JP5181449B2 - Detection device, sensor and electronic device - Google Patents
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本発明は、検出装置、センサ及び電子機器に関する。 The present invention relates to a detection device, a sensor, and an electronic device.
デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステム等の電子機器には、外的な要因で変化する物理量を検出するためのジャイロセンサが組み込まれている。このようなジャイロセンサは、角速度等の物理量を検出し、いわゆる手振れ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などに用いられる。 Electronic devices such as a digital camera, a video camera, a mobile phone, and a car navigation system incorporate a gyro sensor for detecting a physical quantity that changes due to an external factor. Such a gyro sensor detects a physical quantity such as an angular velocity and is used for so-called camera shake correction, attitude control, GPS autonomous navigation, and the like.
そして近年、ジャイロセンサの１つとして圧電型の振動ジャイロセンサが注目されている。そのなかでも、圧電材料として水晶が用いられる水晶圧電振動ジャイロセンサは、多くの装置への組み込み向けに最適なセンサとして期待が寄せられている。この振動ジャイロセンサの検出装置では、ジャイロセンサの回転によって発生するコリオリ力に応じた信号である所望信号を検出し、回転角速度を求めている。 In recent years, a piezoelectric vibration gyro sensor has attracted attention as one of the gyro sensors. Among them, a quartz piezoelectric vibration gyro sensor using quartz as a piezoelectric material is expected as an optimum sensor for incorporation into many devices. In this vibration gyro sensor detection device, a desired signal, which is a signal corresponding to the Coriolis force generated by the rotation of the gyro sensor, is detected to obtain the rotational angular velocity.
この場合、所望信号以外の不要信号（漏れ信号）が検出装置に入力されると、オフセット電圧が発生する。このため振動ジャイロセンサの検出装置の中には、このようなオフセット電圧を除去するためのオフセット調整回路が設けられているものがある。 In this case, when an unnecessary signal (leakage signal) other than the desired signal is input to the detection device, an offset voltage is generated. For this reason, some vibration gyro sensor detection devices are provided with an offset adjustment circuit for removing such an offset voltage.
しかしながら、従来の検出装置では、オフセット調整回路が同期検波回路及びローパスフィルタの後段側に設けられていた。このため、不要信号のレベルが変動した場合にオフセット変動が発生したり、オフセット調整回路のオペアンプがノイズ源となってＳＮＲ（Signal-to-Nose Ratio）が劣化するなどの課題があった。
本発明は、以上のような技術的課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、オフセット変動が少ないオフセット調整を実現できる検出装置、センサ及び電子機器を提供することにある。 The present invention has been made in view of the technical problems as described above, and an object of the present invention is to provide a detection device, a sensor, and an electronic apparatus that can realize offset adjustment with little offset fluctuation.
本発明は、駆動信号を出力して物理量トランスデューサを駆動し、前記物理量トランスデューサからフィードバック信号を受ける駆動回路と、前記物理量トランスデューサから検出信号を受け、前記検出信号から所望信号を検出する検出回路と、オフセットの調整処理を行うオフセット調整回路とを含み、前記駆動回路は、前記物理量トランスデューサからの前記フィードバック信号を増幅する駆動側増幅回路を含み、前記検出回路は、前記物理量トランスデューサからの前記検出信号を増幅する検出側増幅回路を含み、前記オフセット調整回路は、前記駆動側増幅回路により増幅された後の信号である駆動側増幅信号を前記駆動回路から受け、前記駆動側増幅信号と周波数が同一のオフセット調整信号を、前記検出側増幅回路により増幅された後の信号である検出側増幅信号に対して合成する検出装置に関係する。 The present invention outputs a drive signal to drive a physical quantity transducer and receives a feedback signal from the physical quantity transducer; a detection circuit that receives a detection signal from the physical quantity transducer and detects a desired signal from the detection signal; An offset adjustment circuit that performs offset adjustment processing, wherein the drive circuit includes a drive side amplification circuit that amplifies the feedback signal from the physical quantity transducer, and the detection circuit receives the detection signal from the physical quantity transducer. A detection side amplification circuit for amplifying, wherein the offset adjustment circuit receives a drive side amplification signal, which is a signal amplified by the drive side amplification circuit, from the drive circuit, and has the same frequency as the drive side amplification signal The offset adjustment signal is amplified by the detection side amplification circuit. It related to the detection device for combining with respect to the signal a is detected side amplified signal after.
本発明によれば、オフセット調整回路は、駆動回路から駆動側増幅信号を受ける。そして、この駆動側増幅信号と周波数が同一のオフセット調整信号を、検出側増幅信号に対して合成する。このようにすれば、駆動側増幅信号に応じたオフセット調整信号を用いて、検出側増幅信号に含まれる不要信号を除去できる。従って、不要信号のレベルが変動した場合等にも、オフセット変動を最小限に抑えることができ、オフセット変動が少ないオフセット調整を実現できる
また本発明では、前記駆動回路の前記駆動側増幅回路は、前記物理量トランスデューサからの前記フィードバック信号の増幅を行うための電流／電圧変換回路を含み、前記検出回路の前記検出側増幅回路は、前記物理量トランスデューサからの前記検出信号の増幅を行うための電荷／電圧変換回路を含み、前記オフセット調整回路は、前記電流／電圧変換回路により第１の角度だけ移相された前記駆動側増幅信号を受け、前記電荷／電圧変換回路により第２の角度だけ移相された前記検出側増幅信号に対して前記オフセット調整信号を合成するようにしてもよい。
According to the present invention, the offset adjustment circuit receives the drive side amplified signal from the drive circuit. Then, an offset adjustment signal having the same frequency as that of the drive side amplification signal is synthesized with the detection side amplification signal. In this way, unnecessary signals included in the detection-side amplified signal can be removed using the offset adjustment signal corresponding to the drive-side amplified signal. Therefore, even when the level of the unnecessary signal fluctuates, the offset fluctuation can be minimized, and offset adjustment with little offset fluctuation can be realized.In the present invention, the driving side amplifier circuit of the driving circuit includes: A current / voltage conversion circuit for amplifying the feedback signal from the physical quantity transducer, wherein the detection side amplification circuit of the detection circuit is a charge / voltage for amplifying the detection signal from the physical quantity transducer; The offset adjustment circuit receives the drive side amplification signal phase-shifted by a first angle by the current / voltage conversion circuit and phase-shifted by a second angle by the charge / voltage conversion circuit. The offset adjustment signal may be combined with the detection side amplified signal.
このようにすれば、電流／電圧変換回路と電荷／電圧変換回路とにより第１の角度と第２の角度の差に応じた位相差を実現できる。これにより、オフセット調整回路に、抵抗やキャパシタで構成されるパッシブの移相回路を設けなくても済むようになり、温度変動等によるオフセット変動を低減できる。 In this way, a phase difference corresponding to the difference between the first angle and the second angle can be realized by the current / voltage conversion circuit and the charge / voltage conversion circuit. As a result, it is not necessary to provide the offset adjustment circuit with a passive phase shift circuit composed of a resistor or a capacitor, and offset fluctuation due to temperature fluctuation or the like can be reduced.
また本発明では、前記駆動信号の電流ベクトルの方向を実軸の正方向とする複素数平面において、前記検出信号に含まれる不要信号の電圧ベクトルを、前記駆動側増幅信号の電圧ベクトルに平行な軸に投影した成分をオフセット信号の電圧とした場合に、前記オフセット調整回路は、前記オフセット信号の電圧に応じた前記オフセット調整信号を前記検出側増幅信号に対して合成するようにしてもよい。 In the present invention, the voltage vector of the unnecessary signal included in the detection signal is converted into an axis parallel to the voltage vector of the drive-side amplification signal in the complex plane having the current vector direction of the drive signal as the positive direction of the real axis. The offset adjustment circuit may synthesize the offset adjustment signal corresponding to the voltage of the offset signal with the detection-side amplification signal when the component projected onto the offset signal is used as the voltage of the offset signal.
このようにすれば、オフセット信号をオフセット調整信号で相殺できる適正なオフセット調整を実現できる。 In this way, it is possible to realize appropriate offset adjustment that can offset the offset signal with the offset adjustment signal.
また本発明では、前記オフセット調整回路は、前記オフセット信号の電圧が正の電圧レベルである場合には、負の電圧レベルの前記オフセット調整信号を前記検出側増幅信号に対して合成し、前記オフセット信号の電圧が負の電圧レベルである場合には、正の電圧レベルの前記オフセット調整信号を前記検出側増幅信号に対して合成するようにしてもよい。 In the present invention, the offset adjustment circuit may synthesize the offset adjustment signal having a negative voltage level with the detection-side amplification signal when the voltage of the offset signal is a positive voltage level, and When the voltage of the signal is a negative voltage level, the offset adjustment signal having a positive voltage level may be combined with the detection side amplified signal.
このようにすれば、オフセット信号が正の電圧レベルになった場合にも、負の電圧レベルになった場合にも、それに応じたオフセット調整信号を生成して適正なオフセット調整を実現できる。 In this way, even when the offset signal becomes a positive voltage level or a negative voltage level, an appropriate offset adjustment can be realized by generating an offset adjustment signal corresponding to the offset voltage.
また本発明では、前記オフセット調整回路は、オフセットの調整データに基づいて、前記駆動側増幅信号に対する前記オフセット調整信号のゲインを制御するゲイン制御回路を含むようにしてもよい。 In the present invention, the offset adjustment circuit may include a gain control circuit that controls the gain of the offset adjustment signal with respect to the drive-side amplification signal based on offset adjustment data.
このようにすれば、例えば検出装置の出力電圧をモニタして、出力電圧を基準値に設定するようなオフセット調整データによりゲインを調整するだけで、オフセット調整が可能になる。 In this case, for example, the output voltage of the detection device is monitored, and the offset can be adjusted only by adjusting the gain by using the offset adjustment data that sets the output voltage to the reference value.
また本発明では、前記オフセット調整回路は、前記オフセット調整信号の位相の反転、非反転を切り替える位相反転切替回路を含むようにしてもよい。 In the present invention, the offset adjustment circuit may include a phase inversion switching circuit that switches between inversion and non-inversion of the phase of the offset adjustment signal.
このような位相反転回路を設ければ、オフセット信号の電圧が正か負かであるかに応じて、位相の反転、非反転を切り替えて、オフセット調整を実現できる。 If such a phase inversion circuit is provided, the offset adjustment can be realized by switching between inversion and non-inversion of the phase depending on whether the voltage of the offset signal is positive or negative.
また本発明では、前記オフセット調整回路は、離散時間型フィルタにより構成され、前記オフセット調整信号の位相を変化させる移相回路を含むようにしてもよい。 In the present invention, the offset adjustment circuit may include a phase shift circuit configured by a discrete-time filter and changing a phase of the offset adjustment signal.
このようにすれば、温度変動等の影響を受けにくい移相回路を実現できる。 In this way, it is possible to realize a phase shift circuit that is not easily affected by temperature fluctuations.
また本発明では、前記検出回路は、前記駆動回路からの同期信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路を含み、前記検出側増幅信号は、前記同期検波回路による同期検波前の信号であり、前記オフセット調整回路は、同期検波前の前記検出側増幅信号に対して前記オフセット調整信号を合成するようにしてもよい。 In the present invention, the detection circuit includes a synchronous detection circuit that performs synchronous detection based on a synchronous signal from the drive circuit, and the detection-side amplified signal is a signal before synchronous detection by the synchronous detection circuit, The offset adjustment circuit may synthesize the offset adjustment signal with the detection-side amplified signal before synchronous detection.
このようにすれば、同期検波回路に入力される信号の不要信号を除去することが可能になり、所望信号の検出範囲の向上を図れる。 In this way, it is possible to remove unnecessary signals from the signal input to the synchronous detection circuit, and the detection range of the desired signal can be improved.
また本発明では、前記同期検波回路は、前記同期信号に基づいて、ダブルバランス・ミキサ方式で同期検波を行うようにしてもよい。 In the present invention, the synchronous detection circuit may perform synchronous detection by a double balance mixer system based on the synchronous signal.
このようにすれば、例えばシングルバランス・ミキサ方式で同期検波を行う場合に比べて、ミキサ・ゲインを大きくすることができる。これにより、同期検波回路の後段の回路を小さなゲインに設定することなどが可能になり、低ノイズでの検出処理を実現できる。 In this way, the mixer gain can be increased as compared with, for example, the case where the synchronous detection is performed by the single balance mixer method. As a result, it becomes possible to set the subsequent circuit of the synchronous detection circuit to a small gain, and the detection process with low noise can be realized.
また本発明では、前記同期検波回路は、前記同期信号が第１の電圧レベルとなる第１の期間では、前記増幅回路により増幅された第１の信号に対応する信号を、第１の出力信号として出力し、前記第１の信号の反転信号となる第２の信号に対応する信号を、第２の出力信号として出力し、前記同期信号が第２の電圧レベルとなる第２の期間では、前記第２の信号に対応する信号を、前記第１の出力信号として出力し、前記第１の信号に対応する信号を、前記第２の出力信号として出力するようにしてもよい。 In the present invention, the synchronous detection circuit outputs a signal corresponding to the first signal amplified by the amplifier circuit as a first output signal in a first period in which the synchronous signal is at a first voltage level. And a signal corresponding to the second signal that is an inverted signal of the first signal is output as a second output signal, and in the second period in which the synchronization signal is at the second voltage level, A signal corresponding to the second signal may be output as the first output signal, and a signal corresponding to the first signal may be output as the second output signal.
このようにすれば、ミキサ・ゲインを大きくできる第１、第２の出力信号の出力が可能になる。 This makes it possible to output the first and second output signals that can increase the mixer gain.
また本発明では、前記同期検波回路の後段側に設けられるフィルタ部を含み、前記フィルタ部は、前記同期検波回路からの第１、第２の出力信号が、第１、第２の差動入力信号として入力される差動増幅回路を含むようにしてもよい。 The present invention further includes a filter unit provided on the subsequent stage side of the synchronous detection circuit, wherein the filter unit receives the first and second differential inputs from the first and second output signals from the synchronous detection circuit. A differential amplifier circuit that is input as a signal may be included.
このようにすれば、第１、第２の出力信号を差動増幅することで、ゲインの大きな信号を得ることが可能になる。 In this way, a signal with a large gain can be obtained by differentially amplifying the first and second output signals.
また本発明では、前記差動増幅回路は、前記第１、第２の差動入力信号の差動増幅を行う差動アンプとして動作すると共にローパスフィルタとして動作するようにしてもよい。 In the present invention, the differential amplifier circuit may operate as a differential amplifier that performs differential amplification of the first and second differential input signals and as a low-pass filter.
このようにすれば、ローバスフィルタを別個に設ける手法に比べて、回路の構成要素数を少なくでき、ノイズ源の数を少なくできるため、ＳＮＲを向上できる。 In this way, the number of circuit components can be reduced and the number of noise sources can be reduced as compared with a method in which a low-pass filter is provided separately, so that the SNR can be improved.
また本発明では、前記検出回路は、前記同期検波回路の前段側に設けられ、ゲインを可変に制御して感度調整を行う感度調整回路を含み、前記検出側増幅信号は、前記感度調整回路による感度調整前の信号であり、前記オフセット調整回路は、感度調整前の前記検出側増幅信号に対して前記オフセット調整信号を合成するようにしてもよい。 Also, in the present invention, the detection circuit includes a sensitivity adjustment circuit that is provided on a previous stage side of the synchronous detection circuit and performs sensitivity adjustment by variably controlling a gain, and the detection-side amplification signal is generated by the sensitivity adjustment circuit. It is a signal before sensitivity adjustment, and the offset adjustment circuit may synthesize the offset adjustment signal with the detection side amplification signal before sensitivity adjustment.
このように感度調整回路を、同期検波回路の前段側に設ければ、ＤＣではない所与の周波数の信号の状態で感度調整が行われるようになるため、フリッカノイズを低減できる。また感度調整回路の前段側の回路ブロックの数が減るため、これらの回路ブロックのノイズを感度調整回路が増幅することによるＳＮＲの劣化を、最小限に抑えることができる。また感度調整前の検出側増幅信号に対してオフセット調整信号を合成すれば、感度調整回路には、不要信号が除去された信号を入力できるようになり、感度調整回路が飽和動作状態になるなどの事態を防止できる。 If the sensitivity adjustment circuit is provided on the upstream side of the synchronous detection circuit as described above, sensitivity adjustment is performed in a state of a signal having a given frequency that is not DC, and flicker noise can be reduced. In addition, since the number of circuit blocks on the front stage side of the sensitivity adjustment circuit is reduced, it is possible to minimize degradation of SNR due to amplification of noise of these circuit blocks by the sensitivity adjustment circuit. Also, if the offset adjustment signal is synthesized with the detection-side amplified signal before sensitivity adjustment, a signal from which unnecessary signals have been removed can be input to the sensitivity adjustment circuit, and the sensitivity adjustment circuit becomes saturated. Can be prevented.
また本発明では、前記物理量トランスデューサは振動ジャイロであってもよい。 In the present invention, the physical quantity transducer may be a vibration gyro.
また本発明は、上記のいずれかに記載の検出装置と、前記物理量トランスデューサとを含むセンサに関係する。 The present invention also relates to a sensor including any one of the detection devices described above and the physical quantity transducer.
また本発明は、上記に記載のセンサと、前記センサの検出情報に基づいて処理を行う処理部とを含む電子機器に関係する。 The present invention also relates to an electronic device including the sensor described above and a processing unit that performs processing based on detection information of the sensor.
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。例えば以下では、物理量トランスデューサが圧電振動子（振動ジャイロ）であり、センサがジャイロセンサである場合を例にとり説明するが、本発明はこれに限定されない。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail. The present embodiment described below does not unduly limit the contents of the present invention described in the claims, and all the configurations described in the present embodiment are indispensable as means for solving the present invention. Not necessarily. For example, a case where the physical quantity transducer is a piezoelectric vibrator (vibration gyro) and the sensor is a gyro sensor will be described below as an example, but the present invention is not limited to this.
１．検出装置の構成
図１に本実施形態の検出装置３０の構成例を示す。この検出装置３０は駆動回路４０と検出回路６０を含む。なお検出装置３０は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。
1. Configuration of Detection Device FIG. 1 shows a configuration example of the
物理量トランスデューサである振動子１０（振動ジャイロ）は、例えば水晶などの圧電材料により形成される圧電振動子である。図２（Ａ）に、振動子１０の一例として音叉型圧電振動子を示す。この振動子１０は、駆動用振動子１１、１２と検出用振動子１６、１７を含む。駆動用振動子１１、１２には駆動端子２、４が設けられ、検出用振動子１６、１７には検出端子６、８が設けられている。なお図２（Ａ）では、振動子１０が音叉型である場合の例を示しているが、本実施形態の振動子１０はこのような構造に限定されない。例えばＴ字型やダブルＴ字型等であってもよい。また振動子１０の圧電材料は水晶以外であってもよい。また物理量トランスデューサである振動子１０は、静電容量による駆動・検出動作を同様に行う静電型ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）であってもよい。また物理量トランスデューサとは物理量（物の性質の度合いを表す量であり、その単位が定義されているもの）を他の物理量に変換するための素子である。変換対象となる物理量としては、コリオリ力以外にも重力などの力や、加速度、質量などが考えられる。また変換により得られる物理量としては、電流（電荷）以外にも電圧等であってもよい。
The vibrator 10 (vibration gyro), which is a physical quantity transducer, is a piezoelectric vibrator formed of a piezoelectric material such as quartz. FIG. 2A shows a tuning fork type piezoelectric vibrator as an example of the
駆動回路４０は、駆動信号（駆動電圧）ＶＤを出力して振動子１０（広義には物理量トランスデューサ）を駆動し、振動子１０からフィードバック信号ＶＦを受ける。これにより振動子１０を励振させる。検出回路６０は、駆動信号ＶＤにより駆動される振動子１０から検出信号（検出電流、電荷）ＩＳＰ、ＩＳＭを受け、検出信号から所望信号（コリオリ力信号）を検出（抽出）する。
The
具体的には、駆動回路４０からの交流の駆動信号（駆動電圧）ＶＤが図２（Ａ）の駆動用振動子１１の駆動端子２に印加される。すると逆電圧効果によって駆動用振動子１１が振動を開始し、音叉振動により駆動用振動子１２も振動を開始する。この時、駆動用振動子１２の圧電効果によって発生する電流（電荷）が、駆動端子４からフィードバック信号ＶＦとして駆動回路４０にフィードバックされる。これにより振動子１０を含む発振ループが形成される。
Specifically, an alternating drive signal (drive voltage) VD from the
駆動用振動子１１、１２が振動すると、検出用振動子１６、１７が図２（Ａ）に示す方向に振動速度ｖで振動する。すると、検出用振動子１６、１７の圧電効果によって発生する電流（電荷）が、検出信号ＩＳＰ、ＩＳＭとして検出端子６、８から出力される。すると、検出回路６０は、この振動子１０からの検出信号ＩＳＰ、ＩＳＭを受け、コリオリ力に応じた信号である所望信号（所望波）を検出する。
When the
即ち、図２（Ａ）の検出軸１９を中心に振動子１０（ジャイロセンサ）が回転すると、振動速度ｖの振動方向と直交する方向にコリオリ力Ｆｃが発生する。例えば図２（Ｂ）に、図２（Ａ）の検出軸１９を上側から見た図を模式的に示す。図２（Ｂ）において、検出軸１９を中心に回転したときの角速度をωとし、振動子の質量をｍとし、振動子の振動速度をｖとすると、コリオリ力はＦｃ＝２ｍ・ｖ・ωと表される。従って検出回路６０が、コリオリ力に応じた信号である所望信号を検出（抽出）することで、ジャイロセンサ（振動子）の回転角速度ωを求めることができる。
That is, when the vibrator 10 (gyro sensor) rotates around the
なお振動子１０には、駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓがある。具体的には、駆動用振動子１１、１２の固有共振周波数（駆動振動モードの固有共振周波数）がｆｄであり、検出用振動子１６、１７の固有共振周波数（検出振動モードの固有共振周波数）がｆｓである。この場合に、駆動用振動子１１、１２と検出用振動子１６、１７とが検出動作可能で、且つ、不要な共振結合を起こさない適度なモード間結合を持つ範囲で、ｆｄとｆｓの間に一定の周波数差を持たせている。この周波数差である離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜は、ｆｄ、ｆｓに比べて十分に小さな周波数に設定されている。
The
駆動回路（発振回路）４０は、電流を電圧に変換する駆動側の増幅回路（Ｉ／Ｖ変換回路）４２と、自動ゲイン制御を行うＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路４４と、２値化回路（コンパレータ）４６を含む。駆動回路４０では、ジャイロセンサの感度を一定に保つために、振動子１０（駆動用振動子）に供給する駆動電圧の振幅を一定に保つ必要がある。このため、駆動振動系の発振ループ内に、ゲインを自動調整するためのＡＧＣ回路４４が設けられる。具体的にはＡＧＣ回路４４は、フィードバック信号ＦＤの振幅（振動子の振動速度ｖ）が一定になるように、ゲインを可変に自動調整する。なお、発振ループでの位相シフトが０度（０deg）になるように位相が調整される。また発振起動時には、高速な発振起動を可能にするために、発振ループのゲインは１よりも大きなゲインに設定される。
The driving circuit (oscillation circuit) 40 includes a driving side amplification circuit (I / V conversion circuit) 42 that converts current into voltage, an AGC (Automatic Gain Control)
駆動側の増幅回路４２は、振動子１０からのフィードバック信号ＦＤを増幅する。具体的には増幅回路４２が含むＩ／Ｖ変換回路４３が、振動子１０からのフィードバック信号ＦＤである電流（電荷）を、電圧に変換して増幅し、駆動側増幅信号ＶＤ２として出力する。
The driving
ＡＧＣ回路４４は、駆動側の増幅回路４２により増幅された後の信号である駆動側増幅信号ＶＤ２を監視して、発振ループのゲインを制御する。このＡＧＣ回路４４は、発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）や、発振振幅に応じてゲインコントロールアンプのゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路を含むことができる。また、このゲイン制御回路は、増幅回路４２からの交流の信号ＶＤ２を直流信号に変換する整流回路（全波整流回路）や、整流回路からの直流信号の電圧と基準電圧との差分に応じた制御電圧を出力する回路などを含むことができる。
The
２値化回路４６は、正弦波である駆動側増幅信号ＶＤ２の２値化処理を行い、２値化処理により得られた同期信号（参照信号）ＣＬＫを、検出回路６０の同期検波回路１００に出力する。この２値化回路４６は、増幅回路４２からの正弦波（交流）の信号ＶＤ２が入力されて、矩形波の同期信号ＣＬＫを出力するコンパレータにより実現できる。なお増幅回路４２と２値化回路４６の間や２値化回路４６と同期検波回路１００の間に他の回路を設けてもよい。例えばハイパスフィルタや移相回路（位相シフタ）などを設けてもよい。
The
検出回路６０は、増幅回路７０、同期検波回路１００、フィルタ部１１０を含む。なおこれらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加してもよい。
The
検出側の増幅回路７０は、振動子１０からの検出信号ＩＳＰ、ＩＳＭを増幅する。具体的には増幅回路７０が含むＱ／Ｖ変換回路７２、７４が、振動子１０からの信号ＩＳＰ、ＩＳＭを受け、振動子１０で発生した電荷（電流）を電圧に変換して増幅する。
The detection-
同期検波回路（検波回路、検波器）１００は、同期信号（同期クロック、参照信号）ＣＬＫに基づいて同期検波を行う。この同期検波により、機械振動漏れの不要信号の除去が可能になる。 A synchronous detection circuit (detection circuit, detector) 100 performs synchronous detection based on a synchronous signal (synchronous clock, reference signal) CLK. This synchronous detection makes it possible to eliminate unnecessary signals for mechanical vibration leakage.
同期検波回路１００の後段側に設けられるフィルタ部１１０は、同期検波後の信号ＶＳ６のフィルタ処理を行う。具体的には、高周波成分を除去するローパスフィルタ処理を行う。
The
振動子１０からの検出信号（センサ信号）には、所望信号（所望波）と不要信号（不要波）が混在している。不要信号の振幅は一般的に所望信号の振幅の１００〜５００倍程度となるため、検出装置３０に対する要求性能は高くなる。この不要信号には、機械振動漏れや、静電結合漏れや、離調周波数Δｆや、２ｆｄ（２ωｄ）や、ＤＣオフセットなどに起因するものがある。機械振動漏れの不要信号は、振動子１０の形状のアンバランス等に起因して発生する。また静電結合漏れの不要信号は、図１の駆動信号ＶＤが、寄生キャパシタＣＰ、ＣＭを通じてＩＳＰ、ＩＳＭの入力端子等に漏洩することで発生する。
The detection signal (sensor signal) from the
図３（Ａ）〜図３（Ｃ）は、不要信号の除去について説明するための周波数スペクトラムである。図３（Ａ）は同期検波前の周波数スペクトラムである。図３（Ａ）に示すように、同期検波前の検出信号では、ＤＣの周波数帯域にはＤＣオフセットの不要信号が存在する。またｆｄの周波数帯域には、機械振動漏れの不要信号と所望信号が存在する。 FIGS. 3A to 3C are frequency spectra for explaining the removal of unnecessary signals. FIG. 3A shows a frequency spectrum before synchronous detection. As shown in FIG. 3A, in the detection signal before synchronous detection, there is a DC offset unnecessary signal in the DC frequency band. Further, an unnecessary signal and a desired signal of mechanical vibration leakage exist in the frequency band of fd.
図３（Ｂ）は同期検波後の周波数スペクトラムである。図３（Ａ）のｆｄの周波数帯域の所望信号は、図３（Ｂ）に示すように同期検波後はＤＣ及び２ｆｄの周波数帯域に現れる。また図３（Ａ）のＤＣの周波数帯域の不要信号（ＤＣオフセット）は、図３（Ｂ）に示すように同期検波後はｆｄの周波数帯域に現れる。また図３（Ａ）のｆｄの周波数帯域の不要信号（機械振動漏れ）は、図３（Ｂ）に示すように同期検波後は２ｆｄの周波数帯域に現れる。 FIG. 3B shows a frequency spectrum after synchronous detection. The desired signal in the fd frequency band in FIG. 3A appears in the DC and 2fd frequency bands after synchronous detection, as shown in FIG. 3B. Further, an unnecessary signal (DC offset) in the DC frequency band of FIG. 3A appears in the fd frequency band after synchronous detection, as shown in FIG. 3B. Further, an unnecessary signal (mechanical vibration leakage) in the fd frequency band in FIG. 3A appears in the 2fd frequency band after synchronous detection, as shown in FIG. 3B.
図３（Ｃ）はフィルタ処理後の周波数スペクトラムである。同期検波後の信号をフィルタ部１１０で平滑化（ＬＰＦ）することで、ｆｄ、２ｆｄ等の周波数帯域の不要信号の周波数成分を除去できる。
FIG. 3C shows the frequency spectrum after the filter processing. By smoothing (LPF) the signal after synchronous detection by the
そして本実施形態では図１に示すように、オフセットの調整処理（オフセット電圧の除去）を行うオフセット調整回路２０が設けられている。このオフセット調整回路２０は、駆動側の増幅回路４２により増幅された後の信号である駆動側の増幅信号ＶＤ２を駆動回路４０から受ける。そして駆動側の増幅信号ＶＤ２と周波数が同一のオフセット調整信号ＶＯＦを、検出側の増幅回路７０により増幅された後の信号である検出側の増幅信号ＶＳ３に対して合成（加算又は減算等）する。この信号の合成は例えば合成部２１により行われる。この合成部２１は、例えばアナログ回路の加算器や減算器などにより実現できる。なお検出回路６０が元々有する回路や素子を利用して、オフセット調整信号ＶＯＦと信号ＶＳ３の合成を実現してもよい。
In this embodiment, as shown in FIG. 1, an offset
例えば図４に本実施形態の比較例を示す。この比較例では、同期検波回路１０１及びフィルタ部１１１の後段側に、アナログ回路の加算器（減算器）で構成されるオフセット調整回路２１が設けられている。そして同期検波及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）処理後の信号に対してオフセット調整処理が行われている。しかしながら、この比較例には以下のような問題点がある。
（Ａ１）漏れ信号（不要信号、ＤＣオフセット）のレベルが変動すると、出力オフセットも変動する。例えば電源電圧の変動等により駆動信号の振幅が変化すると、漏れ信号のレベルも変動し、これによりジャイロ出力信号ＶＳＱのオフセットも変動してしまう。
（Ａ２）ジャイロセンサの信号帯域はＤＣ〜数百Ｈｚであるため、オフセット調整回路２１が含むオペアンプ（増幅器）ＯＰＪの１／ｆノイズが影響し、ジャイロ出力信号ＶＳＱのＳＮＲ（Signal-to-Nose Ratio）が悪化する。
（Ａ３）オフセット調整電圧ＶＡを生成するために、基準電圧生成回路やＤ／Ａ変換回路が必要になり、回路の大規模化や高コスト化を招く。
（Ａ４）同期検波回路１０１の後段側にオフセット調整回路２１が設けられているため、同期検波回路１０１の入力信号ＶＳ５に漏れ信号も重畳されてしまい、オペアンプ等の飽和制限により、検出できる角速度範囲が小さくなる。
For example, FIG. 4 shows a comparative example of this embodiment. In this comparative example, an offset
(A1) When the level of the leakage signal (unnecessary signal, DC offset) varies, the output offset also varies. For example, when the amplitude of the drive signal changes due to fluctuations in the power supply voltage or the like, the level of the leakage signal also changes, thereby causing the offset of the gyro output signal VSQ to change.
(A2) Since the signal band of the gyro sensor is DC to several hundred Hz, the 1 / f noise of the operational amplifier (amplifier) OPJ included in the offset
(A3) In order to generate the offset adjustment voltage VA, a reference voltage generation circuit and a D / A conversion circuit are required, resulting in an increase in circuit scale and cost.
(A4) Since the offset
これに対して図１の本実施形態によれば、駆動回路４０からの信号ＶＤ２に基づいてオフセット調整信号ＶＯＦが生成されるため、オフセットの調整レベルが、駆動回路４０の駆動電圧に比例するようになる。従って、ジャイロ出力信号ＶＳＱのオフセット変動を最小限に抑えることができる。
On the other hand, according to the present embodiment of FIG. 1, the offset adjustment signal VOF is generated based on the signal VD2 from the
また本実施形態によれば、同期検波回路１００による同期検波前の信号ＶＳ３に対してオフセット調整が行われる。このような同期検波前であると、信号帯域が駆動周波数ｆｄの付近になるため（図３（Ａ）参照）、オペアンプの１／ｆノイズ等を小さくできる。
Further, according to the present embodiment, the offset adjustment is performed on the signal VS3 before the synchronous detection by the
また本実施形態によれば、図４のオフセット調整電圧ＶＡを生成するための基準電圧生成回路やＤ／Ａ変換回路が不要になるため、回路の小規模化や低コスト化を図れる。 Further, according to the present embodiment, the reference voltage generation circuit and the D / A conversion circuit for generating the offset adjustment voltage VA shown in FIG. 4 are not necessary, so that the circuit can be reduced in size and cost.
２．Ｑ／Ｖ変換回路、Ｉ／Ｖ変換回路
図５（Ａ）に、検出側の増幅回路７０の構成例を示す。増幅回路７０は、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４、差動増幅回路７６を含む。Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４は、振動子１０で発生した電荷（電流）を電圧に変換する。差動増幅回路７６は、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４からの信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍの差動増幅を行う。
2. Q / V Conversion Circuit and I / V Conversion Circuit FIG. 5A shows a configuration example of the detection-
図５（Ｂ）にＱ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路の構成例を示す。このＱ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路は、ノードＮＡ１とＮＡ２の間に設けられるキャパシタＣＡ１及び抵抗ＲＡ１と、オペアンプ（演算増幅器）ＯＰＡを含み、ローパスフィルタの周波数特性を有する。オペアンプＯＰＡの第１の入力端子（反転入力端子）には入力ノードＮＡ１が接続され、第２の入力端子（非反転入力端子）にはＡＧＮＤの電源ノード（基準電源電圧ノード）が接続される。 FIG. 5B shows a configuration example of the Q / V (I / V) conversion circuit. The Q / V (I / V) conversion circuit includes a capacitor CA1 and a resistor RA1 provided between nodes NA1 and NA2, and an operational amplifier (operational amplifier) OPA, and has frequency characteristics of a low-pass filter. An input node NA1 is connected to the first input terminal (inverted input terminal) of the operational amplifier OPA, and an AGND power supply node (reference power supply voltage node) is connected to the second input terminal (non-inverted input terminal).
図５（Ｂ）の回路を、検出側の増幅回路７０が含むＱ／Ｖ変換回路（電荷／電圧変換回路）７２、７４として機能させる場合には、図６（Ａ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃ＝１／２πＣＲが駆動周波数ｆｄよりも十分に小さくなるように、ＣＡ１の容量値とＲＡ１の抵抗値を設定する。これにより共振周波数ｆｄにおいて位相が約−９０度（９０deg）だけ変化するようになる。
When the circuit of FIG. 5B is functioned as the Q / V conversion circuits (charge / voltage conversion circuits) 72 and 74 included in the detection-
一方、図５（Ｂ）の回路を、駆動側の増幅回路４２が含むＩ／Ｖ変換回路（電流／電圧変換回路）４３として機能させる場合には、図６（Ｂ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃ＝１／２πＣＲが駆動周波数ｆｄよりも十分に大きくなるように、ＣＡ１の容量値とＲＡ１の抵抗値を設定する。
On the other hand, when the circuit of FIG. 5B is made to function as an I / V conversion circuit (current / voltage conversion circuit) 43 included in the driving-
図５（Ｃ）に差動増幅回路７６の構成例を示す。差動増幅回路７６は、抵抗ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＢ３、ＲＢ４とオペアンプＯＰＢを含む。ＲＢ１、ＲＢ２の抵抗比とＲＢ３、ＲＢ４の抵抗比を等しくすることで、図５（Ｃ）の差動増幅回路７６は、互いに逆相の信号である入力信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍの差分を増幅する差動増幅を行う。この差動増幅により、振動子１０からのＱ／Ｖ変換回路７２、７４に入力されるコモンモードノイズや静電結合漏れ等の不要信号の除去が可能になる。
FIG. 5C shows a configuration example of the
例えば本実施形態の比較例として、オフセット調整回路２０に対して、抵抗やキャパシタで構成されるパッシブの移相回路を設け、この移相回路により９０度の移相を行う手法が考えられる。
For example, as a comparative example of the present embodiment, a method of providing a passive phase shift circuit composed of a resistor and a capacitor for the offset
しかしながら、この比較例の手法では、温度変動等による移相回路の伝達特性の変動が大きいため、オフセット調整量が変動してしまう。この結果、ジャイロ出力信号のオフセット変動が発生する。 However, in the method of this comparative example, the amount of offset adjustment varies because the variation in the transfer characteristic of the phase shift circuit due to temperature variation or the like is large. As a result, offset fluctuation of the gyro output signal occurs.
これに対して図１では、駆動側の増幅回路４２にＩ／Ｖ変換回路４３を含ませる一方で、検出側の増幅回路７０にＱ／Ｖ変換回路７２、７４を含ませている。このようにすれば、共振周波数ｆｄにおいてそれぞれ、Ｉ／Ｖ変換回路４３の移相は１８０度（又は０度）となる一方で、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４の移相は−９０度（又は＋９０度）になる。これにより、オフセット調整回路２０にパッシブの移相回路を設けなくても済むようになる。この結果、温度変動等によるジャイロ出力信号のオフセット変動を最小限に抑えることが可能になる。
On the other hand, in FIG. 1, the drive
３．オフセット調整
次に図７、図８の複素平面図を用いて、オフセット調整の詳細について説明する。図７、図８において、Ｉｄｒは駆動回路４０による振動子１０の駆動電流であり、Ｖｄｒは駆動電圧である（図１のＶＤ）。θｄｒは、駆動電圧Ｖｄｒと駆動電流Ｉｄｒとの位相差である。この位相差θｄｒは、振動子１０の寄生インダクタンスや寄生キャパシタ等により生じるものである。
3. Offset Adjustment Next, details of the offset adjustment will be described with reference to the complex plan views of FIGS. 7 and 8, I dr is a drive current of the
Ｖｇｙｒｏは、ジャイロ検出信号であり、振動子１０（ジャイロセンサ）の回転角速度から生じるコリオリ力に比例して生成される信号である。 V Gyro is a gyro detection signal, a signal generated in proportion to the Coriolis force resulting from the rotation angular velocity of the transducer 10 (gyro sensor).
Ｖｖｉｂは、振動子１０の形状のアンバランス等を原因として、駆動用振動子の駆動機械振動が検出用駆動子側に漏れることで生成される信号である。
V vib is a signal generated when the drive mechanical vibration of the drive vibrator leaks to the detection driver side due to an imbalance in the shape of the
Ｖｅｓは、駆動電圧が素子端子（電極）、ワイヤボンディング、ＩＣパターン等の等価結合キャパシタ（ＣＰ、ＣＭ）を介して検出回路６０に混入される信号である。
（１）図７、図８において、駆動電流は下式のように表される。
V es is a signal in which the drive voltage is mixed into the
(1) In FIGS. 7 and 8, the drive current is represented by the following equation.
Ｉｄｒ（ωｔ）＝Ｄ１・ｃｏｓωｔ
ここでＤ１は駆動電流振幅である。また図７、図８は、駆動信号の駆動電流ベクトルであるＩｄｒの方向を実軸の正方向とする複素数平面図になっている。
（２）駆動電圧は下式のように表される。
I dr (ωt) = D 1 · cos ωt
Wherein by D 1 is the drive current amplitude. 7 and 8 are complex plan views in which the direction of I dr that is the drive current vector of the drive signal is the positive direction of the real axis.
(2) The drive voltage is expressed by the following equation.
Ｖｄｒ（ωｔ）＝Ｄ２・ｃｏｓ（ωｔ＋θｄｒ）
ここでＤ２は駆動電圧振幅であり、θｄｒは駆動電圧と駆動電流の位相差である。
（３）フィードバック信号増幅信号（駆動側増幅信号ＶＤ２）は下式のように表される。
V dr (ωt) = D 2 · cos (ωt + θ dr )
Here, D 2 is the drive voltage amplitude, and θ dr is the phase difference between the drive voltage and the drive current.
(3) The feedback signal amplification signal (driving side amplification signal VD2) is expressed by the following equation.
Ｖｄｒ２（ωｔ）＝Ａｄｒ・Ｖｄｒ（ωｔ＋θ１）
＝Ａｄｒ・Ｄ２・ｃｏｓ（ωｔ＋θ１＋θｄｒ）
＝Ｇ・ｃｏｓ（ωｔ＋θ１＋θｄｒ）
ここでＡｄｒは駆動電圧−フィードバック信号増幅信号の増幅率である。またθ１（第１の角度）は駆動側の移相であり、例えば駆動側の増幅回路４２をＩ／Ｖ変換回路４３で構成した場合には、θ１はπ［ｒａｄ］（１８０［ｄｅｇ］）程度になる。
（４）ジャイロ検出電流は下式のように表される。
V dr2 (ωt) = A dr · V dr (ωt + θ 1 )
= A dr · D 2 · cos (ωt + θ 1 + θ dr )
= G · cos (ωt + θ 1 + θ dr )
Here, A dr is a drive voltage-amplification factor of the feedback signal amplification signal. Θ 1 (first angle) is a phase shift on the drive side. For example, when the
(4) The gyro detection current is expressed by the following equation.
Ｉｇｙｒｏ（ωｔ）＝ＦＣ・Ｋｇ・ｃｏｓ（ωｔ＋π／２）
ここでＦＣはコリオリ力であり、Ｋｇはコリオリ力−検出電流の変換効率であり、ωは駆動角振動数である。
（５）同期検波前におけるジャイロ検出信号（所望信号）は下式のように表される。
I gyro (ωt) = F C · K g · cos (ωt + π / 2)
Here, F C is the Coriolis force, K g is the Coriolis force-detection current conversion efficiency, and ω is the drive angular frequency.
(5) A gyro detection signal (desired signal) before synchronous detection is represented by the following equation.
Ｖｇｙｒｏ（ωｔ）＝Ｉｇｙｒｏ（ωｔ＋θ２）・Ａ１
＝ＦＣ・Ｋｇ・Ａ１・ｃｏｓ（ωｔ＋π／２＋θ２）
＝Ｈ・ｃｏｓ（ωｔ＋π／２＋θ２）
ここでＡ１は検出回路の同期検波前増幅率であり、θ２（第２の角度）は同期検波前の検出側の移相である。例えば検出側の増幅回路７０をＱ／Ｖ変換回路７２、７４で構成した場合には、θ２は−π／２［ｒａｄ］（−９０［ｄｅｇ］）程度になる。
（６）ジャイロ出力におけるジャイロ検出信号（所望信号）は下式のように表される。
V gyro (ωt) = I gyro (ωt + θ 2 ) · A 1
= F C · K g · A 1 · cos (ωt + π / 2 + θ 2 )
= H · cos (ωt + π / 2 + θ 2 )
Here, A 1 is the amplification factor before synchronous detection of the detection circuit, and θ 2 (second angle) is the phase shift on the detection side before synchronous detection. For example, when the detection-
(6) The gyro detection signal (desired signal) at the gyro output is expressed by the following equation.
｜Ｓｇｙｒｏ｜＝｜Ｖｇｙｒｏ（ωｔ）｜ｍａｘ・Ｋｄ・Ａ２・ｃｏｓ（θｄｒ−π／２＋θ１−θ２）
＝Ｈ・Ｋｄ・Ａ２・ｃｏｓ（θｄｒ−π／２＋θ１−θ２）
ここでＫｄは同期検波振幅変換の最大効率であり、Ａ２は検出回路の同期検波以後の増幅率である。ここではＡＭ変調が行われているため、｜Ｖｇｙｒｏ（ωｔ）｜ｍａｘ＝ＦＣ・Ｋｇ・Ａ１＝Ｈとなる。
（７）同期検波前における機械漏れ信号は下式のように表される。
| S gyro | = | V gyro (ωt) | max · K d · A 2 · cos (θ dr −π / 2 + θ 1 −θ 2 )
= H · K d · A 2 · cos (θ dr −π / 2 + θ 1 −θ 2 )
Here, K d is the maximum efficiency of the synchronous detection amplitude conversion, and A 2 is the amplification factor after the synchronous detection of the detection circuit. Since AM modulation is performed here, | V gyro (ωt) | max = F C · K g · A 1 = H.
(7) The machine leakage signal before synchronous detection is expressed as follows.
Ｖｖｉｂ（ωｔ）＝Ｉｄｒ（ωｔ＋θ２）・Ｋｖｉｂ・Ａ１
＝Ｋｖｉｂ・Ａ１・Ｄ１・ｃｏｓ（ωｔ＋θ２）
＝Ｉ・ｃｏｓ（ωｔ＋θ２）
ここでＫｖｉｂは検出電流−機械漏れの比例定数である。
（８）ジャイロ出力における機械漏れ信号は下式のように表される。
V vib (ωt) = I dr (ωt + θ 2 ) · K vib · A 1
= K vib · A 1 · D 1 · cos (ωt + θ 2 )
= I · cos (ωt + θ 2 )
Here, K vib is a proportional constant of detected current-mechanical leakage.
(8) The machine leakage signal at the gyro output is expressed as follows.
｜Ｓｖｉｂ｜＝｜Ｖｖｉｂ（ωｔ）｜ｍａｘ・Ｋｄ・Ａ２・ｃｏｓ（θｄｒ＋θ１−θ２）
＝Ｉ・Ｋｄ・Ａ２・ｃｏｓ（θｄｒ＋θ１−θ２）
（９）同期検波前における静電漏れ信号は下式のように表される。
| S vib | = | V vib (ωt) | max · K d · A 2 · cos (θ dr + θ 1 −θ 2 )
= I · K d · A 2 · cos (θ dr + θ 1 −θ 2 )
(9) The electrostatic leakage signal before synchronous detection is expressed by the following equation.
Ｖｅｓ（ωｔ）＝Ｖｄｒ（ωｔ＋π／２＋θ２）・Ｋｅｓ・Ａ１
＝Ｋｅｓ・Ａ１・Ｄ２・ｃｏｓ（ωｔ＋θｄｒ＋π／２＋θ２）
＝Ｊ・ｃｏｓ（ωｔ＋θｄｒ＋π／２＋θ２）
ここでＫｅｓは駆動電圧−静電漏れの比例定数である。
（１０）ジャイロ出力における静電漏れ信号は下式のように表される。
V es (ωt) = V dr (ωt + π / 2 + θ 2 ) · K es · A 1
= K es · A 1 · D 2 · cos (ωt + θ dr + π / 2 + θ 2 )
= J · cos (ωt + θ dr + π / 2 + θ 2 )
Here, K es is a proportional constant of drive voltage-electrostatic leakage.
(10) The electrostatic leakage signal at the gyro output is expressed by the following equation.
｜Ｓｅｓ｜＝｜Ｖｅｓ（ωｔ）｜ｍａｘ・Ｋｄ・Ａ２・ｃｏｓ（θ１−θ２−π／２）
＝Ｊ・Ｋｄ・Ａ２・ｃｏｓ（θ１−θ２−π／２）
（１１）その他の不要信号（機械漏れ、静電漏れ以外の不要信号）をＶｅｔｃ（ωｔ）とすると、同期検波前の漏れ信号の合計である合計漏れ信号は下式のようになる。
| S es | = | V es (ωt) | max · K d · A 2 · cos (θ 1 −θ 2 −π / 2)
= J · K d · A 2 · cos (θ 1 −θ 2 −π / 2)
(11) When other unnecessary signals (unnecessary signals other than mechanical leakage and electrostatic leakage) are V etc (ωt), the total leakage signal, which is the total of the leakage signals before synchronous detection, is expressed by the following equation.
Ｖｏｆｓ（ωｔ）＝Ｖｖｉｂ（ωｔ）＋Ｖｅｓ（ωｔ）＋Ｖｅｔｃ（ωｔ）
（１２）オフセット調整回路が出力すべきオフセット調整信号は下式のようになる。
V ofs (ωt) = V vib (ωt) + V es (ωt) + V etc (ωt)
(12) The offset adjustment signal to be output by the offset adjustment circuit is given by the following equation.
Ｓａｄｊ（ωｔ）＝＋／−｜Ｖｄｒ２（ωｔ）｜ｍａｘ・Ｋｄ・Ａｏｆｓ・ｃｏｓ（θｏｆｓ）
ここでＡｏｆｓは調整ゲインであり、θｏｆｓは図７、図８に示すように合計漏れ信号−駆動電圧の位相差である。
S adj (ωt) = + / − | V dr2 (ωt) | max · K d · A ofs · cos (θ ofs )
Here, A ofs is an adjustment gain, and θ ofs is a total leakage signal-phase difference of driving voltage as shown in FIGS.
図７、図８の複素平面では、移相の基準となる駆動電流Ｉｄｒのベクトル（広義には駆動信号の電流ベクトル）の方向が、実軸（Ｒｅ）の正方向となっている。 In the complex planes of FIGS. 7 and 8, the direction of the drive current Idr vector (current vector of the drive signal in a broad sense) serving as a phase shift reference is the positive direction of the real axis (Re).
また、駆動電流Ｉｄｒのベクトルとジャイロ検出電流Ｉｇｙｒｏのベクトルは直交する（（４）参照）。また検出側の増幅回路７０が、移相θ２が−９０度（−９０deg）となるＱ／Ｖ変換回路７２、７４を含むため、ジャイロ検出電流Ｉｇｙｒｏのベクトルと同期検波前のジャイロ検出信号Ｖｇｙｒｏの電圧ベクトルは直交する（（５）参照）。このため、図７、図８に示すように、Ｖｇｙｒｏの電圧ベクトルは、Ｉｄｒの電流ベクトルと平行になる。
Also, the vector of the vector and the gyro detection current I Gyro drive current I dr is orthogonal (see (4)). The
また駆動側の増幅回路４２が、移相θ１が１８０度となるＩ／Ｖ変換回路４３を含むため、フィードバック信号増幅信号Ｖｄｒ２の電圧ベクトルとＩｄｒの電流ベクトルとの位相差は、図７、図８に示すように（１８０＋θｄｒ）度になる。また静電漏れ信号Ｖｅｓの電圧ベクトルとＩｄｒの電流ベクトルとの位相差も（１８０＋θｄｒ）度になり、機械漏れ信号Ｖｖｉｂの電圧ベクトルとＩｄｒの電流ベクトルとの位相差は９０度になる。そしてＶｅｓの電圧ベクトルとＶｖｉｂの電圧ベクトルの合成ベクトルが、合計漏れ信号Ｖｏｆｓの電圧ベクトルになる。
Further, since the driving-
この場合には図８に示すように、合計漏れ信号Ｖｏｆｓ（広義には不要信号）の電圧ベクトルを、Ｖｄｒ２の電圧ベクトル（広義には駆動側増幅信号の電圧ベクトル）に平行な軸に投影した成分が、オフセット信号の電圧Ｓｏｆｓになる。即ち同期信号の電圧ベクトルに平行な軸に投影した成分が、オフセット信号Ｓｏｆｓの電圧になる。またＶｇｙｒｏの電圧ベクトルを、Ｖｄｒ２の電圧ベクトル（同期信号の電圧ベクトル）に平行な軸に投影した成分が、ジャイロ検出信号Ｓｇｙｒｏの電圧になる。 In this case, as shown in FIG. 8, the voltage vector of the total leakage signal V ofs (unnecessary signal in a broad sense) is set on an axis parallel to the voltage vector of V dr2 (the voltage vector of the drive side amplification signal in a broad sense). The projected component becomes the voltage S ofs of the offset signal. That is, the component projected on the axis parallel to the voltage vector of the synchronizing signal becomes the voltage of the offset signal S ofs . Also the voltage vector V Gyro, component projected onto the axis parallel voltage vector (a voltage vector of the synchronization signal) of the V dr2 becomes the voltage of the gyro detection signal S Gyro.
そこで図８に示すように、オフセット調整回路２０は、オフセット信号Ｓｏｆｓの電圧に応じたオフセット調整信号Ｓａｄｊを生成して、駆動側の増幅信号ＶＳ３に合成する。例えばオフセット信号Ｓｏｆｓの電圧が正の電圧レベルであれば、負の電圧レベルのオフセット調整信号Ｓａｄｊを合成し、オフセット信号Ｓｏｆｓの電圧が負の電圧レベルであれば、正の電圧レベルのオフセット調整信号Ｓａｄｊを合成する。またオフセット信号Ｓｏｆｓの電圧の絶対値が大きければ、電圧の絶対値が大きいオフセット調整信号Ｓａｄｊを合成し、オフセット信号Ｓｏｆｓの電圧の絶対値が小さければ、電圧の絶対値が小さいオフセット調整信号Ｓａｄｊを合成する。即ちオフセット信号Ｓｏｆｓを相殺するオフセット調整信号Ｓａｄｊを合成（生成）する。これにより、漏れ信号Ｖｏｆｓによるオフセット電圧を除去することができ、適正なオフセット調整を実現できる。
Therefore, as shown in FIG. 8, the offset
例えば比較例の手法として、オフセット調整を実現するために、抵抗やキャパシタにより構成され、移相が９０度となるパッシブの移相回路をオフセット調整回路に設ける手法が考えられる。 For example, as a method of a comparative example, in order to realize offset adjustment, a method of providing a passive phase shift circuit configured by a resistor or a capacitor and having a phase shift of 90 degrees in the offset adjustment circuit is conceivable.
しかしながら、この比較例の手法では、温度変動等による移相回路の伝達特性変動が大きいため、オフセット調整量が変動し、この結果、出力のオフセット変動が発生する。 However, in the method of this comparative example, since the transfer characteristic variation of the phase shift circuit due to temperature variation or the like is large, the offset adjustment amount varies, and as a result, output offset variation occurs.
これに対して図１では、駆動側の増幅回路４２に、移相がθ１（１８０度）となるＩ／Ｖ変換回路４３を含ませると共に、検出側の増幅回路７０に、移相がθ２（−９０度）となるＱ／Ｖ変換回路７２、７４を含ませている。そしてオフセット調整回路２０は、Ｉ／Ｖ変換回路４３により第１の角度θ１（１８０度）だけ移相された駆動側の増幅信号ＶＤ２を受け、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４により第２の角度θ２（−９０度）だけ移相された検出側の増幅信号ＶＳ３に対して、オフセット調整信号ＶＯＦを合成している。従って、Ｉ／Ｖ変換回路４３とＱ／Ｖ変換回路７２、７４とにより９０度の位相差を実現できるため、オフセット調整回路２０に移相回路を設けなくても済む。この結果、温度変動等によるオフセット変動を最小限に抑えることが可能になる。
In contrast, in FIG. 1, the drive-
４．オフセット調整回路
図９（Ａ）にオフセット調整回路２０の第１の構成例を示す。このオフセット調整回路２０は、抵抗ＲＣ１、ＲＣ２、オペアンプＯＰＣ１、位相反転切替回路２２を含む。
4). Offset Adjustment Circuit FIG. 9A shows a first configuration example of the offset
ここで抵抗ＲＣ１、ＲＣ２、オペアンプＯＰＣ１によりゲイン調整付きの反転増幅回路（広義にはゲイン調整回路）が構成される。即ち可変抵抗ＲＣ１、ＲＣ２の抵抗値をオフセット調整データＤＡＤに基づいて可変に制御することで、駆動側の増幅信号ＶＤ２に対するオフセット調整信号ＶＯＦのゲイン（調整ゲインＡｏｆｓ）を制御できる。このようにゲインを制御することで、図８のオフセット信号Ｓｏｆｓの電圧に応じてオフセット調整信号Ｓａｄｊの電圧を制御できるようになり、適正なオフセット調整を実現できる。 Here, the resistors RC1 and RC2 and the operational amplifier OPC1 constitute an inverting amplifier circuit (gain adjustment circuit in a broad sense) with gain adjustment. That is, the gain (adjustment gain A ofs ) of the offset adjustment signal VOF with respect to the drive-side amplified signal VD2 can be controlled by variably controlling the resistance values of the variable resistors RC1 and RC2 based on the offset adjustment data DAD. By controlling the gain in this way, the voltage of the offset adjustment signal S adj can be controlled in accordance with the voltage of the offset signal S ofs in FIG. 8, and appropriate offset adjustment can be realized.
また位相反転回路２２は、オフセット調整信号ＶＯＦの位相の反転（１８０度）、非反転（０度）を切り替える回路である。この位相反転回路２２は、例えばバイパス用のスイッチング素子ＳＣ１と通常パス用のスイッチング素子ＳＣ２と反転増幅器ＯＰＣ２により構成できる。例えば位相を反転させる場合には、スイッチング素子ＳＣ１がオフになると共にスイッチング素子ＳＣ２がオンになり、反転増幅器ＯＰＣ２により位相の反転が行われる。一方、位相を反転させない場合にはスイッチング素子ＳＣ１がオンになると共にスイッチング素子ＳＣ２がオフになり、信号がバイパスされる。このような位相反転回路２２を設ければ、オフセット信号Ｓｏｆｓの電圧が正か負かであるかに応じて、位相の反転、非反転を切り替えて、適正なオフセット調整を実現できる。
The
図９（Ｂ）、図９（Ｃ）にオフセット調整回路２０の第２、第３の構成例を示す。図９（Ｂ）、図９（Ｃ）では、図９（Ａ）の位相反転回路２２が省略されている。そして図９（Ｂ）のオフセット調整回路では、抵抗ＲＣ３、ＲＣ４、オペアンプＯＰＣ３によりゲイン調整付きの反転増幅回路が構成される。また図９（Ｃ）のオフセット調整回路では、抵抗ＲＣ５、ＲＣ６、オペアンプＯＰＣ４によりゲイン調整付きの非反転増幅回路（広義にはゲイン調整回路）が構成される。
FIGS. 9B and 9C show second and third configuration examples of the offset
例えば図８のオフセット信号Ｓｏｆｓの電圧が、正又は負のいずれか一方で一定である場合がある。即ちセンサ素子やパッケージの構造などにより、図１の寄生キャパシタＣＰ、ＣＭのどちらか一方のみが大きい場合がある。或いは、図１の合成部２１が、加算器と減算器の切替が可能な構成である場合もある。このような場合には、図９（Ａ）の位相反転回路２２は不要となり、図９（Ｂ）又は図９（Ｃ）の構成のオフセット調整回路で対応できる。
For example, the voltage of the offset signal S ofs in FIG. 8 may be constant in either positive or negative. That is, only one of the parasitic capacitors CP and CM in FIG. Alternatively, the combining
図９（Ｄ）にオフセット調整回路２０の第４の構成例を示す。図９（Ｄ）のオフセット調整回路２０は、スイッチト・キャパシタ・フィルタＳＣＦ（広義には離散時間型フィルタ）により構成され、オフセット調整信号ＶＯＦの位相を変化させる移相回路２４を含む。また抵抗ＲＣ７、ＲＣ８、オペアンプＯＰＣ５により構成されるゲイン調整付きの反転増幅回路を含む。なお図９（Ａ）のような位相反転回路２２や図９（Ｃ）のようなゲイン調整付きの非反転増幅回路を含む構成にしてもよい。
FIG. 9D shows a fourth configuration example of the offset
例えば図１０（Ａ）に、ＳＣＦによりローパスフィルタＬＰＦを構成した場合の周波数特性を示す。図１０（Ａ）では、動作周波数であるｆｄにおいて位相がαだけ変化している。このような周波数特性を有するＳＣＦを移相回路２４として用いることで、オフセット調整信号ＶＯＦの位相をαだけ変化させることができ、オフセット調整を容易化できる。
For example, FIG. 10A shows frequency characteristics when the low-pass filter LPF is configured by SCF. In FIG. 10A, the phase is changed by α at the operating frequency fd. By using the SCF having such frequency characteristics as the
また図１０（Ｂ）に、ＳＣＦによりハイパスフィルタＨＰＦを構成した場合の周波数特性を示す。図１０（Ｂ）では、動作周波数であるｆｄにおいて位相がβだけ変化している。このような周波数特性を有するＳＣＦを移相回路２４として用いることで、オフセット調整信号ＶＯＦの位相をβだけ変化させることができ、オフセット調整を容易化できる。
FIG. 10B shows frequency characteristics when the high-pass filter HPF is configured by SCF. In FIG. 10B, the phase changes by β at the operating frequency fd. By using the SCF having such frequency characteristics as the
例えば、抵抗やキャパシタで構成されるパッシブのローパスフィルタＬＰＦやハイパスフィルタＨＰＦで移相回路を実現する前述の比較例の手法では、温度変動等により大きなオフセット変動が生じてしまう。これに対して、図９（Ｄ）に示すようにＳＣＦで移相回路２４を構成すれば、温度変動等に対して影響を受けにくくなる。
For example, in the method of the comparative example described above in which the phase shift circuit is realized by a passive low-pass filter LPF or a high-pass filter HPF composed of a resistor or a capacitor, a large offset fluctuation occurs due to a temperature fluctuation or the like. On the other hand, if the
即ち、パッシブのＬＰＦ、ＨＰＦでは、温度変動等によりカットオフ周波数ｆｃが変動するため、移相が変化し、オフセット変動が生じる。これに対して、ＳＣＦでは、温度変動等によるカットオフ周波数ｆｃの変動が小さく、移相α、βの変動も小さくなるため、温度変動等によるオフセット変動を最小限に抑えることができる。従って、例えば図１においてＱ／Ｖ変換回路７２、７４の代わりにＩ／Ｖ変換回路を増幅回路に設けた場合にも、移相回路２４による位相調整により、適正なオフセット調整を実現できるようになる。
That is, in the passive LPF and HPF, the cutoff frequency fc varies due to temperature variation or the like, so the phase shift changes and offset variation occurs. On the other hand, in the SCF, fluctuations in the cutoff frequency fc due to temperature fluctuations and the like are small, and fluctuations in the phase shifts α and β are also small. Therefore, offset fluctuations due to temperature fluctuations can be minimized. Therefore, for example, even when an I / V conversion circuit is provided in the amplifier circuit in place of the Q /
なお、オフセット調整回路２０によるオフセット調整は例えば以下のようにして実現できる。即ちオフセット調整回路２０は、例えば環境温度が２５℃（ティピカル温度）である場合に、検出装置３０の出力電圧（ＶＳＱの電圧）が基準出力電圧（例えばＶＤＤ／２）に一致するように、調整を行う。例えば図１１（Ａ）では、出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲと一致していない。この場合には図１１（Ｂ）に示すように、初期オフセット電圧である｜ＶＱ−ＶＲ｜が除去されて０になるように、オフセット調整回路２０が調整を行う。具体的には、ジャイロセンサの製造後に検出装置３０の出力電圧ＶＱをモニタする。そして出力電圧ＶＱを基準出力電圧ＶＲに一致させるための初期オフセットの調整データを、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。するとオフセット調整回路２０は、検出装置３０の出力電圧ＶＱがＶＲに一致するように、上記調整データに基づいてオフセット調整を行う。即ち図９（Ａ）〜図９（Ｄ）の抵抗（ＲＣ１〜ＲＣ８）の抵抗値を、オフセット調整データＤＡＤに基づいて変化させて、図８においてＳａｄｊ＝−Ｓｏｆｓとなるようにする。このようにすることで、環境温度が２５℃であり、ジャイロセンサの角速度が０である静止時には、検出装置３０の出力電圧（０点電圧）ＶＱは基準出力電圧ＶＲに一致するようになる。
The offset adjustment by the offset
但し、このように初期オフセット電圧を除去して０にしても、図１１（Ｂ）に示すように、電源電圧の変動などの環境変化によるオフセット変動が生じる。この点、本実施形態のオフセット調整手法によれば、電源電圧が変動して、漏れ信号の不要信号の電圧レベルが変動した場合には、オフセット調整信号ＶＯＦの電圧レベルも変化する。従って、電源電圧の変動によるオフセット変動を最小限に抑えることができる。 However, even if the initial offset voltage is removed and set to 0 in this way, offset fluctuations due to environmental changes such as fluctuations in the power supply voltage occur as shown in FIG. In this regard, according to the offset adjustment method of this embodiment, when the power supply voltage fluctuates and the voltage level of the unnecessary signal of the leakage signal fluctuates, the voltage level of the offset adjustment signal VOF also changes. Therefore, the offset fluctuation due to the fluctuation of the power supply voltage can be minimized.
５．同期検波回路
図１では、検出回路６０は、駆動回路４０からの同期信号ＣＬＫに基づいて同期検波を行う同期検波回路１００を含んでいる。そして検出側の増幅信号ＶＳ３は、同期検波回路１００による同期検波前の信号となっており、オフセット調整回路２０は、同期検波前の増幅信号ＶＳ３に対して、オフセット調整信号ＶＯＦを合成している。
5. Synchronization Detection Circuit In FIG. 1, the
図１２に同期検波回路１００の第１の構成例を示す。この同期検波回路１００は、同期信号ＣＬＫでオン・オフ制御されるスイッチング素子ＳＥＡと、反転同期信号ＣＬＫＮでオン・オフ制御されるスイッチング素子ＳＥＢを含み、シングルバランス・ミキサ方式で同期検波を行う。スイッチング素子ＳＥＡには信号ＶＳ５が入力され、スイッチング素子ＳＥＢには、信号ＶＳ５を反転増幅器ＯＰＥＢで反転した信号ＶＳ５Ｎが入力される。同期検波回路１００の後段側のフィルタ部１１１は、ローパスフィルタＬＰＦ、バッファ回路（出力アンプ）ＢＵＦを含む。
FIG. 12 shows a first configuration example of the
図１３に、シングルバランス・ミキサ方式で同期検波を行う場合の信号波形例を示す。図１３に示すように、同期信号ＣＬＫがＨレベルとなる第１の期間Ｔ１では、入力信号ＶＳ５が信号ＶＳ６として出力端子に出力され、同期信号ＣＬＫがＬレベルとなる第２の期間Ｔ２では、入力信号ＶＳ５の反転信号ＶＳ５Ｎが信号ＶＳ６として出力端子に出力される。 FIG. 13 shows an example of a signal waveform when synchronous detection is performed by a single balance mixer method. As shown in FIG. 13, in the first period T1 in which the synchronization signal CLK is at the H level, the input signal VS5 is output to the output terminal as the signal VS6, and in the second period T2 in which the synchronization signal CLK is at the L level, An inverted signal VS5N of the input signal VS5 is output to the output terminal as the signal VS6.
このシングルバランス・ミキサ方式の同期検波回路１００には、ミキサ・ゲインは２／πになる。このため、ＳＮＲの点で不利であるという課題がある。
In this single balance mixer type
図１４に同期検波回路１００の第２の構成例を示す。この同期検波回路１００は、同期信号ＣＬＫ又は反転同期信号ＣＬＫによりオン・オフ制御される第１〜第４のスイッチング素子ＳＥ１〜ＳＥ４を含み、ダブルバランス・ミキサ方式で同期検波を行う。
FIG. 14 shows a second configuration example of the
図１４において、第１の入力ノードＮＥＩ１には、増幅回路７０により増幅された第１の信号ＶＳ５（非反転入力信号）に対応する信号が入力される。ここでＶＳ５に対応する信号とは、ＶＳ５そのもの或いはＶＳ５に応じて電圧レベルが変化する信号である。第２の入力ノードＮＥＩ２には、第１の信号ＶＳ５の反転信号となる第２の信号ＶＳ５Ｎ（反転入力信号）に対応する信号が入力される。ここでＶＳ５Ｎに対応する信号とは、ＶＳ５Ｎそのもの或いはＶＳ５Ｎに応じて電圧レベルが変化する信号である。この信号ＶＳ５Ｎは、例えばＶＳ５を反転増幅器ＯＰＥで反転することで得られる。また第１の出力ノードＮＥＱ１には第１の出力信号ＶＳ６Ｐ（非反転出力信号）が出力され、第２の出力ノードＮＥＱ２には第２の出力信号ＶＳ６Ｍ（反転出力信号）が出力される。
In FIG. 14, a signal corresponding to the first signal VS5 (non-inverted input signal) amplified by the
第１のスイッチング素子ＳＥ１は、第１の入力ノードＮＥＩ１と第１の出力ノードＮＥＱ１との間に設けられ、同期信号ＣＬＫがＨレベル（広義には第１の電圧レベル）となる第１の期間Ｔ１においてオンになる。第２のスイッチング素子ＳＥ２は、第２の入力ノードＮＥＩ２と第１の出力ノードＮＥＱ１との間に設けられ、同期信号ＣＬＫがＬレベル（広義には第２の電圧レベル）となる第２の期間Ｔ２においてオンになる。 The first switching element SE1 is provided between the first input node NEI1 and the first output node NEQ1, and the first period in which the synchronization signal CLK is at the H level (first voltage level in a broad sense). Turns on at T1. The second switching element SE2 is provided between the second input node NEI2 and the first output node NEQ1, and the second period in which the synchronization signal CLK is at the L level (second voltage level in a broad sense). Turns on at T2.
第３のスイッチング素子ＳＥ３は、第２の入力ノードＮＥＩ２と第２の出力ノードＮＥＱ２との間に設けられ、同期信号ＣＬＫがＨレベルとなる第１の期間Ｔ１においてオンになる。第４のスイッチング素子ＳＥ４は、第１の入力ノードＮＥＩ１と第２の出力ノードＮＥＱ２との間に設けられ、同期信号ＣＬＫがＬレベルとなる第２の期間Ｔ２においてオンになる。 The third switching element SE3 is provided between the second input node NEI2 and the second output node NEQ2, and is turned on in the first period T1 in which the synchronization signal CLK is at the H level. The fourth switching element SE4 is provided between the first input node NEI1 and the second output node NEQ2, and is turned on in the second period T2 in which the synchronization signal CLK becomes L level.
同期検波回路１００の後段側に設けられるフィルタ部１１０は、差動増幅回路１１２を含む。またローパスフィルタＬＰＦやバッファ回路（出力アンプ）ＢＵＦを含むことができる。差動増幅回路１１２には、同期検波回路１００からの第１、第２の出力信号ＶＳ６Ｐ、ＶＳ６Ｍが、第１、第２の差動入力信号（非反転差動入力信号、反転差動入力信号）として入力される。そして差動増幅回路１１２は、第１、第２の差動入力信号の差動増幅を行い、信号ＶＳ７をローパスフィルタＬＰＦに出力する。ローパスフィルタＬＰＦは信号ＶＳ７に対するローパスフィルタ処理を行う。バッファ回路ＢＵＦは、ローパスフィルタ処理後の信号ＶＳ８をバッファリングして、ジャイロ出力信号ＶＳＱとして出力する。
The
図１５に、図１４のダブルバランス・ミキサ方式を採用した場合の信号波形例を示す。図１５に示すように、同期検波回路１００は、同期信号ＣＬＫがＨレベル（第１の電圧レベル）となる第１の期間Ｔ１では、増幅回路７０により増幅された第１の信号ＶＳ５に対応する信号を、第１の出力信号ＶＳ６Ｐとして出力する。またＶＳ５の反転信号となる第２の信号ＶＳ５Ｎに対応する信号を、第２の出力信号ＶＳ６Ｍとして出力する。
FIG. 15 shows an example of a signal waveform when the double balance mixer system of FIG. 14 is adopted. As shown in FIG. 15, the
一方、同期検波回路１００は、同期信号ＣＬＫがＬレベル（第２の電圧レベル）となる第２の期間Ｔ２では、第２の信号ＶＳ５Ｎに対応する信号を、第１の出力信号ＶＳ６Ｐとして出力する。また第１の信号ＶＳ５に対応する信号を、第２の出力信号ＶＳ６Ｍとして出力する。
On the other hand, the
同期検波回路１００の第１、第２の出力信号ＶＳ６Ｐ、ＶＳ６Ｍは、差動増幅回路１１２により差動増幅される。そして差動増幅後の信号ＶＳ７に対して、ローパスフィルタＬＰＦ、バッファ回路ＢＵＦによるフィルタ処理、バッファリング処理が行われ、信号ＶＳＱ（ジャイロ出力信号）がフィルタ部１１０から出力される。この信号ＶＳＱの電圧レベルをＡ／Ｄ変換することで、振動子の回転角速度のデジタルデータを得ることができる。
The first and second output signals VS6P and VS6M of the
図１４のダブルバランス・ミキサ方式の同期検波回路１００によれば、シングルバランス・ミキサ方式の同期検波回路に比べて、ミキサ・ゲインを２倍にできる。従って、同期検波回路１００の後段の回路のゲインを例えば１／２にできるため、後段の回路のＳＮＲを改善できる。
According to the double-balanced mixer type
特に、振動ジャイロセンサにおいては、ジャイロ信号であるコリオリ力信号の帯域はＤＣから数１００Ｈｚの範囲となる。このため、同期検波回路１００の後段の回路（能動素子）の１／ｆノイズの影響が大きい。従って、ダブルバランス・ミキサ方式を採用して、同期検波回路１００の後段の回路のＳＮＲを改善することで、振動ジャイロセンサの全体のＳＮＲを改善できる。
In particular, in a vibration gyro sensor, the band of the Coriolis force signal, which is a gyro signal, is in a range from DC to several hundred Hz. For this reason, the influence of 1 / f noise of the circuit (active element) at the subsequent stage of the
即ち図３（Ａ）〜図３（Ｃ）に示すように、同期検波回路１００の前段の回路が発生するノイズ（ＤＣオフセット）や機械振動漏れの不要信号については、同期検波及びＬＰＦ処理により除去できる。これに対して図３（Ｃ）から明らかなように、同期検波回路１００の後段の回路が発生する検波後混入ノイズについては、同期検波及びＬＰＦ処理によっては除去することができず、残存してしまう。
That is, as shown in FIGS. 3A to 3C, noise (DC offset) generated by a circuit preceding the
そして、近年、携帯機器への組み込みのためにジャイロセンサが小型化され、振動子１０からの検出信号が極めて微弱になってきている。このため、検波後混入ノイズによるシステム全体のＳＮＲの劣化が無視できなくなってきた。そして、従来では、このようなジャイロセンサ等の検出装置に特有のノイズ混入のメカニズムについては、詳細に検討されておらず、スイッチング・ミキサやシングルバランス・ミキサ方式の同期検波回路が用いられていた。
In recent years, gyro sensors have been downsized for incorporation into portable devices, and detection signals from the
この点、ダブルバランス・ミキサ方式を採用してミキサ・ゲインを２倍にできれば、システム全体のゲイン設定において、同期検波回路１００の後段の回路を小さなゲインに設定できる。そして、このように後段の回路のゲインを小さく設定できれば、後段の回路が発生する検波後混入ノイズも低減される。この結果、システム全体としてＳＮＲを向上でき、振動子１０からの検出信号が極めて微弱である場合にも、所望信号を適切に抽出できるようになる。
In this regard, if the double-balance mixer method is employed to double the mixer gain, the subsequent circuit of the
なお図１４では、差動増幅回路１１２とＬＰＦ（ローパスフィルタ）が別々に設けられている。しかしながら、このような構成にすると、回路の構成要素数が増えるため、増幅器の数が増え、その分だけノイズ源が増えてしまい、ＳＮＲの点で不利になる。
In FIG. 14, the
この点、図１６では、差動増幅回路１１２に対して、差動アンプの機能とローパスフィルタＬＰＦの機能の両方を持たせている。即ち差動増幅回路１１２が、第１、第２の差動入力信号ＶＳ６Ｐ、ＶＳ６Ｍの差動増幅を行う差動アンプとして動作すると共に、ＬＰＦとして動作する。例えば１つのオペアンプ（増幅器）を用いて差動アンプとＬＰＦの両方の機能を実現している。このようにすれば、図１４に比べて、回路の構成要素数を減らして、増幅器の数を減らすことが可能になるため、ノイズ源の数を減らすことができ、ＳＮＲを改善できる。
In this regard, in FIG. 16, the
図１７（Ａ）〜図１７（Ｃ）に、差動アンプとＬＰＦの両方の機能を実現できる差動増幅回路の第１〜第３の構成例を示す。 17A to 17C show first to third configuration examples of the differential amplifier circuit that can realize the functions of both the differential amplifier and the LPF.
例えば図１７（Ａ）のＡ１に示す部分の回路は、差動アンプとして動作すると共に１次のアクティブのＬＰＦとして動作する。一方、Ａ２に示す部分はパッシブのＬＰＦとして動作する。従って、差動増幅回路の全体としては、差動アンプとして動作すると共に２次のＬＰＦとして動作することになる。 For example, the circuit shown by A1 in FIG. 17A operates as a differential amplifier and also operates as a primary active LPF. On the other hand, the portion indicated by A2 operates as a passive LPF. Therefore, the differential amplifier circuit as a whole operates as a differential amplifier and as a secondary LPF.
一方、図１７（Ｂ）、図１７（Ｃ）の差動増幅回路は、差動アンプとして動作すると共に２次のアクティブのＬＰＦとして動作する。この図１７（Ｂ）、図１７（Ｃ）の構成の差動増幅回路によれば、図１７（Ａ）のようなパッシブのＬＰＦ（ＲＨ５、ＣＨ３）を付加しなくても、２次のＬＰＦを実現できるという特徴がある。従って、２次のＬＰＦを実現する場合に、図１７（Ａ）に比べて差動増幅回路の出力インピーダンスを低くできるという利点がある。 On the other hand, the differential amplifier circuits of FIGS. 17B and 17C operate as a differential amplifier and operate as a secondary active LPF. According to the differential amplifier circuit configured as shown in FIGS. 17B and 17C, the secondary LPF can be obtained without adding passive LPFs (RH5, CH3) as shown in FIG. 17A. There is a feature that can be realized. Therefore, when realizing a secondary LPF, there is an advantage that the output impedance of the differential amplifier circuit can be lowered as compared with FIG.
なお図１８に示すように、差動増幅回路１１２の後段に、離散時間型フィルタであるスイッチト・キャパシタ・フィルタＳＣＦを設けてもよい。このＳＣＦは、例えば、振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分（ＤＣ成分）を通過させる周波数特性を有する。即ち連続時間型のローパスフィルタだけでは、このような離調周波数Δｆの成分の不要信号の除去が難しいが、急峻な減衰特性を有するＳＣＦによれば、このような離調周波数の除去が可能になる。
As shown in FIG. 18, a switched capacitor filter SCF, which is a discrete time filter, may be provided after the
この場合に、例えば差動増幅回路１１２のローパスフィルタＬＰＦを、ＳＣＦのプリフィルタとして用いるようにしてもよい。即ち差動増幅回路１１２を、第１、第２の差動入力信号ＶＳ６Ｐ、ＶＳ６Ｍの差動増幅を行う差動アンプとして動作させると共に、ＳＣＦ（離散時間型フィルタ）のプリフィルタ（前置フィルタ）として動作させる。
In this case, for example, the low-pass filter LPF of the
例えば、差動増幅回路１１２にプリフィルタの機能を持たせずに、差動増幅回路１１２とＳＣＦの間に別個のプリフィルタを設ける手法では、回路の構成要素が３つに増えるため、その分だけノイズ源が増えてしまい、ＳＮＲが低下する。これに対して、図１８に示すように差動増幅回路１１２を、差動アンプとしてのみならずＳＣＦのプリフィルタ（ＬＰＦ）としても動作させれば、回路の構成要素が２つで済む。従って、ノイズ源の数を減らすことができ、ＳＮＲを向上できる。
For example, in the method of providing a separate prefilter between the
この場合に、差動増幅回路１１２のプリフィルタに、温度変化や電圧変化などの環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を持たせてもよい。
In this case, the prefilter of the
即ち環境温度が２５℃であれば、図１１（Ａ）のようにオフセット調整回路２０によるオフセット調整を行うことにより、不要信号の成分が除去されて、現れないようになる。
That is, if the environmental temperature is 25 ° C., the offset
しかしながら、環境温度が２５℃からずれると、温度変化によるこれらの不要信号のオフセット変動分が、ＤＣ、ｆｄの周波数帯域に現れてくる。このような不要信号のオフセット変動分については、ジャイロセンサの製造後の調整工程では除去することができないという問題がある。 However, when the environmental temperature is deviated from 25 ° C., offset fluctuations of these unnecessary signals due to temperature changes appear in the frequency bands of DC and fd. There is a problem that such an offset variation of the unnecessary signal cannot be removed in the adjustment process after manufacturing the gyro sensor.
この点、差動増幅回路１１２のプリフィルタに、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を持たせれば、このような問題を解消できる。
In this regard, such a problem can be solved if the pre-filter of the
６．変形例
図１９に本実施形態の検出装置３０の第１の変形例を示す。図１では、オフセット調整回路２０は、駆動側増幅信号として、正弦波の信号ＶＤ２を受けて、オフセット調整信号ＶＯＦを生成している。これに対して図１９では、オフセット調整回路２０は、駆動側増幅信号として、矩形波の同期信号ＣＬＫを受けて、オフセット調整信号ＶＯＦを生成している。このように駆動側増幅信号は、正弦波であってもよいし、矩形波であってもよい。また例えば駆動信号ＶＤを、駆動側増幅信号としてオフセット調整回路２０に入力してもよい。このように、オフセット調整回路２０に入力される駆動側増幅信号としては、種々の信号を用いることができる。
6). Modification FIG. 19 shows a first modification of the
図２０に本実施形態の検出装置３０の第２の変形例を示す。図２０では、検出回路６０は、同期検波回路１００の前段側に設けられ、ゲインを可変に制御して感度（出力電圧の単位角速度当たりの変化量）の調整を行う感度調整回路８０を含む。そして検出側増幅信号ＶＳ３は、感度調整回路８０による感度調整前の信号となり、オフセット調整回路２０は、感度調整前の検出側増幅信号ＶＳ３に対して、オフセット調整信号ＶＯＦを合成している。そして合成後の信号ＶＳ４が、同期検波回路１００に入力される。このように、オフセット調整回路２０からのオフセット調整信号ＶＯＦの合成対象となる検出側増幅信号としては、種々の信号を用いることができる。
FIG. 20 shows a second modification of the
図２０に示すように、感度調整前の信号にオフセット調整信号ＶＯＦを合成すれば、感度調整回路８０には、不要信号が除去された信号が入力されるようになる。従って、感度調整回路８０のオペアンプが過入力により飽和動作状態になり、出力がオーバフローしてしまうなどの事態を防止できる。
As shown in FIG. 20, if the offset adjustment signal VOF is synthesized with the signal before sensitivity adjustment, the
また図２０に示すように、同期検波回路１００の前段側に感度調整回路８０を設ければ、ＤＣ信号ではなく、周波数ｆｄの信号の状態で感度調整が行われるようになる。従って、周波数が高いほど小さくなるフリッカノイズ（１／ｆノイズ）の悪影響を最小限に抑えることができる。また感度調整回路８０自体に発生したノイズは、同期検波によりｆｄの周波数帯域に現れ、フィルタ部１１０により除去できる。従って、感度調整回路８０自体に発生したノイズの悪影響も低減できる。更に、フィルタ部１１０の後段側に感度調整回路を設ける手法に比べて、感度調整回路８０の前段側の回路ブロックの数が減るため、これらの回路ブロックのノイズを感度調整回路８０が増幅することによるＳＮＲの劣化を、最小限に抑えることができる。
Also, as shown in FIG. 20, if a
図２１（Ａ）、図２１（Ｂ）に感度調整回路（Programmable Gain Amp）８０の構成例を示す。図２１（Ａ）は非反転増幅型の例である。図２１（Ａ）の感度調整回路８０は、出力ノードＮＤ３と基準電源電圧ＡＧＮＤ（第１の電源電圧）のノードの間に設けられる可変抵抗ＲＤ１、ＲＤ２を含む。また、その非反転入力端子（＋）に入力ノードＮＤ１が接続され、その反転入力端子（−）に可変抵抗ＲＤ１、ＲＤ２の出力タップＱＴ（ノードＮＤ２）が接続されるオペアンプＯＰＤ１を含む。
FIGS. 21A and 21B show a configuration example of a sensitivity adjustment circuit (Programmable Gain Amp) 80. FIG. FIG. 21A shows a non-inverting amplification type example. The
図２１（Ａ）では、出力ノードＮＤ３と出力タップＱＴの間の可変抵抗ＲＤ２の抵抗値と、出力タップＱＴとＡＧＮＤのノードの間の可変抵抗ＲＤ１の抵抗値が、感度調整データＤＰＧＡに基づいて可変に制御される。これにより、感度調整回路８０のゲインが調整されて、感度調整が行われる。
In FIG. 21A, the resistance value of the variable resistor RD2 between the output node ND3 and the output tap QT and the resistance value of the variable resistor RD1 between the node of the output tap QT and AGND are based on the sensitivity adjustment data DPGA. Variablely controlled. Thereby, the gain of the
例えば抵抗ＲＤ１、ＲＤ２の抵抗値をＲ１、Ｒ２とすると、ＰＧＡである感度調整回路８０のゲインはＧ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１になる。このようにオペアンプＯＰＤ１は、可変抵抗ＲＤ１、ＲＤ２の抵抗値（抵抗比）で決まるゲインで信号を増幅する。
For example, assuming that the resistance values of the resistors RD1 and RD2 are R1 and R2, the gain of the
図２１（Ｂ）は反転増幅型の例である。図２１（Ｂ）の感度調整回路８０は、入力ノードＮＤ４とノードＮＤ５の間に設けられる可変抵抗ＲＤ３と、ノードＮＤ５と出力ノードＮＤ６の間に設けられる可変抵抗ＲＤ４を含む。また、その反転入力端子にノードＮＤ５が接続され、その非反転入力端子に電源電圧ＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＤ２を含む。図２１（Ｂ）では、可変抵抗ＲＤ３、ＲＤ４の抵抗値をＲ３、Ｒ４とすると、感度調整回路８０のゲインはＧ＝−Ｒ４／Ｒ３になる。
FIG. 21B shows an example of an inverting amplification type. 21B includes a variable resistor RD3 provided between the input node ND4 and the node ND5, and a variable resistor RD4 provided between the node ND5 and the output node ND6. Further, it includes an operational amplifier OPD2 whose node ND5 is connected to its inverting input terminal and whose node of power supply voltage AGND is connected to its non-inverting input terminal. In FIG. 21B, when the resistance values of the variable resistors RD3 and RD4 are R3 and R4, the gain of the
図２２（Ａ）、図２２（Ｂ）に、感度調整回路８０の他の構成例を示す。図２２（Ａ）は非反転増幅型の例であり、図２２（Ｂ）は反転増幅型の例である。図２２（Ａ）、図２２（Ｂ）では、感度調整回路８０が、可変ゲインアンプ（ＰＧＡ）として動作すると共にハイパスフィルタとして動作する。またアクティブフィルタであるハイパスフィルタと可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用される。
FIGS. 22A and 22B show another configuration example of the
図２２（Ａ）では、出力ノードＮＤ１１と出力タップＱＴの間の可変抵抗ＲＤ７の抵抗値と、出力タップＱＴとＡＧＮＤのノードの間の可変抵抗ＲＤ６の抵抗値が、感度の調整データＤＰＧＡに基づいて可変に制御される。これにより、感度調整回路８０のゲインが調整されて、感度調整が行われる。例えば可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値をＲ６、Ｒ７とすると、ＰＧＡである感度調整回路８０のゲインはＧ＝（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ６になる。一方、図２２（Ｂ）では、可変抵抗ＲＤ８、ＲＤ９の抵抗値をＲ８、Ｒ９とすると、感度調整回路８０のゲインはＧ＝−Ｒ９／Ｒ８になる。
In FIG. 22A, the resistance value of the variable resistor RD7 between the output node ND11 and the output tap QT and the resistance value of the variable resistor RD6 between the output tap QT and the node of AGND are based on the sensitivity adjustment data DPGA. Are variably controlled. Thereby, the gain of the
図２１（Ａ）〜図２２（Ｂ）の感度調整回路８０を用いた感度調整は、具体的には以下のように実現する。まずジャイロセンサの製造後に検出装置３０の出力電圧ＶＱをモニタする。そして、例えばジャイロセンサを静止状態から所与の回転角速度で回転させ、その時の出力電圧ＶＱの変化量（図７の直線の傾き）である感度を求める。そして求められた感度を、基準感度に一致させるための調整データＤＰＧＡを、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。すると感度調整回路８０は、検出装置３０の感度が基準感度に一致するように、上記の調整データＤＰＧＡに基づいて、オペアンプのゲインを調整するようになる。
The sensitivity adjustment using the
また図２２（Ａ）、図２２（Ｂ）の感度調整回路８０は、可変ゲインアンプとして動作すると共に、例えばハイパスフィルタとして動作する。具体的には図２２（Ａ）では、キャパシタＣＤ１、抵抗ＲＤ５、オペアンプＯＰＤ３により、ハイパスのアクティブフィルタが構成される。即ちオペアンプＯＰＤ３は、キャパシタＣＤ１、抵抗ＲＤ５で構成されるハイパスフィルタのバッファとして機能する。また、可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７、オペアンプＯＰＤ３により、可変ゲインアンプが構成される。即ち図２２（Ａ）では、オペアンプＯＰＤ３が、ハイパスのアクティブフィルタと可変ゲインアンプとで共用されている。 22A and 22B operates as a variable gain amplifier and, for example, operates as a high-pass filter. Specifically, in FIG. 22A, a capacitor CD1, a resistor RD5, and an operational amplifier OPD3 constitute a high-pass active filter. That is, the operational amplifier OPD3 functions as a buffer for a high-pass filter including the capacitor CD1 and the resistor RD5. The variable resistors RD6 and RD7 and the operational amplifier OPD3 constitute a variable gain amplifier. That is, in FIG. 22A, the operational amplifier OPD3 is shared by the high-pass active filter and the variable gain amplifier.
一方、図２２（Ｂ）では、抵抗ＲＤ８、キャパシタＣＤ２、抵抗ＲＤ９、オペアンプＯＰＤ４により、ハイパスのアクティブフィルタが構成される。また抵抗ＲＤ８、可変抵抗ＲＤ９、オペアンプＯＰＤ４により、可変ゲインアンプが構成される。即ち図２２（Ｂ）では、オペアンプＯＰＤ４が、ハイパスのアクティブフィルタと可変ゲインアンプとで共用されている。 On the other hand, in FIG. 22B, the resistor RD8, the capacitor CD2, the resistor RD9, and the operational amplifier OPD4 constitute a high-pass active filter. The resistor RD8, the variable resistor RD9, and the operational amplifier OPD4 constitute a variable gain amplifier. That is, in FIG. 22B, the operational amplifier OPD4 is shared by the high-pass active filter and the variable gain amplifier.
感度調整回路８０をハイパスフィルタとして動作させれば、ＤＣ成分をカットでき、可変ゲインアンプ（ＰＧＡ）によりＤＣ信号が増幅されてしまう事態を防止できる。従って、感度調整回路８０の可変ゲインアンプや後段側のオペアンプ（例えば同期検波回路のオペアンプ）が、過入力により飽和動作状態になり、出力がオーバフローしてしまうなどの事態を防止できる。またこのハイパスフィルタによりＤＣノイズも除去でき、ＳＮＲの向上を図ることも可能になる。
If the
また図２２（Ａ）、図２２（Ｂ）では、ハイパスのアクティブフィルタと可変ゲインアンプとでオペアンプが共用される。従って、アクティブフィルタ用のオペアンプと可変ゲインアンプ用のオペアンプを別々に設ける場合に比べて、オペアンプの個数を減らすことができる。従って、回路の小規模化を図れると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、ＳＮＲを向上できる。 In FIGS. 22A and 22B, an operational amplifier is shared by the high-pass active filter and the variable gain amplifier. Therefore, the number of operational amplifiers can be reduced as compared with the case where an operational amplifier for an active filter and an operational amplifier for a variable gain amplifier are provided separately. Therefore, it is possible to reduce the circuit scale and reduce the number of circuit blocks serving as noise sources, thereby improving the SNR.
７．電子機器
図２３に本実施形態の検出装置３０を含むジャイロセンサ５１０（広義にはセンサ）と、ジャイロセンサ５１０を含む電子機器５００の構成例を示す。なお電子機器５００、ジャイロセンサ５１０は図２３の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また本実施形態の電子機器５００としては、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステム、ロボット、ゲーム機、携帯型情報端末等の種々のものが考えられる。
7). Electronic Device FIG. 23 shows a configuration example of a gyro sensor 510 (sensor in a broad sense) including the
電子機器５００はジャイロセンサ５１０と処理部５２０を含む。またメモリ５３０、操作部５４０、表示部５５０を含むことができる。処理部（ＣＰＵ、ＭＰＵ等）５２０はジャイロセンサ５１０等の制御や電子機器５００の全体制御を行う。また処理部５２０は、ジャイロセンサ５１０により検出された角速度情報（物理量）に基づいて処理を行う。例えば角速度情報に基づいて、手ぶれ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などのための処理を行う。メモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ等）５３０は、制御プログラムや各種データを記憶したり、ワーク領域やデータ格納領域として機能する。操作部５４０はユーザが電子機器５００を操作するためのものであり、表示部５５０は種々の情報をユーザに表示する。本実施形態の検出装置３０によれば、電子機器５００に組み込まれるジャイロセンサ５１０として、小型のセンサを採用できる。これにより、電子機器５００のコンパクト化、低コスト化を実現できる。
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（物理量トランスデューサ、センサ、離散時間型フィルタ等）と共に記載された用語（振動子、ジャイロセンサ、ＳＣＦ等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また振動子の構造、検出装置やセンサや電子機器の構成も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。またオフセット調整回路、駆動回路、検出回路の構成、動作も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。 Although the present embodiment has been described in detail as described above, it will be easily understood by those skilled in the art that many modifications can be made without departing from the novel matters and effects of the present invention. Accordingly, all such modifications are intended to be included in the scope of the present invention. For example, in the specification or the drawings, terms (vibrators, gyro sensors, SCFs, etc.) described at least once together with different terms (physical quantity transducers, sensors, discrete time filters, etc.) in a broader sense or synonymous The different terms can be used anywhere in the drawing. Further, the structure of the vibrator, the configuration of the detection device, the sensor, and the electronic device are not limited to those described in the present embodiment, and various modifications can be made. Further, the configurations and operations of the offset adjustment circuit, the drive circuit, and the detection circuit are not limited to those described in the present embodiment, and various modifications can be made.
２、４ 駆動端子、６、８ 検出端子、１０ 振動子、１１、１２ 駆動側振動子、
１６、１７ 検出側振動子、２０ オフセット調整回路、２１ 合成部、
２２ 位相反転切替回路、２４ 移相回路、３０ 検出装置、４０ 駆動回路、
４２ 増幅回路、４３ Ｉ／Ｖ変換回路、４４ ＡＧＣ回路、４６ ２値化回路、
６０ 検出回路、７０ 増幅回路、７２、７４ Ｑ／Ｖ変換回路、７６ 差動増幅回路、
８０ 感度調整回路、１００ 同期検波回路、１１０ フィルタ部、
１１２ 差動増幅回路、５００ 電子機器、５１０ ジャイロセンサ、
５２０ 処理部、５３０ メモリ、５４０ 操作部、５５０ 表示部
2, 4 drive terminals, 6, 8 detection terminals, 10 vibrators, 11, 12 drive side vibrators,
16, 17 Detection-side vibrator, 20 Offset adjustment circuit, 21 Synthesizer,
22 phase inversion switching circuit, 24 phase shift circuit, 30 detector, 40 drive circuit,
42 amplifier circuit, 43 I / V conversion circuit, 44 AGC circuit, 46 binarization circuit,
60 detection circuit, 70 amplification circuit, 72, 74 Q / V conversion circuit, 76 differential amplification circuit,
80 sensitivity adjustment circuit, 100 synchronous detection circuit, 110 filter unit,
112 differential amplifier circuit, 500 electronic device, 510 gyro sensor,
520 processing unit, 530 memory, 540 operation unit, 550 display unit
Claims (12)
前記物理量トランスデューサから検出信号を受け、前記検出信号から所望信号を検出する検出回路と、
オフセットの調整処理を行うオフセット調整回路とを含み、
前記駆動回路は、
前記物理量トランスデューサからの前記フィードバック信号を増幅する駆動側増幅回路を含み、
前記検出回路は、
前記物理量トランスデューサからの前記検出信号を増幅する検出側増幅回路と、
前記検出側増幅回路の後段に設けられ、信号の加算又は減算を行う合成部と、
前記駆動回路からの同期信号に基づいて、ダブルバランス・ミキサ方式で同期検波を行う同期検波回路と、
前記同期検波回路の後段側に設けられるフィルタ部とを含み、
前記オフセット調整回路は、
前記駆動側増幅回路により増幅された後の信号である駆動側増幅信号を前記駆動回路から受け、前記駆動側増幅信号と周波数が同一のオフセット調整信号を、前記合成部に出力し、
前記駆動信号の電流ベクトルの方向を実軸の正方向とする複素数平面において、前記検出信号に含まれる不要信号の電圧ベクトルを、前記駆動側増幅信号の電圧ベクトルに平行な軸に投影した成分をオフセット信号の電圧とした場合に、
前記合成部は、
前記検出側増幅回路により増幅された後の信号であって前記同期検波回路による同期検波前の検出側増幅信号に対して、前記オフセット信号の電圧に応じた前記オフセット調整信号を加算又は減算し、
前記フィルタ部は、
前記同期検波回路からの第１、第２の出力信号が、第１、第２の差動入力信号として入力される差動増幅回路を含むことを特徴とする検出装置。 A drive circuit that outputs a drive signal to drive the physical quantity transducer and receives a feedback signal from the physical quantity transducer;
A detection circuit that receives a detection signal from the physical quantity transducer and detects a desired signal from the detection signal;
An offset adjustment circuit for performing an offset adjustment process,
The drive circuit is
A drive side amplification circuit for amplifying the feedback signal from the physical quantity transducer;
The detection circuit includes:
A detection side amplification circuit for amplifying the detection signal from the physical quantity transducer;
A synthesizer that is provided at a subsequent stage of the detection side amplification circuit and performs addition or subtraction of a signal ;
Based on the synchronous signal from the drive circuit, a synchronous detection circuit that performs synchronous detection in a double balance mixer system,
Including a filter unit provided on a subsequent stage side of the synchronous detection circuit ,
The offset adjustment circuit includes:
A drive side amplified signal that is a signal after being amplified by the drive side amplifier circuit is received from the drive circuit, and an offset adjustment signal having the same frequency as the drive side amplified signal is output to the combining unit,
A component obtained by projecting a voltage vector of an unnecessary signal included in the detection signal onto an axis parallel to the voltage vector of the drive-side amplification signal in a complex plane having a current vector direction of the drive signal as a positive direction of a real axis. When the voltage of the offset signal is
The synthesis unit is
The signal after being amplified by the detection side amplification circuit and before the synchronous detection by the synchronous detection circuit is added to or subtracted from the offset adjustment signal according to the voltage of the offset signal,
The filter unit is
A detection apparatus comprising: a differential amplifier circuit in which first and second output signals from the synchronous detection circuit are input as first and second differential input signals .
前記駆動回路の前記駆動側増幅回路は、
前記物理量トランスデューサからの前記フィードバック信号の増幅を行うための電流／電圧変換回路を含み、
前記検出回路の前記検出側増幅回路は、
前記物理量トランスデューサからの前記検出信号の増幅を行うための電荷／電圧変換回路を含み、
前記オフセット調整回路は、
前記電流／電圧変換回路により第１の角度だけ移相された前記駆動側増幅信号を受けて、前記オフセット調整信号を出力し、
前記合成部は、
前記電荷／電圧変換回路により第２の角度だけ移相された前記検出側増幅信号に対して、前記オフセット調整信号を加算又は減算することを特徴とする検出装置。 In claim 1,
The drive side amplifier circuit of the drive circuit is:
A current / voltage conversion circuit for amplifying the feedback signal from the physical quantity transducer;
The detection side amplification circuit of the detection circuit is:
A charge / voltage conversion circuit for amplifying the detection signal from the physical quantity transducer;
The offset adjustment circuit includes:
Receiving the drive side amplification signal phase-shifted by a first angle by the current / voltage conversion circuit, and outputting the offset adjustment signal;
The synthesis unit is
A detection apparatus, wherein the offset adjustment signal is added to or subtracted from the detection-side amplified signal phase-shifted by a second angle by the charge / voltage conversion circuit.
前記合成部は、
前記オフセット信号の電圧が正の電圧レベルである場合には、負の電圧レベルの前記オフセット調整信号を前記検出側増幅信号に対して加算又は減算し、前記オフセット信号の電圧が負の電圧レベルである場合には、正の電圧レベルの前記オフセット調整信号を前記検出側増幅信号に対して加算又は減算することを特徴とする検出装置。 In claim 1 or 2,
The synthesis unit is
When the voltage of the offset signal is a positive voltage level, the offset adjustment signal having a negative voltage level is added to or subtracted from the detection side amplification signal, and the voltage of the offset signal is set to a negative voltage level. In some cases, the detection apparatus is characterized in that the offset adjustment signal having a positive voltage level is added to or subtracted from the detection side amplification signal.
前記オフセット調整回路は、
オフセットの調整データに基づいて、前記駆動側増幅信号に対する前記オフセット調整信号のゲインを制御するゲイン制御回路を含むことを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 3,
The offset adjustment circuit includes:
A detection apparatus comprising: a gain control circuit that controls a gain of the offset adjustment signal with respect to the drive-side amplification signal based on offset adjustment data.
前記オフセット調整回路は、
前記オフセット調整信号の位相の反転、非反転を切り替える位相反転切替回路を含むことを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 4,
The offset adjustment circuit includes:
A detection apparatus comprising: a phase inversion switching circuit for switching inversion and non-inversion of the phase of the offset adjustment signal.
前記オフセット調整回路は、
離散時間型フィルタにより構成され、前記オフセット調整信号の位相を変化させる移相回路を含むことを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 5,
The offset adjustment circuit includes:
A detection apparatus comprising a phase shift circuit configured by a discrete-time filter and changing a phase of the offset adjustment signal.
前記同期検波回路は、
前記同期信号が第１の電圧レベルとなる第１の期間では、前記増幅回路により増幅された第１の信号に対応する信号を、前記第１の出力信号として出力し、前記第１の信号の反転信号となる第２の信号に対応する信号を、前記第２の出力信号として出力し、
前記同期信号が第２の電圧レベルとなる第２の期間では、前記第２の信号に対応する信号を、前記第１の出力信号として出力し、前記第１の信号に対応する信号を、前記第２の出力信号として出力することを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 6 .
The synchronous detection circuit is
The synchronization signal is in the first period to be the first voltage level, a signal corresponding to the first signal amplified by the amplifying circuit, and output as the first output signal, said first signal a signal corresponding to the second signal is an inverted signal is output as the second output signal,
In the second period in which the synchronization signal is at the second voltage level, the signal corresponding to the second signal is output as the first output signal, and the signal corresponding to the first signal is A detection apparatus that outputs the second output signal.
前記差動増幅回路は、
前記第１、第２の差動入力信号の差動増幅を行う差動アンプとして動作すると共にローパスフィルタとして動作することを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 7 ,
The differential amplifier circuit is:
A detection apparatus that operates as a differential amplifier that differentially amplifies the first and second differential input signals and operates as a low-pass filter.
前記検出回路は、
前記同期検波回路の前段側に設けられ、ゲインを可変に制御して感度調整を行う感度調整回路を含み、
前記検出側増幅信号は、前記感度調整回路による感度調整前の信号であり、
前記合成部は、
感度調整前の前記検出側増幅信号に対して前記オフセット調整信号を加算又は減算することを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 8 .
The detection circuit includes:
A sensitivity adjustment circuit that is provided on the front side of the synchronous detection circuit and adjusts the sensitivity by variably controlling the gain;
The detection side amplified signal is a signal before sensitivity adjustment by the sensitivity adjustment circuit,
The synthesis unit is
A detection apparatus, wherein the offset adjustment signal is added to or subtracted from the detection side amplified signal before sensitivity adjustment.
前記物理量トランスデューサは振動ジャイロであることを特徴とする検出装置。 In any one of Claims 1 thru | or 9 ,
The physical quantity transducer is a vibrating gyroscope.
前記物理量トランスデューサと、
を含むことを特徴とするセンサ。 The detection device according to any one of claims 1 to 10 ,
The physical quantity transducer;
A sensor comprising:
前記センサの検出情報に基づいて処理を行う処理部と、
を含むことを特徴とする電子機器。 A sensor according to claim 11 ;
A processing unit that performs processing based on detection information of the sensor;
An electronic device comprising:
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