JP2007325445A - キャパシタ蓄電電源及びキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】静電容量の大きく寿命に影響の少ない範囲で充放電を行うようにし、効率よく静電容量の大きな領域を有効に使用できるようにする。
【解決手段】定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性を有する複数のキャパシタからなるキャパシタ蓄電電源１であって、キャパシタの変曲点電圧を設定電圧Ｖbot に基づき検出する変曲点電圧検出回路１１と、キャパシタの過電圧Ｖful を検出する過電圧検出回路１２と、初期化モードの選択により初期化電圧Ｖini でキャパシタの充電電流をバイパス動作する初期化回路１３とを備え、いずれかの変曲点電圧の検出信号に基づき放電停止信号を発生さ、いずれかの過電圧の検出信号に基づき充電停止信号を発生さ、複数のバイパス動作信号に基づき初期化充電の終了信号を発生させて、充放電の制御を行う。
【選択図】図２

Description

本発明は、定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性を有する複数のキャパシタに、変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と過電圧を検出する過電圧検出回路と初期化モードの選択により初期化電圧で充電電流をバイパス動作する初期化回路とを備えたキャパシタ蓄電電源に関し、さらにその充放電を制御するキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置に関する。

電気二重層キャパシタは、基本的には、正極、負極ともに比表面積が大きな活性炭からなる分極性電極を用いる。使用可能な耐電圧は、使用する電解液による。すなわち、水系電解液の場合、使用可能な耐電圧は、水が電気分解を起こす１Ｖ程度であるが、非水系の
有機電解液を用いると、その種類によっては、３Ｖ以上の耐電圧が得られるため、耐電圧
の上昇によって静電エネルギーを電圧の２乗に比例して大きくすることができる。

このように、電気二重層キャパシタは、電池と異なり化学反応を伴わずに物理現象のみで電気を蓄えることができるノンファラデーデバイスであり、化学電池では実現し得なかった９０％以上の充放電効率、１００万回を超えるサイクル寿命、１０年以上の長寿命、電池に比べて一桁低い内部抵抗と出力密度特性を兼ね備えた新型の物理電池と言える。電気自動車や無停電電源装置などの分野では、実用化の段階に入っており、将来的にも期待されるところが大きい。

このような状況の中で、静電容量の大容量化を図る研究・開発が盛んに行われており、例えば分極性電極を構成する炭素材料として、アルカリ金属とアルカリ金属化合物の少なくとも１種とともに、アルカリ金属の蒸気が発生する温度以上で熱処理を行って製造される黒鉛類似の微結晶炭素を有する炭素材料を用いて電気二重層キャパシタを組み立てたのち、最初に定格電圧以上の電圧を分極性電極に印加することにより、微結晶炭素の層間に有機電解液内の溶質のイオンを挿入させて静電容量を発現させるようにした電気二重層キャパシタが提案されている（例えば、特許文献１参照）。これによれば、従来の活性炭を使用したものに比べて大きな静電容量を得ることができる。

他にも、従来の電気二重層キャパシタに比べて、容積あたりの静電容量が大きく、また高い耐電圧を有し、単位体積あたりの静電エネルギーが大きな電気二重層キャパシタの研究・開発が行われ、提案されている（例えば、特許文献２、３参照）。この電気二重層キャパシタは、炭素質負電極と、１０ｍ² ／ｇ未満の比表面積を有する黒鉛を含む炭素質正電極とを非水系電解液中に浸漬してなる電気二重層キャパシタであり、定電流による充放電特性が高電圧領域の電圧変化率に対して低電圧領域で大きくなる特異な充放電特性を備えている。この現象は、充電時ごとに所定の電圧に達すると、電解液中から黒鉛へのイオンの吸着が開始され、放電時には黒鉛からイオンが脱着するため、その結果、高電圧領域で大きな静電容量が発現するものと考えられる。この電圧変化率が小さくなる高電圧領域は、例えば満充電電圧が３．５Ｖの電気二重層キャパシタの場合、ほぼ２Ｖより高い電圧の領域であり、ほぼ２Ｖ近傍に電圧変化率の変わる変曲点電圧が現れる。
特開２０００−７７２７３号公報 特開２００５−２９４７８０号公報 特願２００５−１２６６１８

しかし、一般の電気二重層キャパシタでは、０Ｖあるいは極性反転して−０．９Ｖ程度までならほとんど損傷を受けることなく充放電を繰り返し使用することができたが、上記のような特異な充放電特性を有する電気二重層キャパシタでは、変曲点電圧以上で大きな静電容量を発現する反面、変曲点電圧未満の場合に、充放電時において電圧変化率の傾きが大きいため静電容量が小さく、無理して使用しても大した静電容量が得られないばかりでなく、キャパシタを劣化させ、放電深度が変曲点電圧を下回る充放電サイクルは寿命に影響して好ましくない。

本発明は、定電流による充放電特性が高電圧領域の電圧変化率に対して低電圧領域で大きくなる電気二重層キャパシタに対し静電容量の大きく寿命に影響の少ない範囲で充放電を行うようにし、効率よく静電容量の大きな領域を有効に使用できるようにするものである。

そのために本発明は、定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性を有する複数のキャパシタからなるキャパシタ蓄電電源であって、前記キャパシタの前記変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と、前記キャパシタの過電圧を検出する過電圧検出回路と、初期化モードの選択により初期化電圧で前記キャパシタの充電電流をバイパス動作する初期化回路とを備え、前記複数のキャパシタのいずれかの変曲点電圧の検出信号に基づき放電停止信号を発生さ、前記複数のキャパシタのいずれかの過電圧の検出信号に基づき充電停止信号を発生さ、前記複数のキャパシタのバイパス動作信号に基づき初期化充電の終了信号を発生させて、充放電の制御を行うように構成したことを特徴とする。

また、定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性を有する複数のキャパシタに、前記変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と過電圧を検出する過電圧検出回路と初期化モードの選択により初期化電圧で充電電流をバイパス動作する初期化回路とを備えたキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置であって、前記複数のキャパシタのいずれかの変曲点電圧の検出信号により放電を停止し、前記複数のキャパシタのいずれかの過電圧の検出信号により充電を停止し、前記複数のキャパシタのバイパス動作信号により初期化充電を終了するように充放電を制御することを特徴とする。

前記設定電圧は、低電圧領域の充放電特性と高電圧領域の充放電特性の１次式より求められる交点の電圧近傍であり、高電圧領域の電圧変化率と低電圧領域の電圧変化率の中間の電圧変化率となる電圧近傍であり、高電圧領域の電圧変化率に所定値を加算した電圧変化率となる電圧近傍であり、前記複数のキャパシタのそれぞれの設定電圧は、前記複数のキャパシタそれぞれの前記変曲点電圧のうち、最も大きい変曲点電圧であることを特徴とする。

さらに、各キャパシタの前記変曲点電圧検出回路による前記変曲点電圧の検出信号を論理和処理して出力する変曲点電圧信号処理回路と、各キャパシタの前記過電圧検出回路による前記過電圧の検出信号を論理和処理して出力する過電圧信号処理回路と、各キャパシタの前記初期化回路による前記バイパス動作信号を論理積処理して出力する初期化信号処理回路とを備え、前記変曲点電圧信号処理回路により論理和処理した前記変曲点電圧の検出信号を前記放電停止信号とし、前記過電圧信号処理回路により論理和処理した前記過電圧の検出信号を前記充電停止信号とし、前記初期化信号処理回路により論理積処理した前記バイパス動作信号を前記初期化充電の終了信号としたことを特徴とする。

また、定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる充放電特性を有する複数のキャパシタを直列接続して用いると共に、前記複数のキャパシタのそれぞれに、過電圧を検出する過電圧検出回路と初期化モードの選択により初期化電圧で充電電流をバイパス動作する初期化回路とを備えたキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置であって、前記キャパシタ蓄電電源の変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と、各キャパシタの前記過電圧検出回路による前記過電圧の検出信号を論理和処理して出力する過電圧信号処理回路と、各キャパシタの前記初期化回路による前記バイパス動作信号を論理積処理して出力する初期化信号処理回路とを備え、前記変曲点電圧検出回路による前記変曲点電圧の検出信号を前記放電停止信号とし、前記過電圧信号処理回路により論理和処理した前記過電圧の検出信号を前記充電停止信号とし、前記初期化信号処理回路により論理積処理した前記バイパス動作信号を前記初期化充電の終了信号として、充放電を制御することを特徴とし、あるいは前記キャパシタ蓄電電源の変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と、各キャパシタの前記過電圧検出回路による前記過電圧の検出信号を論理和処理して出力する過電圧信号処理回路と、前記キャパシタ蓄電電源の初期化充電の終了電圧を設定電圧に基づき検出する初期化終了電圧検出回路とを備え、前記変曲点電圧検出回路による前記変曲点電圧の検出信号を前記放電停止信号とし、前記過電圧信号処理回路により論理和処理した前記過電圧の検出信号を前記充電停止信号とし、前記初期化終了電圧検出回路による前記初期化充電の終了電圧の検出信号を前記初期化充電の終了信号として、充放電を制御することを特徴とする。

前記変曲点電圧の設定点電圧は、各キャパシタについて求めた変曲点電圧の合計値であり、あるいは各キャパシタについて求めた変曲点電圧のうち、最も大きい電圧を前記各キャパシタの変曲点電圧とした合計値であり、前記過電圧は、前記キャパシタの満充電電圧であり、前記初期化電圧は、前記変曲点電圧近傍または前記キャパシタの満充電電圧であり、前記初期化充電の終了電圧は、各キャパシタの前記初期化電圧の合計値より小さい電圧であることを特徴とする。

本発明によれば、大きな静電容量を発現し得る範囲内で、劣化させることなく、電気二重層キャパシタを有効に使用することができる。しかも、静電容量の小さい低電圧領域は除き、高電圧領域で充放電を繰り返し使用するので、最大限の蓄電性能を引き出し、安定かつ長寿命の使用が可能になり、充放電回路の電圧の変動幅を小さくすることができるので、電圧の変動幅が大きい回路で生じる制御回路の負担、無駄を抑えることができる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明に係るキャパシタ蓄電電源及びその充放電制御装置の実施の形態を説明する図、図２は変曲点電圧検出回路と過電圧検出回路と初期化回路とを備えたキャパシタの実施の形態を示す図、図３は充電制御を行うための信号処理回路の実施の形態を示す図である。図中、１はキャパシタ蓄電電源、２は充電回路、３は放電回路、４は充電制御装置、５は充電電源、６は負荷、１１〜１５、４３は比較回路、４１、４２は論理和処理回路、４４は論理積処理回路、Ａs はアナログスイッチ、Ｂは変曲点電圧の検出信号、Ｆは過電圧の検出信号、Ｉはバイパス動作信号、Initは初期化選択信号、Ｒs はバイパス抵抗、Ｓini は初期化選択スイッチ、Ｔr はバイパストランジスタ、Ｖbot は変曲点電圧検出基準値、Ｖful は過電圧検出基準値、Ｖini は初期化基準値を示す。

図１に示す本実施形態に係るキャパシタ蓄電電源及びその充放電制御装置は、充電電源５から充電回路２を通してキャパシタ蓄電電源１を充電して蓄電し、放電回路３を通して負荷６に放電して給電するものである。キャパシタ蓄電電源１は、直列接続される１乃至複数のキャパシタ（Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、……）からなり、キャパシタは、定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性を有する、例えば電気二重層キャパシタである。このようなキャパシタとしては、例えば炭素質負電極と、１０ｍ² ／ｇ未満の比表面積を有する黒鉛を含む炭素質正電極とを非水系電解液中に浸漬してなる本出願人等の提案に係る電気二重層キャパシタがある。そして、それぞれのキャパシタには、当該キャパシタの変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路、当該キャパシタの過電圧を検出する過電圧検出回路、初期化モードの選択により初期化電圧で当該キャパシタの充電電流をバイパス動作する初期化回路がそれぞれ並列接続されている。

充放電制御装置４は、キャパシタ蓄電電源１の充放電状態を検出しながら充電回路２、放電回路３を制御することにより、充電電源５からキャパシタ蓄電電源１への充電、キャパシタ蓄電電源１から負荷６への放電を制御するものである。これらの充放電制御として、本実施形態において、充放電制御装置４は、キャパシタ蓄電電源１の過電圧検出回路による過電圧の検出信号に応じて充電回路２による充電の停止を制御し、変曲点電圧検出回路による変曲点電圧の検出信号に応じて放電回路３による放電の停止を制御し、また、複数のキャパシタ間で充電電圧のバラツキが大きくなったことを判定して充電回路２による初期化充電を実行し初期化回路によるバイパス動作信号に応じて初期化充電の終了を制御する。つまり、繰り返し充放電する下限電圧を変曲点電圧とするものである。

キャパシタの変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路は、図２に示すように変曲点電圧検出基準値Ｖbot とキャパシタの電圧とを比較する比較回路１１で構成され、キャパシタの電圧が変曲点電圧検出基準値Ｖbot を越えると、比較回路１１から変曲点電圧の検出信号Ｂを送出する。充放電制御装置４は、放電時にこの変曲点電圧の検出信号Ｂに応じて放電回路３による放電を停止させ、このことによりキャパシタが変曲点電圧より低い電圧まで放電しないようにする。

キャパシタの過電圧を検出する過電圧検出回路は、図２（ａ）に示すように過電圧検出基準値Ｖful とキャパシタの電圧とを比較する比較回路１２で構成され、キャパシタの電圧が過電圧検出基準値Ｖful を越えると、比較回路１２から過電圧の検出信号Ｆを送出する。充放電制御装置４は、充電時にこの過電圧の検出信号Ｆに応じて充電回路２による充電を停止させる。したがって、この過電圧検出基準値Ｖful として、キャパシタの満充電電圧を設定することにより、満充電電圧までキャパシタを充電し、それ以上の過電圧充電を阻止する。

初期化回路は、図２（ａ）に示すように初期化基準値Ｖini とキャパシタの電圧とを比較する比較回路１３、比較回路１３の出力をオン／オフする初期化選択スイッチＳini 、比較回路１３の出力によりベースバイアスが制御されるバイパストランジスタＴr 、バイパストランジスタＴr のコレクタに直列にバイパス抵抗Ｒs が接続されたキャパシタの充電電流のバイパス回路で構成される。そして、充放電制御装置４からの初期化モードの選択信号Initにより初期化選択スイッチＳini がオンにされていることを条件に、充電時にキャパシタの電圧が初期化基準値Ｖini を越えると、比較回路１３からバイパス動作信号Ｉを送出すると共に、バイパストランジスタＴr を導通させてバイパス抵抗Ｒs 、バイパストランジスタＴr のコレクタ−エミッタを通して充電電流をバイパスさせる。したがってこのバイパス動作中は、キャパシタの電圧が一定の初期化基準値Ｖini に維持され、複数のキャパシタのそれぞれからバイパス動作信号Ｉが送出されたとき、各キャパシタの電圧がすべて初期化基準値Ｖini に均一化され、初期化の充電モードが終了する。

上記のように過電圧検出回路は、通常の充電においてほぼ満充電まで充電されたことをいずれかのキャパシタの電圧で検出して充電を停止させ、初期化回路は、初期化モードにおいて充電電流をバイパス動作させながら各キャパシタの電圧を初期化基準値Ｖini に揃え均一化するものであり、充電時にいずれかが選択されるものである。したがって、図２（ｂ）に示すように比較回路１５を共用して過電圧検出基準値Ｖful と初期化基準値Ｖini とを初期化選択スイッチＳini で切り換えるようにしてもよい。この場合、充放電制御装置４において、初期化モードのときには初期化選択スイッチＳini を通した比較回路１５の出力をバイパス動作信号Ｉとして処理して初期化の終了を判定し、初期化モードではない通常のモードのときには初期化選択スイッチＳini の前の比較回路１５の出力を過電圧の検出信号Ｆとして処理する。ここで、初期化基準値Ｖini は、過電圧検出基準値Ｖful と同じにし過電圧検出基準値Ｖful で共用してもよい。この場合には比較回路１５の入力側の初期化選択スイッチＳini を省くことができる。しかし、バイパス動作中の電力の無駄が電流と電圧の積であることから、初期化基準値Ｖini を変曲点電圧検出基準値Ｖbot に近い低電圧側にした方が無駄を少なくすることができる。つまり、初期化基準値Ｖini は、変曲点電圧検出基準値Ｖbot から過電圧検出基準値Ｖful の間を範囲として任意に選ぶことができる。

充放電制御装置４では、上記説明から明らかなように変曲点電圧の検出信号Ｂ及び過電圧の検出信号Ｆの入力に伴い、いずれか１つのキャパシタからの信号によって充放電の制御が行われ、バイパス動作信号Ｉの入力に伴い、各キャパシタからの信号によって充電（初期化充電の終了→充電の停止）の制御が行われる。そこで、充放電制御装置４において、放電の停止を制御する回路は、例えば図３（ａ）示す論理和処理回路（オアゲート）４１により実現され、充電の停止を制御する回路は、例えば図３（ｂ）示す論理和処理回路（オアゲート）４２により実現され、初期化を実行するためのキャパシタの電圧の間のバラツキを判定する回路は、例えば図３（ｃ）に示すアナログスイッチＡＳと基準値Ｖi と比較回路４３により実現され、初期化の終了を制御する回路は、例えば図３（ｄ）に示す論理積回路（アンドゲート）４４により実現される。

すなわち、充放電制御装置４では、図３（ａ）に示すように各キャパシタからの変曲点電圧の検出信号Ｂc1、……、Ｂci……を論理和処理回路４１により処理して、いずれかのキャパシタが変曲点電圧検出基準値Ｖbot まで放電されると、論理和処理回路４１から出力される変曲点電圧の検出信号Ｂにより放電の停止をし、また、図３（ｂ）に示すように各キャパシタからの過電圧の検出信号Ｆc1、……、Ｆci……を論理和処理回路４２により処理して、いずれかのキャパシタが過電圧検出基準値Ｖful まで充電されると、論理和処理回路４２から出力される過電圧の検出信号Ｆにより充電を停止するように充電回路２、放電回路３を制御する。各キャパシタの電圧の間のバラツキは、これらの充電を停止し、或いは放電を停止したときのキャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc により判定することができる。

過電圧の検出信号Ｆにより充電を停止したとき、各キャパシタの電圧の間にバラツキが小さい場合、キャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc は高めにあるが、バラツキが大きくなると、いずれかのキャパシタの電圧が過電圧検出基準値Ｖful まで充電されて過電圧の検出信号Ｆが送出されたとき、他のキャパシタの電圧は、過電圧検出基準値Ｖful を下回り、その幅が総体的に大きくなるので、キャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc が低くなってくる。そこで、初期化実行の判定回路としては、例えば図３（ｃ）に示すようにアナログスイッチＡＳと基準値Ｖi と比較回路４３により構成することができる。ここで、いずれかのキャパシタから過電圧の検出信号Ｆが送出されたときにアナログスイッチＡＳをオンにしてキャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc を基準値Ｖi と比較し、比較回路４３においてキャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc が基準値Ｖi より小さくなったとき、初期化選択信号Initにより初期化モードを選択して初期化を実行する。

また、変曲点電圧の検出信号Ｂにより放電を停止したとき、各キャパシタの電圧の間にバラツキが小さい場合、キャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc は低めにあるが、バラツキが大きくなると、いずれかのキャパシタの電圧が変曲点電圧まで放電され変曲点電圧の検出信号Ｂが送出されたとき、他のキャパシタの電圧は、変曲点電圧検出基準値Ｖbot を上回り、その幅が総体的に大きくなるので、キャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc が高くなってくる。したがって、この場合には、いずれかのキャパシタから変曲点電圧の検出信号Ｂが送出されたときにアナログスイッチＡＳをオンにしてキャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc を基準値Ｖi と比較し、比較回路４３において上記とは逆にキャパシタ蓄電電源１の電圧Ｖc が基準値Ｖi より大きくなったとき、初期化選択信号Initにより初期化モードを選択して初期化を実行する。

充放電制御装置４では、初期化モードを選択すると、充電回路２を制御して初期化充電を実行するが、その初期化の終了は、例えば図３（ｃ）に示すように各キャパシタからのバイパス動作信号Ｉc1、……、Ｉci……を論理積処理回路４４により処理して、すべてのキャパシタが初期化基準値Ｖini まで充電されると、論理積処理回路４４から出力されるバイパス動作信号Ｉにより初期化のための充電を停止させ初期化を終了する。

次に、変曲点電圧とその変曲点電圧検出基準値Ｖbot の設定処理を説明する。図４は定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性の例を示す図、図５は低電圧領域の充放電特性と高電圧領域の充放電特性の式より求められる交点に基づき設定を行う処理の例を説明する図、図６は低電圧領域の充放電特性と高電圧領域の充放電特性の中間の電圧変化率に基づき設定を行う処理の例を説明する図である。

屈曲した充放電特性として、例えば図４に示すように定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなっているキャパシタの場合、ｔ０〜ｔ５までの充電区間において、所定のタイミングでキャパシタの電圧を測定し、幾つかの知られた方法により変曲点電圧を求めることができる。なお、図４に示す充放電特性において、ｔ６における電圧の立ち下がりは、放電開始時に流れる放電電流による内部抵抗の降下分である。図４に示すような定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性を有するキャパシタにおいて、充電を停止する電圧（満充電電圧、或いは定格電圧）Ｖful が３．５Ｖのものの場合には、変曲点電圧となる電圧Ｖbotc、Ｖbotdはほぼ２Ｖになる。したがって、この場合、低電圧領域は、２Ｖより低い、例えば０．５Ｖ近傍、さらにはそれより高い１．５Ｖ位までの間、高電圧領域は、２Ｖより高い、例えば満充電電圧に近い３Ｖ近傍、さらにはそれより低い２．５Ｖ位までの間として、サンプリングするタイミングが選択され、変曲点電圧の設定処理が行われる。例えば０．５Ｖの電圧を検出することにより低電圧領域の判定を行い、サンプリングを実行する。勿論、キャパシタの定格や種類よってこれらの数値にはズレがあるので、そのときのキャパシタに応じて領域が選択、設定されるものであることはいうまでもない。

例えばその１つが特性式から交点の電圧を求める方法である。これは、初期の低電圧領域でｔ１とΔＴのサンプリング間隔をおいたｔ２でキャパシタの電圧Ｖ_t1、Ｖ_t2を測定し、これらの測定データから、電圧変化率ΔＶcl（＝Ｖ_t2−Ｖ_t1）を求め、さらに１次式Ｆcl（ｖ＝ΔＶcl・ｔ＋０：ｖとｔが変数）を求める。同様に高電圧領域でｔ３とΔＴのサンプリング間隔をおいたｔ４でキャパシタの電圧Ｖ_t3、Ｖ_t4を測定し、これらの測定データから、電圧変化率ΔＶch（＝Ｖ_t4−Ｖ_t3）を求め、さらにＶ_t3＝ΔＶch・ｔ３＋Ｋa とＶ_t4＝ΔＶch・ｔ４＋Ｋa （Ｋa は未知数）からＫa に対応するＶa （定数）を求めて１次式Ｆch（ｖ＝ΔＶch・ｔ＋Ｖa ）を求めることにより、それらの交点の電圧（変曲点電圧）として、図４に示すＶbotcを求める方法である。同様にすれば、ｔ６〜ｔ10までの放電区間においても交点の電圧（変曲点電圧）として、図４に示すＶbotdを求めることができる。

上記方法を採用した変曲点電圧設定処理の例を示したのが図５である。図５に示す処理ではまず、充電モードか放電モードかに応じ（ステップＳ１１）、充電モードの場合には、低電圧領域を判定し（ステップＳ１２）、低電圧領域でΔＴの間隔をおいて２点ｔ_i 、ｔ_i+1 で電圧をサンプリング（測定）する（ステップＳ１３）。続けて、高電圧領域を判定し（ステップＳ１４）、高電圧領域でΔＴの間隔をおいて２点ｔ_j 、ｔ_j+1 で電圧をサンプリングする（ステップＳ１５）。つまり、ここでは、図４に示すｔ０〜ｔ５の領域で測定を行う。

放電モードの場合には、高電圧領域を判定し（ステップＳ１６）、高電圧領域でΔＴの間隔をおいて２点ｔ_n 、ｔ_n+1 で電圧をサンプリング（測定）する（ステップＳ１７）。続けて、低電圧領域を判定し（ステップＳ１８）、低電圧領域でΔＴの間隔をおいて２点ｔ_m 、ｔ_m+1 で電圧をサンプリングする（ステップＳ１９）。つまり、ここでは、図４に示すｔ６〜ｔ10の領域で測定を行う。

次に、低電圧領域、高電圧領域それぞれの測定データに基づき１次式を求め（ステップＳ２０）、２つの式からそれらの交点を求めて交点の電圧に基づき変曲点電圧を設定する（ステップＳ２１）。つまり、ここでは、図４に示すΔＶcl、ΔＶch、Ｆcl、ＦchからＶbotcを求め、或いはΔＶdl、ΔＶdh、Ｆdl、ＦdhからＶbotdを求めて変曲点電圧を設定する。

また、他の方法は、図４に示す電圧変化率ΔＶclとΔＶchからその中間の電圧変化率＝（ΔＶcl＋ΔＶch）／２に対応する電圧を変曲点電圧として、またはΔＶdlとΔＶdhからその中間の電圧変化率＝（ΔＶdl＋ΔＶdh）／２に対応する電圧を変曲点電圧として、図４に示すＶbotcまたはＶbotdを求める方法である。この場合の変曲点電圧設定処理の例を示したのが図６である。図６に示す処理ではまず、初期条件としてｔを０に設定した後（ステップＳ３１）、ｔをΔｔ加算した更新して（ステップＳ３２）、そのｔ時の電圧Ｖをサンプリングする（ステップＳ３３）。そして、サンプリングのｔ時と電圧Ｖをメモリに格納し（ステップＳ３４）、さらにそのｔ時の電圧とΔｔ時前の電圧との差ΔＶを計算してメモリに格納する（ステップＳ３５）。上記ステップＳ３２〜Ｓ３５の処理を充電または放電終了まで行う（ステップＳ３６）。その結果、充電の場合には、ｔ０〜ｔ５までの充電区間、放電の場合にはｔ０〜ｔ５までの放電区間における各時ｔの電圧Ｖ、ΔＶがメモリに格納される。

次に、メモリに格納した各時のΔＶを読み出して低電圧領域の電圧変化率ΔＶl を判定し（ステップＳ３７）、同様に、メモリに格納した各時のΔＶを読み出して高電圧領域の電圧変化率ΔＶh を判定して（ステップＳ３８）、電圧変化率の基準値ΔＶref として、中間の電圧変化率（ΔＶl ＋ΔＶh ）／２を求める（ステップＳ３９）。そして、このΔＶref に直近のΔＶが得られたときの電圧をメモリから検索して変曲点電圧を設定する（ステップＳ４０）。

図７は各基準値の設定回路の構成例を示す図、図８は充電回路の構成例を示す図、図９は放電回路の構成例を示す図である。図中、２１、３１は信号処理回路、ＡＳｒ１、ＡＳｒ１′はアナログスイッチ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１′、Ｃ２′、Ｃｒ１はコンデンサ、Ｉc は充電電流、Ｉd は放電電流、Ｌ、Ｌ′はコイル、Ｒ、Ｒ′は電流検出用抵抗、Ｒｒ１は抵抗、Ｒｒｖ、Ｒｒｖ′は可変抵抗、ＳＷ１、ＳＷ１′はメインスイッチ回路、ＳＷ２、ＳＷ２′は同期整流回路、Ｓg は切り換え信号、Ｖc は端子電圧、Ｖｉは入力電圧、＋Ｖはバイアス電源、Ｖref は基準値を示す。

上記の各基準値の設定回路は、周知の様々な回路で構成することができるが、例えば図７に示すように構成することができる。すなわち、図７（ａ）に示すように安定化されたバイアス電源＋Ｖを固定抵抗Ｒｒ１と可変抵抗Ｒｒｖとの分圧回路で分圧し、その分圧接続点から基準値Ｖref を取り出し、可変抵抗Ｒｒｖにより所定の電圧に調整する。なお、コンデンサＣｒ１はノイズ対策用として可変抵抗Ｒｒｖに並列接続しているものである。また、図７（ｂ）に示すようにアナログスイッチＡＳｒ１を介して同様の回路を並列に接続してアナログスイッチＡＳｒ１のオン／オフにより基準値を切り換えられるようにしてもよいし、また、このような基準値の切り換えは、アナログスイッチＡＳｒ１′を介して可変抵抗Ｒｒｖと並列に可変抵抗Ｒｒｖ′を接続できるようにしてもよい。このように基準値の切り換えをアナログスイッチＡＳｒ１、或いはＡＳｒ１′により行うように構成ふることにより、例えば図２（ｂ）に示す基準値Ｖful 、Ｖini の切り換えを行うことができる。

充電回路２には、例えば図８に示すように構成されるものがあり、この回路では、充電電源５とキャパシタ蓄電電源１との間に充電制御用のチョークコイルＬと同期整流回路ＳＷ２を直列に接続し、これらの直列接続点に並列にメインスイッチ回路ＳＷ１を接続するとともに、入力側及び出力側に並列に平滑用にコンデンサＣ１、Ｃ２を接続して昇圧タイプのスイッチングコンバータを構成し、そして、充電電流を検出するため電流検出用抵抗Ｒが直列に挿入接続する。信号処理回路２１は、オン／オフ制御信号によりメインスイッチ回路ＳＷ１をオン／オフし同期整流回路ＳＷ２をその逆相でオフ／オンして充電電流を制御するものである。そのために、充電電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、入力電圧Ｖｉを検出してそれらを制御対象として各種設定された基準値と比較しそれらの誤差増幅信号に基づき、定電流充電、電流逓減充電、定電圧充電、入力定電圧充電などの各充電モードに応じてパルス幅変調されたオン／オフ制御信号を生成し出力する。

放電回路３には、例えば図９に示すように構成されるものがあり、この回路では、キャパシタ蓄電電源１と負荷６との間に放電制御用のスイッチ回路ＳＷ１′とチョークコイルＬ′を直列に接続し、これらの直列接続点に並列に同期整流回路ＳＷ２′を接続するとともに、入力側及び出力側に並列にコンデンサＣ１′、Ｃ２′を接続して、信号処理回路３１からのＰＷＭ信号によりスイッチ回路ＳＷ１′をオン／オフすると共に、それと逆位相で同期整流回路ＳＷ２′をオフ／オンして放電電流（負荷電流）を負荷６に供給する降圧タイプのスイッチングコンバータを備え、放電電流Ｉｄを検出するため電流検出用抵抗Ｒ′を直列に挿入接続している。図８及び図９の実施の形態は、それぞれ充電回路を放電回路とし、放電回路を充電回路とすることができるが、信号処理回路は、充電か放電からより異なることはいうまでもない。すなわち、充電回路の場合には図８の実施の形態に示すように所定の充電仕様にしたがって充電電流が制御され、放電回路の場合には、負荷の給電仕様にしたがって放電電流を制御される。

なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上記実施の形態では、変曲点電圧を高電圧領域の特性式と低電圧領域の特性式の交点より求め、或いはこれらの領域の電圧変化率の中間の電圧変化率より求めるようにしたが、高電圧領域の電圧変化率に所定値を加算した電圧変化率より求めるようにしてもよい。変曲点電圧を検出する設定電圧は、そのようにして求めた値をそのまま設定してもよいし、所定値Δだけ加算した値を設定してもよい。また、複数のキャパシタ（ｎ個）のそれぞれの設定電圧として、個別に求めた当該キャパシタの変曲点電圧に基づき設定してもよいが、各キャパシタの変曲点電圧のうち最大値を共通の値として設定したり、いずれかのキャパシタを代表としてそのキャパシタの変曲点電圧に所定値Δだけ加算した値を共通の値として設定してもよい。さらには、個々のキャパシタで変曲点電圧を検出するのではなく、一括したキャパシタ蓄電電源を単位として全体で変曲点電圧を検出するように構成してもよい。この場合の設定電圧も、上記と同様、個別に求めた各キャパシタの変曲点電圧を合計した値や、変曲点電圧のうちの最大値をキャパシタ数ｎ分合計した値、代表とするキャパシタの変曲点電圧をｎ倍した値等を採用することができることはいうまでもない。

初期化充電では、各キャパシタの初期化回路によるバイパス動作信号を論理積処理して初期化充電の終了信号としたが、キャパシタの数が多くなると、論理積処理を行う回路が大規模になるので、キャパシタ蓄電電源の初期化充電の終了電圧として、各キャパシタの初期化電圧の合計値より小さい電圧、例えばその９０％、８０％などの電圧を設定し、その設定電圧に基づき初期化充電の終了電圧を検出して、初期化充電の終了信号としてもよい。この場合には、論理積処理を行う回路がなくても、キャパシタ蓄電電源の端子電圧Ｖc 、つまり充電回路の出力電圧を判定するだけで簡便に初期化充電の終了を制御できる。また、各キャパシタの初期化回路によるバイパス動作信号をカウントして、全数ではなく所定数のカウント値、例えば半数（５０％）、６０％などののカウント値で初期化充電の終了信号を出力させるようにしてもよい。このようにすると、すべてのキャパシタが初期化電圧に達するまで初期化を行う場合に比べ、無駄な電力損失を低減でき、初期化の時間を短縮することができる。

本発明に係るキャパシタ蓄電電源及びその充放電制御装置の実施の形態を説明する図である。 変曲点電圧検出回路と過電圧検出回路と初期化回路とを備えたキャパシタの実施の形態を示す図である。 充電制御を行うための信号処理回路の実施の形態を示す図である。 定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性の例を示す図である。 低電圧領域の充放電特性と高電圧領域の充放電特性の式より求められる交点に基づき設定を行う処理の例を説明する図である。 低電圧領域の充放電特性と高電圧領域の充放電特性の中間の電圧変化率に基づき設定を行う処理の例を説明する図である。 各基準値の設定回路の構成例を示す図である。 充電回路の構成例を示す図である。 放電回路の構成例を示す図である。

符号の説明

１…キャパシタ蓄電電源、２…充電回路、３…放電回路、４…充電制御装置、５…充電電源、６…負荷、１１〜１５、４３…比較回路、４１、４２…論理和処理回路、４４…論理積処理回路、Ａs …アナログスイッチ、Ｂ…変曲点電圧の検出信号、Ｆ…過電圧の検出信号、Ｉ…バイパス動作信号、Init…初期化選択信号、Ｒs …バイパス抵抗、Ｓini …初期化選択スイッチ、Ｔr …バイパストランジスタ、Ｖbot …変曲点電圧検出基準値、Ｖful …過電圧検出基準値、Ｖini …初期化基準値

Claims (14)

1. 定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性を有する複数のキャパシタからなるキャパシタ蓄電電源であって、
   前記キャパシタの前記変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と、
   前記キャパシタの過電圧を検出する過電圧検出回路と、
   初期化モードの選択により初期化電圧で前記キャパシタの充電電流をバイパス動作する初期化回路と
   を備え、前記複数のキャパシタのいずれかの変曲点電圧の検出信号に基づき放電停止信号を発生さ、前記複数のキャパシタのいずれかの過電圧の検出信号に基づき充電停止信号を発生さ、前記複数のキャパシタのバイパス動作信号に基づき初期化充電の終了信号を発生させて、充放電の制御を行うように構成したことを特徴とするキャパシタ蓄電電源。
2. 定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる屈曲した充放電特性を有する複数のキャパシタに、前記変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と過電圧を検出する過電圧検出回路と初期化モードの選択により初期化電圧で充電電流をバイパス動作する初期化回路とを備えたキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置であって、
   前記複数のキャパシタのいずれかの変曲点電圧の検出信号により放電を停止し、前記複数のキャパシタのいずれかの過電圧の検出信号により充電を停止し、前記複数のキャパシタのバイパス動作信号により初期化充電を終了するように充放電を制御することを特徴とするキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
3. 前記設定電圧は、低電圧領域の充放電特性と高電圧領域の充放電特性の１次式より求められる交点の電圧近傍であることを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源または請求項２記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
4. 前記設定電圧は、高電圧領域の電圧変化率と低電圧領域の電圧変化率の中間の電圧変化率となる電圧近傍であることを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源または請求項２記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
5. 前記設定電圧は、高電圧領域の電圧変化率に所定値を加算した電圧変化率となる電圧近傍であることを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源または請求項２記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
6. 前記複数のキャパシタのそれぞれの設定電圧は、前記複数のキャパシタそれぞれの前記変曲点電圧のうち、最も大きい変曲点電圧であることを特徴とする請求項３乃至５記載のキャパシタ蓄電電源またはキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
7. 各キャパシタの前記変曲点電圧検出回路による前記変曲点電圧の検出信号を論理和処理して出力する変曲点電圧信号処理回路と、
   各キャパシタの前記過電圧検出回路による前記過電圧の検出信号を論理和処理して出力する過電圧信号処理回路と、
   各キャパシタの前記初期化回路による前記バイパス動作信号を論理積処理して出力する初期化信号処理回路と
   を備え、前記変曲点電圧信号処理回路により論理和処理した前記変曲点電圧の検出信号を前記放電停止信号とし、前記過電圧信号処理回路により論理和処理した前記過電圧の検出信号を前記充電停止信号とし、前記初期化信号処理回路により論理積処理した前記バイパス動作信号を前記初期化充電の終了信号としたことを特徴とする請求項２記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
8. 定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる充放電特性を有する複数のキャパシタを直列接続して用いると共に、前記複数のキャパシタのそれぞれに、過電圧を検出する過電圧検出回路と初期化モードの選択により初期化電圧で充電電流をバイパス動作する初期化回路とを備えたキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置であって、
   前記キャパシタ蓄電電源の変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と、
   各キャパシタの前記過電圧検出回路による前記過電圧の検出信号を論理和処理して出力する過電圧信号処理回路と、
   各キャパシタの前記初期化回路による前記バイパス動作信号を論理積処理して出力する初期化信号処理回路と
   を備え、前記変曲点電圧検出回路による前記変曲点電圧の検出信号を前記放電停止信号とし、前記過電圧信号処理回路により論理和処理した前記過電圧の検出信号を前記充電停止信号とし、前記初期化信号処理回路により論理積処理した前記バイパス動作信号を前記初期化充電の終了信号として、充放電を制御することを特徴とするキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
9. 定電流充放電による電圧変化率が低電圧領域に対し変曲点電圧の近傍を境として高電圧領域で小さくなる充放電特性を有する複数のキャパシタを直列接続して用いると共に、前記複数のキャパシタのそれぞれに、過電圧を検出する過電圧検出回路と初期化モードの選択により初期化電圧で充電電流をバイパス動作する初期化回路とを備えたキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置であって、
   前記キャパシタ蓄電電源の変曲点電圧を設定電圧に基づき検出する変曲点電圧検出回路と、
   各キャパシタの前記過電圧検出回路による前記過電圧の検出信号を論理和処理して出力する過電圧信号処理回路と、
   前記キャパシタ蓄電電源の初期化充電の終了電圧を設定電圧に基づき検出する初期化終了電圧検出回路と
   を備え、前記変曲点電圧検出回路による前記変曲点電圧の検出信号を前記放電停止信号とし、前記過電圧信号処理回路により論理和処理した前記過電圧の検出信号を前記充電停止信号とし、前記初期化終了電圧検出回路による前記初期化充電の終了電圧の検出信号を前記初期化充電の終了信号として、充放電を制御することを特徴とするキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
10. 前記変曲点電圧の設定点電圧は、各キャパシタについて求めた変曲点電圧の合計値であることを特徴とする請求項８または９記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
11. 前記変曲点電圧の設定電圧は、各キャパシタについて求めた変曲点電圧のうち、最も大きい電圧を前記各キャパシタの変曲点電圧とした合計値であることを特徴とする請求項８または９記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
12. 前記過電圧は、前記キャパシタの満充電電圧であることを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源、請求項２、８または９記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
13. 前記初期化電圧は、前記変曲点電圧近傍または前記キャパシタの満充電電圧であることを特徴とする請求項１記載のキャパシタ蓄電電源、請求項２、８または９記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
14. 前記初期化充電の終了電圧は、各キャパシタの前記初期化電圧の合計値より小さい電圧であることを特徴とする請求項９記載のキャパシタ蓄電電源の充放電制御装置。
    

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