appearing at the frequency fd is ΔA1, and the attenuation factor (attenuation factor) of the filter at the frequency fd is a. Therefore, ΔA1 × a ≦ A0 is satisfied.

また図１０のＤ３では、周波数２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ２であり、周波数２ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が１次であるため、ａ／ｋ＝ａ／２である。従って、ΔＡ２×（ａ／２）≦Ａ０が成り立つようにする。   Further, in D3 of FIG. 10, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal appearing at the frequency 2fd is ΔA2, and the attenuation factor of the filter at the frequency 2fd is a / k = a / 2 because the prefilter 112 is first-order. is there. Therefore, ΔA2 × (a / 2) ≦ A0 is satisfied.

また図１０には示していないが、周波数３ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ３であり、周波数３ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が１次であるため、ａ／ｋ＝ａ／３である。従って、ΔＡ３×（ａ／３）≦Ａ０が成り立つようにする。   Although not shown in FIG. 10, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal appearing at the frequency 3 fd is ΔA 3, and the filter attenuation rate at the frequency 3 fd is a / k = a because the prefilter 112 is first-order. / 3. Therefore, ΔA3 × (a / 3) ≦ A0 is established.

以上のような条件が成り立つようにすれば、プリフィルタ１１２が１次のローパスフィルタである場合に、周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰できるようになる。   If the above conditions are satisfied, when the pre-filter 112 is a first-order low-pass filter, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal that appears in the frequency bands of the frequencies fd, 2fd, and 3fd is less than the amplitude of the desired signal. Can be attenuated.

なおプリフィルタ１１２として２次のローパスフィルタを使用してもよい。プリフィルタ１１２が２次のローパスフィルタである場合には、減衰傾度は−４０ｄＢ／ｄｅｃとなる。従って、この場合、プリフィルタ１１２には、ΔＡｋ×（ａ／ｋ２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を持たせればよい。 Note that a secondary low-pass filter may be used as the prefilter 112. When the pre-filter 112 is a secondary low-pass filter, the attenuation gradient is −40 dB / dec. Therefore, in this case, the prefilter 112 may have a frequency characteristic that attenuates the offset fluctuation of the unnecessary signal so that ΔAk × (a / k 2 ) ≦ A0.

例えば、周波数ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ１であり、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率はａであるため、ΔＡ１×ａ≦Ａ０が成り立つようにする。   For example, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal appearing at the frequency fd is ΔA1, and the attenuation factor of the filter at the frequency fd is a, so that ΔA1 × a ≦ A0 is satisfied.

また周波数２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ２であり、周波数２ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が２次であるため、ａ／ｋ２＝ａ／４である。従って、ΔＡ２×（ａ／４）≦Ａ０が成り立つようにする。 The offset fluctuation amount of the unnecessary signal appearing at the frequency 2fd is ΔA2, and the attenuation factor of the filter at the frequency 2fd is a / k 2 = a / 4 because the prefilter 112 is second order. Therefore, ΔA2 × (a / 4) ≦ A0 is satisfied.

また周波数３ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ３であり、周波数３ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が２次であるため、ａ／ｋ２＝ａ／９である。従って、ΔＡ３×（ａ／９）≦Ａ０が成り立つようにする。 The offset fluctuation amount of the unnecessary signal appearing at the frequency 3fd is ΔA3, and the attenuation factor of the filter at the frequency 3fd is a / k 2 = a / 9 because the prefilter 112 is second order. Therefore, ΔA3 × (a / 9) ≦ A0 is satisfied.

以上のような条件が成り立つようにすれば、プリフィルタ１１２が２次のローパスフィルタである場合に、周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰できるようになる。   If the above conditions are satisfied, when the pre-filter 112 is a second-order low-pass filter, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal that appears in the frequency bands of the frequencies fd, 2fd, and 3fd is less than the amplitude of the desired signal. Can be attenuated.

図１１（Ａ）にプリフィルタ１１２の構成例を示す。図１１（Ａ）は１次のローパスフィルタの例である。プリフィルタ１１２は、ノードＮＩ２とＮＩ３の間に設けられる抵抗ＲＩ１及びキャパシタＣＩ１と、ノードＮＩ１とＮＩ２の間に設けられる抵抗ＲＩ２を含む。また、その反転入力端子にノードＮＩ２が接続され、その非反転入力端子にＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＩを含む。この図１１（Ａ）の回路は図８のポストフィルタ１１６としても用いることができる。   FIG. 11A shows a configuration example of the prefilter 112. FIG. 11A shows an example of a first-order low-pass filter. Prefilter 112 includes a resistor RI1 and a capacitor CI1 provided between nodes NI2 and NI3, and a resistor RI2 provided between nodes NI1 and NI2. Also included is an operational amplifier OPI having its inverting input terminal connected to the node NI2 and its non-inverting input terminal connected to the AGND node. The circuit of FIG. 11A can also be used as the post filter 116 of FIG.

なおプリフィルタ１１２として２次のローパスフィルタを使用してもよい。図１１（Ｂ）は２次のローパスフィルタの例である。図１１（Ｂ）のローパスフィルタは、ノードＮＨ２と、ノードＮＨ４、ＮＨ３、ＮＨ１との間にそれぞれ設けられる抵抗ＲＨ１、ＲＨ２、ＲＨ３と、ノードＮＨ３とＮＨ４の間に設けられるキャパシタＣＨ１と、ノードＮＨ２とＡＧＮＤのノードの間に設けられるキャパシタＣＨ２を含む。また、その反転入力端子にノードＮＨ３が接続され、その非反転入力端子にＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＨを含む。   Note that a secondary low-pass filter may be used as the prefilter 112. FIG. 11B is an example of a secondary low-pass filter. The low pass filter in FIG. 11B includes resistors RH1, RH2, and RH3 provided between the node NH2 and the nodes NH4, NH3, and NH1, a capacitor CH1 provided between the nodes NH3 and NH4, and a node NH2. And a capacitor CH2 provided between the nodes of AGND. Also included is an operational amplifier OPH having its inverting input terminal connected to the node NH3 and its non-inverting input terminal connected to the AGND node.

図１１（Ａ）の１次のローパスフィルタでは、キャパシタＣＩ１の容量値をＣ１とし、抵抗ＲＩ１の抵抗値をＲ１とすると、カットオフ周波数はｆｃ＝１／（２π×Ｃ１×Ｒ１）である。また減衰傾度は−２０ｄＢ／ｄｅｃである。従って、１次のローパスフィルタを用いる場合には、図１２のＧ１に示すようにカットオフ周波数ｆｃを十分に低くすることで、Ｇ２、Ｇ３に示すように周波数ｆｄ、２ｆｄでの減衰度を小さくすることができる。従って、Ｇ７に示すような不要信号のオフセット変動分についても減衰することができ、このオフセット変動分がＤＣに折り返した場合にも、所望信号の最小分解能以下にすることが可能になる。   In the first-order low-pass filter of FIG. 11A, the cutoff frequency is fc = 1 / (2π × C1 × R1), where C1 is the capacitance value of the capacitor CI1 and R1 is the resistance value of the resistor RI1. The attenuation gradient is −20 dB / dec. Therefore, when the first-order low-pass filter is used, the attenuation at the frequencies fd and 2fd is reduced as shown by G2 and G3 by sufficiently reducing the cutoff frequency fc as shown by G1 in FIG. can do. Therefore, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal as shown in G7 can also be attenuated, and even when this offset fluctuation amount is turned back to DC, it becomes possible to make it less than the minimum resolution of the desired signal.

また図１１（Ｂ）の２次のローパスフィルタでは、キャパシタＣＨ１、ＣＨ２の容量値をＣ１、Ｃ２とし、抵抗ＲＨ１、ＲＨ２の抵抗値をＲ１、Ｒ２とすると、カットオフ周波数は、ｆｃ＝１／｛２π×（Ｃ１×Ｃ２×Ｒ１×Ｒ２）１／２｝となる。また減衰傾度は−４０ｄＢ／ｄｅｃである。このように２次のローパスフィルタは、素子数は多くなるもの、減衰傾度が大きい。従って、図１２のＧ４に示すようにカットオフ周波数ｆｃをそれほど小さくしなくても、Ｇ５、Ｇ６に示すように周波数ｆｄ、２ｆｄにおいて十分な減衰度を得ることができる。従って、図１１（Ａ）の１次のローパスフィルタに比べて回路を小規模化することも可能になる。また、不要信号のオフセット変動分についても十分に減衰することができ、オフセット変動分を確実に除去できる。 In the secondary low-pass filter of FIG. 11B, when the capacitance values of the capacitors CH1 and CH2 are C1 and C2, and the resistance values of the resistors RH1 and RH2 are R1 and R2, the cutoff frequency is fc = 1 / {2π × (C1 × C2 × R1 × R2) 1/2 }. The attenuation gradient is −40 dB / dec. As described above, the secondary low-pass filter has a large attenuation gradient although the number of elements increases. Accordingly, sufficient attenuation can be obtained at the frequencies fd and 2fd as indicated by G5 and G6 without making the cut-off frequency fc as low as indicated by G4 in FIG. Therefore, it is possible to reduce the circuit scale as compared with the first-order low-pass filter of FIG. Further, the offset fluctuation of the unnecessary signal can be sufficiently attenuated, and the offset fluctuation can be reliably removed.

６．離調周波数
不要信号のうち、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜に起因する不要信号は、センサ信号に検出側共振周波数ｆｓの信号が混入し、このセンサ信号が同期検波回路１００により同期検波されることにより発生する。例えばジャイロセンサの応答を良くするために、検出用振動子をアイドリング的に微少振幅で固有共振周波数ｆｓにて振動させる場合がある。或いは、ジャイロセンサの外部からの外部振動が振動子に加わることで、検出用振動子が固有共振周波数ｆｓにて振動してしまう場合がある。そしてこのように検出用振動子が周波数ｆｓで振動すると、同期検波回路１００に入力される信号ＶＳ５に周波数ｆｓの信号が混入される。そして同期検波回路１００は、周波数ｆｄの参照信号ＲＳに基づき同期検波を行うため、周波数ｆｄとｆｓの差に相当する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の不要信号が生成されてしまう。 6). Among the unnecessary signals of the detuning frequency, the unnecessary signal caused by the detuning frequency Δf = | fd−fs | is mixed with the signal of the detection side resonance frequency fs in the sensor signal, and this sensor signal is synchronously detected by the synchronous detection circuit 100. Is generated. For example, in order to improve the response of the gyro sensor, the detection vibrator may be oscillated at a natural resonance frequency fs with a minute amplitude in an idling manner. Alternatively, an external vibration from outside the gyro sensor may be applied to the vibrator, so that the detection vibrator may vibrate at the natural resonance frequency fs. When the detection vibrator vibrates at the frequency fs in this way, a signal of the frequency fs is mixed into the signal VS5 input to the synchronous detection circuit 100. Since the synchronous detection circuit 100 performs synchronous detection based on the reference signal RS having the frequency fd, an unnecessary signal having a detuning frequency Δf = | fd−fs | corresponding to the difference between the frequencies fd and fs is generated.

例えば、混入される周波数ｆｓの信号はＤｓｉｎ（ωｓ×ｔ）と表すことができる。なおωｓ＝２πｆｓである。そして同期検波は、センサ信号と駆動信号（参照信号）の乗算とみなすことができるため、センサ信号のうち周波数ｆｓの信号については、
Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）×Ｄｓｉｎ（ωｓ×ｔ）
＝｛−（Ｄ×Ｃ）／２｝×［ｃｏｓ｛（ωｄ＋ωｓ）ｔ｝−ｃｏｓ｛（ωｄ−ωｓ）ｔ｝］
となる。上式から明らかなように、周波数ｆｓの信号が混入されることにより、同期検波後に、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の不要信号が生成されてしまう。 For example, the mixed frequency fs signal can be expressed as Dsin (ωs × t). Note that ωs = 2πfs. And since synchronous detection can be regarded as multiplication of a sensor signal and a drive signal (reference signal), about a signal of frequency fs among sensor signals,
Csin (ωd × t) × Dsin (ωs × t)
= {− (D × C) / 2} × [cos {(ωd + ωs) t} −cos {(ωd−ωs) t}]
It becomes. As is clear from the above equation, when a signal with a frequency fs is mixed, an unnecessary signal with a detuning frequency Δf = | fd−fs | is generated after synchronous detection.

ここで、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜は、ｆｄ、ｆｓに比べて十分に小さい。従って、この離調周波数Δｆの成分の不要信号を除去するためには、図１３に示すような急峻な減衰特性が必要になる。従って、従来のような連続時間型のローパスフィルタだけでは、このような離調周波数Δｆの成分の不要信号の除去が難しいという課題がある。   Here, the detuning frequency Δf = | fd−fs | is sufficiently smaller than fd and fs. Therefore, in order to remove the unnecessary signal of the component of the detuning frequency Δf, a steep attenuation characteristic as shown in FIG. 13 is necessary. Accordingly, there is a problem that it is difficult to remove unnecessary signals of such a component of the detuning frequency Δf only with a conventional continuous-time low-pass filter.

このような課題を解決するために、図８では、フィルタ部１１０に、離散時間型フィルタであるＳＣＦ１１４を設けている。このＳＣＦ１１４は、振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分（ＤＣ成分）を通過させる周波数特性を有する。   In order to solve such a problem, in FIG. 8, the filter unit 110 is provided with an SCF 114 which is a discrete time filter. The SCF 114 removes the component of the detuning frequency Δf = | fd−fs | corresponding to the difference between the drive-side resonance frequency fd and the detection-side resonance frequency fs of the vibrator, and removes the frequency component (DC component) of the desired signal. Has frequency characteristics to pass.

図８に示すように、フィルタ部１１０に、ＳＣＦ１１４（広義には離散時間型フィルタ）を設ければ、図１３に示すような急峻な減衰特性の実現も容易になる。従って、離調周波数Δｆが、周波数ｆｄに比べて極めて小さい場合にも、離調周波数Δｆの周波数帯の不要信号の成分を、通過帯域の所望信号に悪影響を与えることなく、確実且つ容易に除去できる。   As shown in FIG. 8, when the filter unit 110 is provided with an SCF 114 (discrete time filter in a broad sense), it is easy to realize a steep attenuation characteristic as shown in FIG. Therefore, even when the detuning frequency Δf is extremely smaller than the frequency fd, the unnecessary signal component in the frequency band of the detuning frequency Δf is reliably and easily removed without adversely affecting the desired signal in the passband. it can.

また連続時間型フィルタでは、フィルタを構成するキャパシタの容量値Ｃ、抵抗の抵抗値Ｒがばらつくと、フィルタの周波数特性もばらついてしまい、安定した周波数特性を得ることが難しいという不利点がある。例えばＣ、Ｒの絶対値は±２０パーセント程度ばらつき、連続時間型フィルタ（ＲＣフィルタ）のカットオフ周波数はＣ×Ｒで決まるため、ばらつきが大きくなる。そしてカットオフ周波数がばらつくと、通過帯域にある所望信号の振幅が減衰してしまったり位相が変化してしまい、信号品質が劣化する。   In addition, the continuous-time filter has a disadvantage that if the capacitance value C of the capacitor and the resistance value R of the resistor vary, the frequency characteristic of the filter also varies, making it difficult to obtain a stable frequency characteristic. For example, the absolute values of C and R vary by about ± 20%, and the cut-off frequency of the continuous-time filter (RC filter) is determined by C × R. When the cutoff frequency varies, the amplitude of the desired signal in the pass band is attenuated or the phase is changed, and the signal quality is deteriorated.

これに対してＳＣＦ１１４では、容量比やサンプリング周波数（クロック周波数）によりフィルタ特性を決めることができる。例えば容量比の精度は０．１パーセント以下であるため、カットオフ周波数のばらつきも少ない。従って、ＳＣＦ１１４によれば、通過帯域の所望信号を通過させながら離調周波数Δｆの不要信号を確実に除去するという急峻な減衰特性を、容易に実現できる。   On the other hand, in the SCF 114, the filter characteristics can be determined by the capacitance ratio and the sampling frequency (clock frequency). For example, since the accuracy of the capacitance ratio is 0.1% or less, there is little variation in the cut-off frequency. Therefore, according to the SCF 114, it is possible to easily realize a steep attenuation characteristic that reliably removes an unnecessary signal having the detuning frequency Δf while passing a desired signal in the pass band.

なお本実施形態の比較例として、同期検波回路の前段側にバンドパスフィルタを設け、このバンドパスフィルタにより、周波数ｆｄの信号を通過させ、周波数ｆｓの信号を除去する手法が考えられる。   As a comparative example of the present embodiment, a method may be considered in which a bandpass filter is provided on the upstream side of the synchronous detection circuit, and a signal of frequency fd is passed by this bandpass filter and a signal of frequency fs is removed.

しかしながら、この比較例の手法では、バンドパスフィルタのＱ値を例えば５０以上というように大きな値に設定する必要がある。従って、このバンドパスフィルタをＳＣＦで実現する場合には、容量比を厳密に管理する必要があり、歩留まり等を低下させる。また、同じ減衰量を得ようとすると、ローパスフィルタはｎ次になり、バンドパスフィルタは２×ｎ次になる。従って、ＳＣＦのバンドパスフィルタは、ＳＣＦのローパスフィルタに比べて素子数が多くなり、回路が大面積化する。   However, in the method of this comparative example, it is necessary to set the Q value of the bandpass filter to a large value such as 50 or more. Therefore, when this band pass filter is realized by the SCF, it is necessary to strictly manage the capacity ratio, which reduces the yield and the like. Also, when trying to obtain the same attenuation, the low-pass filter is n-order and the band-pass filter is 2 × n-order. Therefore, the SCF band-pass filter has a larger number of elements and a larger circuit area than the SCF low-pass filter.

これに対して本実施形態では、ローパスフィルタのＳＣＦ１１４を設ける構成となっているため、バンドパスフィルタの場合に比べて、容量比の管理が容易になると共に、回路を小面積化できる。   In contrast, in the present embodiment, since the SCF 114 of the low-pass filter is provided, the capacity ratio can be easily managed and the circuit area can be reduced as compared with the case of the band-pass filter.

図１４にＳＣＦ１１４の構成例を示す。図１４のＳＣＦ１１４は、ノードＮＧ１、ＮＧ２の間に設けられたスイッチト・キャパシタ回路２１０と、ノードＮＧ２、ＮＧ５の間に設けられたスイッチト・キャパシタ回路２１２及びキャパシタＣＧ５を含む。またノードＮＧ２，ＮＧ３間、ノードＮＧ４、ＮＧ５間、ノードＮＧ１、ＮＧ４間に設けられたキャパシタＣＧ４、ＣＧ６、ＣＧ７を含む。また、その反転入力端子がノードＮＧ２に接続され、その非反転入力端子がＡＧＮＤのノードに接続されるオペアンプＯＰＧ１と、その反転入力端子がノードＮＧ４に接続され、その非反転入力端子がＡＧＮＤのノードに接続されるオペアンプＯＰＧ２を含む。ここで、スイッチト・キャパシタ回路２１０、２１２、２１４のスイッチング素子ＳＧ１〜ＳＧ６は、ＭＯＳトランジスタ（トランスファーゲート）により構成できる。なおＳＣＦ１１４は図１４の構成に限定されず、種々の変形実施が可能である。   FIG. 14 shows a configuration example of the SCF 114. 14 includes a switched capacitor circuit 210 provided between nodes NG1 and NG2, and a switched capacitor circuit 212 and a capacitor CG5 provided between nodes NG2 and NG5. Further, capacitors CG4, CG6, and CG7 provided between nodes NG2 and NG3, between nodes NG4 and NG5, and between nodes NG1 and NG4 are included. The inverting input terminal is connected to the node NG2, the non-inverting input terminal is connected to the AGND node, the operational amplifier OPG1, the inverting input terminal is connected to the node NG4, and the non-inverting input terminal is the AGND node. An operational amplifier OPG2 connected to the. Here, the switching elements SG1 to SG6 of the switched capacitor circuits 210, 212, and 214 can be configured by MOS transistors (transfer gates). The SCF 114 is not limited to the configuration shown in FIG. 14, and various modifications can be made.

さて、本実施形態では、ＳＣＦ１１４を、参照信号ＲＳに応じたクロック（参照信号そのもの、或いは参照信号により生成されたクロック。参照信号と同じ周波数のクロック）に基づき動作させている。具体的には、例えば参照信号ＲＳにより、互いにノン・オーバラップの２相のクロック（サンプリングクロック）を生成する。そして生成されたクロックに基づき図１４のスイッチング素子ＳＧ１〜ＳＧ６をオン・オフ制御して、ＳＣＦ１１４を動作させる。   In the present embodiment, the SCF 114 is operated based on a clock corresponding to the reference signal RS (the reference signal itself or a clock generated by the reference signal; a clock having the same frequency as the reference signal). Specifically, for example, a non-overlapping two-phase clock (sampling clock) is generated by the reference signal RS. Based on the generated clock, the switching elements SG1 to SG6 in FIG. 14 are turned on / off to operate the SCF 114.

このようにすれば、参照信号ＲＳを有効活用して、ＳＣＦ１１４の動作クロックを生成できるため、回路の小規模化を図れる。また参照信号ＲＳの周波数ｆｄと、ＳＣＦ１１４のサンプリング周波数（クロック周波数）を一致させることができるため、フィルタの周波数特性の設計を容易化できる。また駆動側共振周波数であるｆｄが、環境変化（温度変化）や経時変化によって変動した場合に、この変動に応じてＳＣＦ１１４のサンプリング周波数も変動するようになる。従って、周波数ｆｄの変化に応じて、ＳＣＦ１１４のカットオフ周波数も変化させて調整できるようになる。従って、環境変化や経時変化が生じた場合にも、離調周波数ｆｄの不要信号を確実に除去することが可能になる。   In this way, since the operation clock of the SCF 114 can be generated by effectively using the reference signal RS, the circuit can be reduced in scale. In addition, since the frequency fd of the reference signal RS and the sampling frequency (clock frequency) of the SCF 114 can be matched, the design of the frequency characteristics of the filter can be facilitated. In addition, when fd, which is the drive-side resonance frequency, varies due to an environmental change (temperature change) or a change with time, the sampling frequency of the SCF 114 also varies according to this variation. Therefore, the cutoff frequency of the SCF 114 can be changed and adjusted according to the change in the frequency fd. Therefore, even when an environmental change or a change with time occurs, an unnecessary signal having the detuning frequency fd can be reliably removed.

以上のように本実施形態では、離調周波数ｆｄの不要信号については、ＳＣＦ１１４で除去しつつ、同期検波によりｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄ等に現れる不要信号のオフセット変動分については、ＳＣＦ１１４のアンチエイリアシング用に設けられたプリフィルタ１１２により除去するというように、各フィルタ毎に異なる役割分担を持たせている。即ち離調周波数による不要信号のように急峻な減衰特性が必要な不要信号については、ＳＣＦ１１４で除去し、不要信号のオフセット変動分については、プリフィルタ１１２で除去する。このように役割分担を明確化することにより、小規模な回路で不要信号の効率的な除去が可能になる。   As described above, in the present embodiment, unnecessary signals having the detuning frequency fd are removed by the SCF 114, and offset fluctuations of unnecessary signals appearing in fd, 2fd, 3fd, etc. by synchronous detection are used for anti-aliasing of the SCF 114. Each filter has a different role sharing such as removal by the pre-filter 112 provided in the filter. That is, an unnecessary signal that requires a steep attenuation characteristic such as an unnecessary signal due to a detuning frequency is removed by the SCF 114, and an offset variation of the unnecessary signal is removed by the pre-filter 112. By clarifying the division of roles in this way, unnecessary signals can be efficiently removed with a small circuit.

７．オフセット調整回路
図１５にオフセット調整回路９０の構成例を示す。なおオフセット調整回路９０の構成は図１５に限定されず、その構成要素を変更・削除したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。 7). Offset Adjustment Circuit FIG. 15 shows a configuration example of the offset adjustment circuit 90. The configuration of the offset adjustment circuit 90 is not limited to that shown in FIG. 15, and various modifications such as changing / deleting the components and adding other components are possible.

オフセット調整回路９０は、Ｄ／Ａ変換回路９２と加算回路（加減算回路）９４を含む。Ｄ／Ａ変換回路９０は、初期オフセットの調整データＤＤＡ［ｍ：０］をアナログの初期オフセットの調整電圧ＶＡに変換する。   The offset adjustment circuit 90 includes a D / A conversion circuit 92 and an addition circuit (addition / subtraction circuit) 94. The D / A conversion circuit 90 converts the initial offset adjustment data DDA [m: 0] into an analog initial offset adjustment voltage VA.

加算回路９４は、入力信号ＩＮ（ＶＳ４）の電圧に対して、Ｄ／Ａ変換回路９２からの調整電圧ＶＡを加算する。この加算回路９４は、ノードＮＥ５とＮＥ６、ＮＥ１、ＮＥ２の間にそれぞれ設けられた抵抗ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ３を含む。また、その反転入力端子にノードＮＥ５が接続され、その非反転入力端子にＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＥを含む。   The adder circuit 94 adds the adjustment voltage VA from the D / A conversion circuit 92 to the voltage of the input signal IN (VS4). The adder circuit 94 includes resistors RE1, RE2, and RE3 provided between the nodes NE5 and NE6, NE1, and NE2, respectively. Also included is an operational amplifier OPE whose node NE5 is connected to its inverting input terminal and whose node AGND is connected to its non-inverting input terminal.

例えば本実施形態では、ジャイロセンサの製造後に検出装置３０の出力信号ＶＳＱの電圧をモニタする。そしてＶＳＱの電圧を基準出力電圧に一致させるための初期オフセットの調整データを、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。そしてこの不揮発性メモリ等に書き込まれた調整データＤＤＡ［ｍ：０］がＤ／Ａ変換回路９２に入力され、Ｄ／Ａ変換回路９２は、ＤＤＡ［ｍ：０］に応じた初期オフセットの調整電圧ＶＡを出力する。すると、加算回路９４は、この調整電圧ＶＡを、入力信号ＩＮの電圧に加算することで、初期オフセット電圧を除去する調整を行う。   For example, in this embodiment, the voltage of the output signal VSQ of the detection device 30 is monitored after the gyro sensor is manufactured. Then, initial offset adjustment data for making the VSQ voltage coincide with the reference output voltage is written in a non-illustrated nonvolatile memory or the like. Then, the adjustment data DDA [m: 0] written in the nonvolatile memory or the like is input to the D / A conversion circuit 92, and the D / A conversion circuit 92 adjusts the initial offset according to DDA [m: 0]. The voltage VA is output. Then, the addition circuit 94 performs adjustment for removing the initial offset voltage by adding the adjustment voltage VA to the voltage of the input signal IN.

図１５に示すように、オフセット調整回路９０は、同期検波回路１００の前段側に設けられる。そして同期検波回路１００は、スイッチング素子ＳＥ１、ＳＥ２（第１、第２のスイッチング素子）と、インバータ１０６を含む。これらのスイッチング素子ＳＥ１、ＳＥ２はＭＯＳトランジスタ（トランスファーゲート）により構成される。   As shown in FIG. 15, the offset adjustment circuit 90 is provided on the upstream side of the synchronous detection circuit 100. Synchronous detection circuit 100 includes switching elements SE <b> 1 and SE <b> 2 (first and second switching elements) and an inverter 106. These switching elements SE1 and SE2 are constituted by MOS transistors (transfer gates).

スイッチング素子ＳＥ１の一端とスイッチング素子ＳＥ２の一端は、出力信号Ｑ（ＶＳ６）のノードＮＥ４を介して接続される。スイッチング素子ＳＥ１の他端には、加算回路９４の出力が入力される。スイッチング素子ＳＥ２の他端には、非反転増幅回路１０４を介して、入力信号ＩＮと同相の信号ＩＮ２が入力される。そしてオフセット調整回路９０の加算回路９４は、入力信号ＩＮの電圧と調整電圧ＶＡとの加算により得られた信号であって、入力信号ＩＮと逆相の信号ＩＮ１を、スイッチング素子ＳＥ１の他端に出力する。   One end of the switching element SE1 and one end of the switching element SE2 are connected via a node NE4 of the output signal Q (VS6). The output of the adder circuit 94 is input to the other end of the switching element SE1. A signal IN2 having the same phase as the input signal IN is input to the other end of the switching element SE2 via the non-inverting amplifier circuit 104. The addition circuit 94 of the offset adjustment circuit 90 is a signal obtained by adding the voltage of the input signal IN and the adjustment voltage VA, and a signal IN1 having a phase opposite to that of the input signal IN is applied to the other end of the switching element SE1. Output.

またスイッチング素子ＳＥ１は、参照信号ＲＳの反転信号ＲＳＸによりオン・オフ制御され、スイッチング素子ＳＥ２は参照信号ＲＳによりオン・オフ制御される。即ちスイッチング素子ＳＥ１がオン状態の場合に、スイッチング素子ＳＥ２はオフ状態になり、スイッチング素子ＳＥ１がオフ状態の場合には、スイッチング素子ＳＥ２はオン状態になる。このようにスイッチング素子ＳＥ１、ＳＥ２が交互にオンになることで、同期検波が実現される。   The switching element SE1 is on / off controlled by the inverted signal RSX of the reference signal RS, and the switching element SE2 is on / off controlled by the reference signal RS. That is, when the switching element SE1 is in the on state, the switching element SE2 is in the off state, and when the switching element SE1 is in the off state, the switching element SE2 is in the on state. Thus, synchronous detection is realized by switching elements SE1 and SE2 being turned on alternately.

例えば加算回路９４の抵抗ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ３の抵抗値が全て等しいとする。また入力信号ＩＮの電圧をＶ１とし、初期オフセットの調整電圧をＶＡとし、加算回路９４の出力電圧をＶ２とする。すると、Ｖ２＝−（Ｖ１＋ＶＡ）が成り立つ。従って、図６（Ａ）（Ｂ）において、参照信号ＲＳがＨレベルになり、スイッチング素子ＳＥ１がオフ状態になり、スイッチング素子ＳＥ２がオン状態になると、同期検波回路１００からは、入力信号ＩＮの電圧Ｖ１が出力される。次に、参照信号ＲＳがＬレベルになり、スイッチング素子ＳＥ１がオン状態になり、スイッチング素子ＳＥ２がオフ状態になると、同期検波回路１００からは、電圧Ｖ２＝−（Ｖ１＋ＶＡ）が出力される。即ち入力信号ＩＮの電圧Ｖ１に調整電圧ＶＡを加算した信号の反転信号が出力されるようになる。これにより、調整電圧の加算と、同期検波を両立できる。   For example, it is assumed that the resistance values of the resistors RE1, RE2, and RE3 of the adder circuit 94 are all equal. The voltage of the input signal IN is V1, the initial offset adjustment voltage is VA, and the output voltage of the adder circuit 94 is V2. Then, V2 = − (V1 + VA) is established. Therefore, in FIGS. 6A and 6B, when the reference signal RS becomes H level, the switching element SE1 is turned off, and the switching element SE2 is turned on, the synchronous detection circuit 100 outputs the input signal IN. The voltage V1 is output. Next, when the reference signal RS becomes L level, the switching element SE1 is turned on, and the switching element SE2 is turned off, the voltage V2 = − (V1 + VA) is output from the synchronous detection circuit 100. That is, an inverted signal of the signal obtained by adding the adjustment voltage VA to the voltage V1 of the input signal IN is output. This makes it possible to achieve both addition of the adjustment voltage and synchronous detection.

即ち図１５では、加算回路９４が、入力信号ＩＮの反転信号を出力する反転増幅器としても機能する。例えば図１６に比較例の同期検波回路の構成を示す。図１６に示すように同期検波回路には反転増幅器１０２と非反転増幅器１０４が必要になる。   That is, in FIG. 15, the adder circuit 94 also functions as an inverting amplifier that outputs an inverted signal of the input signal IN. For example, FIG. 16 shows a configuration of a synchronous detection circuit of a comparative example. As shown in FIG. 16, the synchronous detection circuit requires an inverting amplifier 102 and a non-inverting amplifier 104.

図１５の構成によれば、図１６の反転増幅器１０２を、加算回路９４が含むオペアンプＯＰＥで代用できる。即ちオフセット調整回路９０と同期検波回路１００とで、オペアンプＯＰＥを共用できる。このようにすれば、オペアンプ（増幅器）の個数を減らすことができるため、回路を小規模化できる。また、ノイズ源となる回路ブロックの数が減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。   According to the configuration of FIG. 15, the inverting amplifier 102 of FIG. 16 can be replaced with the operational amplifier OPE included in the adder circuit 94. That is, the operational amplifier OPE can be shared by the offset adjustment circuit 90 and the synchronous detection circuit 100. In this way, the number of operational amplifiers (amplifiers) can be reduced, so that the circuit can be reduced in scale. In addition, since the number of circuit blocks serving as noise sources is reduced, the S / N ratio can be improved.

なお非反転増幅器１０４を設ける場所は任意である。例えば図１７に示すように、オフセット調整回路９０よりも前段側の回路に設けられる非反転増幅器１０４を、同期検波回路１００用の非反転増幅器として用いるようにしてもよい。   The place where the non-inverting amplifier 104 is provided is arbitrary. For example, as shown in FIG. 17, a non-inverting amplifier 104 provided in a circuit upstream of the offset adjustment circuit 90 may be used as a non-inverting amplifier for the synchronous detection circuit 100.

また図２、図１５、図１７では、オフセット調整回路９０を同期検波回路１００の前段側に設けているが、オフセット調整回路９０を設ける場所も任意であり、種々の変形実施が可能である。例えば図１８に示すように、フィルタ部１１０の後段側（最終段）にオフセット調整回路９０を設けるようにしてもよい。   2, 15, and 17, the offset adjustment circuit 90 is provided on the upstream side of the synchronous detection circuit 100, but the place where the offset adjustment circuit 90 is provided is arbitrary, and various modifications can be made. For example, as shown in FIG. 18, an offset adjustment circuit 90 may be provided on the rear side (final stage) of the filter unit 110.

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（離散時間型フィルタ、連続時間型フィルタ、環境変化等）と共に記載された用語（ＳＣＦ、プリフィルタ、温度変化等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また振動子の構造、検出装置やジャイロセンサや電子機器の構成も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。また離散時間型フィルタをＳＣＦ以外のフィルタ（例えばデジタルフィルタ等）で実現することも可能である。   Although the present embodiment has been described in detail as described above, it will be easily understood by those skilled in the art that many modifications can be made without departing from the novel matters and effects of the present invention. Accordingly, all such modifications are included in the scope of the present invention. For example, in the specification or drawings, terms (SCF, prefilter, temperature change, etc.) described at least once together with different terms (discrete time filter, continuous time filter, environmental change, etc.) having a broader meaning or the same meaning, The different terms can be used anywhere in the specification or drawings. Further, the structure of the vibrator, the configuration of the detection device, the gyro sensor, and the electronic device are not limited to those described in this embodiment, and various modifications can be made. It is also possible to realize the discrete time filter with a filter other than the SCF (for example, a digital filter).

電子機器、ジャイロセンサの構成例。Configuration examples of electronic devices and gyro sensors. 検出装置の構成例。The structural example of a detection apparatus. 図３（Ａ）、図３（Ｂ）はＱ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路、差動増幅回路の構成例。3A and 3B are configuration examples of a Q / V (I / V) conversion circuit and a differential amplifier circuit. 検出装置の動作を説明するための信号波形例。The signal waveform example for demonstrating operation | movement of a detection apparatus. 図５（Ａ）〜図５（Ｃ）は周波数スペクトラムの例。5A to 5C are examples of frequency spectra. 図６（Ａ）〜図６（Ｄ）は同期検波の説明図。FIG. 6A to FIG. 6D are explanatory diagrams of synchronous detection. 図７（Ａ）、図７（Ｂ）は、オフセット調整の説明図。7A and 7B are explanatory diagrams of offset adjustment. フィルタ部の構成例。The structural example of a filter part. 図９（Ａ）〜図９（Ｃ）は周波数スペクトラムの例。9A to 9C show examples of frequency spectra. プリフィルタの周波数特性の説明図。Explanatory drawing of the frequency characteristic of a pre filter. 図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）はプリフィルタの構成例。FIG. 11A and FIG. 11B are configuration examples of the prefilter. １次、２次のプリフィルタを用いた場合の周波数特性の説明図。Explanatory drawing of the frequency characteristic at the time of using a primary and secondary pre-filter. 離調周波数の説明図。Explanatory drawing of a detuning frequency. ＳＣＦの構成例。SCF configuration example. オフセット調整回路、同期検波回路の構成例。2 shows an example configuration of an offset adjustment circuit and a synchronous detection circuit. 比較例の同期検波回路の構成例。The structural example of the synchronous detection circuit of a comparative example. オフセット調整回路、同期検波回路の他の構成例。Other examples of composition of an offset adjustment circuit and a synchronous detection circuit. 検出装置の他の構成例。The other structural example of a detection apparatus.

符号の説明Explanation of symbols

１０ 振動子、３０ 検出装置、４０ 駆動回路、４２ Ｉ／Ｖ変換回路、
４４ ＡＧＣ回路、４６ ２値化回路、６０ 検出回路、７０ 増幅回路、
７２、７４ Ｑ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路、７６ 差動増幅回路、
９０ オフセット調整回路、９２ Ｄ／Ａ変換回路、９４ 加算回路、
１００ 同期検波回路、１１０ フィルタ部、１１２ プリフィルタ、
１１４ ＳＣＦ、１１６ ポストフィルタ、５００ 電子機器、５１０ ジャイロセンサ、５２０ 処理部、５３０ メモリ、５４０ 操作部、５５０ 表示部 10 vibrator, 30 detector, 40 drive circuit, 42 I / V conversion circuit,
44 AGC circuit, 46 binarization circuit, 60 detection circuit, 70 amplification circuit,
72, 74 Q / V (I / V) conversion circuit, 76 differential amplifier circuit,
90 offset adjustment circuit, 92 D / A conversion circuit, 94 addition circuit,
100 synchronous detection circuit, 110 filter unit, 112 pre-filter,
114 SCF, 116 post filter, 500 electronic device, 510 gyro sensor, 520 processing unit, 530 memory, 540 operation unit, 550 display unit

Claims (14)

振動子を駆動して振動子を励振させる駆動回路と、
振動子からの出力信号を受け、所望信号を検出する検出回路とを含み、
前記検出回路は、
振動子からの出力信号を増幅する増幅回路と、
検出装置の出力信号の初期オフセット電圧を除去するための調整を行うオフセット調整回路と、
参照信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路と、
同期検波後の信号のフィルタ処理を行うフィルタ部を含み、
前記フィルタ部は、
離散時間型フィルタと、
前記離散時間型フィルタの前段側に設けられた連続時間型フィルタを含み、
前記連続時間型フィルタは、
環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を有することを特徴とする検出装置。 A drive circuit for driving the vibrator to excite the vibrator;
A detection circuit that receives an output signal from the vibrator and detects a desired signal;
The detection circuit includes:
An amplifier circuit for amplifying the output signal from the vibrator;
An offset adjustment circuit for performing adjustment to remove the initial offset voltage of the output signal of the detection device;
A synchronous detection circuit that performs synchronous detection based on a reference signal;
Including a filter unit for filtering the signal after synchronous detection;
The filter unit is
A discrete time filter;
A continuous-time filter provided on the front side of the discrete-time filter,
The continuous time filter is:
A detection apparatus having frequency characteristics for removing offset fluctuations of unnecessary signals due to environmental changes. 請求項１において、
前記連続時間型フィルタは、
前記同期検波回路による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有することを特徴とする検出装置。 In claim 1,
The continuous time filter is:
A detection apparatus having a frequency characteristic of attenuating an offset variation of an unnecessary signal that appears in a frequency band of frequency k × fd (k is a natural number) by synchronous detection by the synchronous detection circuit below an amplitude of a desired signal. 請求項２において、
前記連続時間型フィルタは、
周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有することを特徴とする検出装置。 In claim 2,
The continuous time filter is:
A detection apparatus having a frequency characteristic that attenuates an offset variation of an unnecessary signal that appears in frequency bands of frequencies fd, 2fd, and 3fd to be equal to or less than an amplitude of a desired signal. 請求項２又は３において、
前記連続時間型フィルタは、１次のローパスフィルタであり、
所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、
前記連続時間型フィルタは、
ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。 In claim 2 or 3,
The continuous-time filter is a first-order low-pass filter;
When the amplitude of the desired signal is A0, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal appearing at the frequency k × fd is ΔAk, and the attenuation factor of the filter at the frequency fd is a,
The continuous time filter is:
A detection device having frequency characteristics for attenuating offset fluctuations of unnecessary signals so that ΔAk × (a / k) ≦ A0 is satisfied. 請求項２又は３において、
前記連続時間型フィルタは、２次のローパスフィルタであり、
所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、
前記連続時間型フィルタは、
ΔＡｋ×（ａ／ｋ２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。 In claim 2 or 3,
The continuous-time filter is a second-order low-pass filter;
When the amplitude of the desired signal is A0, the offset fluctuation amount of the unnecessary signal appearing at the frequency k × fd is ΔAk, and the attenuation factor of the filter at the frequency fd is a,
The continuous time filter is:
A detection apparatus having frequency characteristics for attenuating offset fluctuations of unnecessary signals so that ΔAk × (a / k 2 ) ≦ A0 is satisfied. 請求項２乃至５のいずれかにおいて、
前記連続時間型フィルタは、
前記離散時間型フィルタのアンチエイリアシングフィルタであることを特徴とする検出装置。 In any of claims 2 to 5,
The continuous time filter is:
A detection apparatus, which is an anti-aliasing filter of the discrete-time filter. 請求項１乃至６のいずれかにおいて、
前記離散時間型フィルタは、スイッチト・キャパシタ・フィルタであることを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 6.
The discrete-time filter is a switched capacitor filter. 請求項７において、
前記スイッチト・キャパシタ・フィルタは、前記参照信号に応じたクロックに基づき動作することを特徴とする検出装置。 In claim 7,
The switched capacitor filter operates based on a clock corresponding to the reference signal. 請求項１乃至８のいずれかにおいて、
前記離散時間型フィルタは、
振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分を通過させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 8.
The discrete time filter is:
It has a frequency characteristic that removes the component of the detuning frequency Δf = | fd−fs | corresponding to the difference between the drive side resonance frequency fd and the detection side resonance frequency fs of the vibrator and allows the frequency component of the desired signal to pass. A featured detection device. 請求項１乃至９のいずれかにおいて、
前記オフセット調整回路は、
初期オフセットの調整データを初期オフセットの調整電圧に変換するＤ／Ａ変換回路と、
入力信号の電圧に対して、前記Ｄ／Ａ変換回路からの前記調整電圧を加算する加算回路を含むことを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 9,
The offset adjustment circuit includes:
A D / A conversion circuit for converting the adjustment data of the initial offset into the adjustment voltage of the initial offset;
A detection apparatus comprising: an addition circuit for adding the adjustment voltage from the D / A conversion circuit to a voltage of an input signal. 請求項１０において、
前記オフセット調整回路は、前記同期検波回路の前段側に設けられ、
前記同期検波回路は、
第１のスイッチング素子と、
その一端が前記第１のスイッチング素子の一端に接続され、その他端に前記入力信号と同相の信号が入力され、前記第１のスイッチング素子がオン状態の場合にオフ状態になり、前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合にオン状態になる第２のスイッチング素子を含み、
前記オフセット調整回路の前記加算回路は、
前記入力信号の電圧と前記調整電圧の加算により得られた信号であって、前記入力信号と逆相の信号を、前記第１のスイッチング素子の他端に出力することを特徴とする検出装置。 In claim 10,
The offset adjustment circuit is provided on the front side of the synchronous detection circuit,
The synchronous detection circuit is
A first switching element;
One end thereof is connected to one end of the first switching element, a signal having the same phase as the input signal is input to the other end, and the first switching element is turned off when the first switching element is turned on. Including a second switching element that is on when the switching element is off;
The adding circuit of the offset adjusting circuit is
A detection apparatus that outputs a signal that is obtained by adding the voltage of the input signal and the adjustment voltage and has a phase opposite to that of the input signal to the other end of the first switching element. 請求項１乃至１１のいずれかに記載の検出装置と、
前記振動子と、
を含むことを特徴とするジャイロセンサ。 A detection device according to any one of claims 1 to 11,
The vibrator;
A gyro sensor comprising: 請求項１２において、
前記振動子は、
その固有共振周波数が駆動側共振周波数ｆｄとなる駆動用振動子と、
その固有共振周波数が検出側共振周波数ｆｓとなる検出用振動子とを有することを特徴とするジャイロセンサ。 In claim 12,
The vibrator is
A drive vibrator whose natural resonance frequency is the drive-side resonance frequency fd;
A gyro sensor having a detection vibrator whose natural resonance frequency is a detection-side resonance frequency fs. 請求項１２又は１３に記載のジャイロセンサと、
前記ジャイロセンサにより検出された角速度情報に基づいて処理を行う処理部と、
を含むことを特徴とする電子機器。 A gyro sensor according to claim 12 or 13,
A processing unit for performing processing based on angular velocity information detected by the gyro sensor;
An electronic device comprising:
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