JP2007324846A - 送信回路及びそれを用いた移動体通信用送信機 - Google Patents

Abstract

【課題】従来のポーラループ形送信回路においては振幅、位相２つの帰還回路が送信時に動き、特に低電力時に消費電流が大きくなる課題があった。また振幅を開ループ制御し、位相のみ閉ループにしたものもあるが、電力増幅器の入力振幅―振幅特性、振幅―位相特性の非線形性を補正するため、複雑なテーブルを準備する必要があり、実現が困難であった。
【解決手段】電力増幅器の非線形性の強い大電力時には振幅、位相２つの帰還回路が動作するポーラループ送信回路を動作させ、中低出力時には振幅を開ループ制御することで中低出力時の消費電流を削減する。
【選択図】図１

Description

本発明は、送信回路及びそれを用いた移動体通信用送信機に係り、特に、携帯電話等の移動体通信用送信回路に関するもので、特に欧州携帯電話であるＧＳＭの広帯域伝送機能であるＥＤＧＥ方式に適した送信回路及びそれを用いた移動体通信用送信機に関するものである。

従来、ポーラループ方式の送信回路として、信号源から入力された信号を位相と振幅の局座標で表し、それぞれバッファアンプ、振幅比較器等を介して電力増幅器に帰還をかけて変調のかかった信号を電力増幅器から発生させるものがあった（例えば非特許文献１参照）。

また、従来、ポーラループ方式の送信回路の低電力化を図った方式として、デルタシグマ送信機にＡＭ変調を加えたものがあった（例えば非特許文献２参照）。

V. PETROVIC and W. GOSLING, " Polar-Loop Transmitter," Electronics Letters Vol.15 No.10 pp 286-2 X May 1979 RF MICRO DEVICES POLARIS" 2 TOTAL RADIO Solutions

欧州携帯電話ＧＳＭは日本、韓国以外のほぼ全世界で採用されている、現在最も普及率の高い方式である。近年の携帯電話でのデータ通信の需要に向け高データレートサービスとしてＥＤＧＥのサービスも始まっており、益々の普及が予想される。ＧＳＭでは通常の音声交信用には等振幅で位相に情報を乗せるＧＭＳＫ(Gausian Minimum Shift Keying)変調方式を用い、先に述べたＥＤＧＥ方式では、振幅にも情報を重畳する８―ＰＳＫ(８相Phase Shift Keying)変調方式を用いる。これらの方式両方に対応するため、代表的な例として以下の２つの従来例が存在する。

１つ目は、例えば非特許文献１に開示されているような、ポーラループ方式である。ポーラループ方式の回路図を図１９に示す。３はループフィルタ、４は高周波電力増幅器、５は振幅比較器、６はループフィルタ、７は切り替えスイッチ、８は切り替えスイッチ、９はミキサ、１０はＡＭ検波回路、１１はリミッタ増幅器である。４９はカップラ、８５はＩＦ変調信号源、８６はローカル信号源としてのシンセサイザ、８７はバッファアンプ８９、は低域通過フィルタ、１１５はアンテナである。このポーラループ方式は、信号源８５、８６から入力された信号を位相と振幅の局座標で表し、それぞれバッファアンプ８７、振幅比較器５等を介して電力増幅器４に帰還をかけて変調のかかった信号を電力増幅器から発生させるものである。

２つ目は、例えば非特許文献２に開示されているような、ポーラループ方式の低電力化を図った方式であり、デルタシグマ送信機にＡＭ変調を加えたものである。この例では、ベースバンドＩＣから出力されるアナログの送信信号がＲＦＩＣにてデジタル信号に変換され、変換されたデジタルの送信信号が変調器に入力され、さらに、シンセサイザ、電圧制御型発振器を介して電力増幅器モジュールの電力増幅器に入力され、変調器の出力に基づいてＡＭ変調される。電力増幅器モジュールの送信出力はスイッチモジュールを介してアンテナに供給される。一方、アンテナで受信した電力はスイッチモジュールを介してＲＦＩＣのＩＱ直交ミキサ、フィルタ、利得可変増幅器列、及びベースバンドＩＣのベースバンドデジタルフィルタで処理され、ベースバンドデジタルフィルタを経て受信信号として取り出される。この方式では、振幅は常に開ループ制御とし、位相のみが閉ループ制御される。

しかしながら、上記２つの従来例ではそれぞれ解決すべき課題がある。まず、前者のポーラループ方式の送信回路においては、振幅、位相２つの帰還回路が送信時に動き、特に低電力時に消費電流が大きくなる課題があった。一方、後者の振幅を開ループ制御し、位相のみ閉ループにしたポーラループの低電力化方式は、電力増幅器もしくは電力増幅器モジュール（以下、単に電力増幅器）の制御が開制御であるため、回路規模が小さく低消費電力化に有利である。

ところで、送信回路の電力増幅器の負荷インピーダンスは、アンテナの環境によって大きく変動する。後者の方式で電力増幅器を開制御する場合、アンテナの環境変化に伴う負荷インピーダンスの変動についての対策が必要になる。そこで、電力増幅器の入力振幅―振幅特性、振幅―位相特性の非線形性を補正するために、複雑なテーブルを準備することも考えられるが、多様な使用環境を考慮した場合、実用化が困難であった。これに代わるものとして、アイソレータを接続することでアンテナの環境変動の影響は低減できると考えられるが、送信回路の電力損出が大きくなる。

本発明の解決課題の１つは、使用環境の如何に拘わらず電力増幅器の制御特性が適正に保持され、かつ、消費電流の少ない送信回路を提供することにある。

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明の送信回路は、電力増幅器の送信出力の位相を制御する位相ループと、前記電力増幅器の送信出力の振幅を制御する振幅ループとを含む送信回路において、前記振幅ループを閉ループ又は開ループのいずれかに切り替える切り替え制御ユニットを備え、前記切り替え制御ユニットは、前記電力増幅器の大出力時には前記振幅ループを閉ループとし、前記電力増幅器の低出力時には前記振幅ループを開ループとすることを特徴とする。

本発明によれば、電力増幅器の非線形性の強い大電力時には振幅、位相２つの帰還回路が動作する送信回路を動作させ、中低出力時には振幅を開ループ制御することで、使用環境の如何に拘わらず電力増幅器の制御特性が適正に保持され、しかも、中低出力時の消費電流を削減することができる。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。

まず、本発明の第一の実施形態になる送信回路を、図１〜図９で説明する。
最初に、第一の実施形態の基本的な構成について、図１及び図２で説明する。図１は、本発明の第一の実施形態になる送信回路を示す図、図２は、図１の送信回路の動作を説明する図である。

図１の送信回路は、例えば、ＧＳＭの広帯域伝送機能であるＥＤＧＥ方式に適した移動体通信用送信機に使用されるものである。１は変調器であり、ベースバンド回路(図示略)から送信情報(ランプアップ信号や送信データ等)が入力され、送信信号や位相、振幅の変調信号を生成し、出力する。変調器１の位相（ＰＭ）信号が位相比較器２に送られ、ループフィルタ３を経た信号が高周波電力増幅器(以下、単に電力増幅器)４に送られる。また、電力増幅器４の出力情報がカプラーで検知され、ミキサ９、リミッタ増幅器１１を経て位相情報が位相比較器２に帰還され、ここで変調器１の位相（ＰＭ）信号と比較され、その結果に基づいて位相調整された信号が電力増幅器へ送られる。５は振幅比較器、６はループフィルタである。電力増幅器４の出力情報がカプラーで検知され、ミキサ９、ＡＭ検波回路１０を経て振幅情報が振幅比較器５に帰還され、これと変調器１の振幅（ＡＭ）信号との比較結果に基づいてループフィルタ６で振幅が補正され、電力増幅器４の制御入力側に入力される。７は切り替えスイッチであり、電力増幅器４のバイアス入力側を７−Ａ又は７−Ｂに切り替える。８は切り替えスイッチで、変調器１のＡＭ出力側を８−Ａ又は８−Ｂに切り替える。９はミキサ、１０はＡＭ検波回路、１１はリミッタ増幅器である。また、７００は切り替え制御回路であり、電力増幅器４の出力を制御する送信情報と所定の閾値Ｐｔｈとを比較し、切り替えスイッチ７、８を切り替えるための制御信号を出力する。すなわち、切り替え制御回路７００及び切り替えスイッチ７、８は、送信回路の振幅（ＡＭ）制御ループを切り替えるための切り替え制御ユニットとして構成されている。

切り替え制御回路７００は、電力増幅器４の出力Ｐｏｕｔ(具体的には変調器１に入力される送信情報 Ramp Up )を所定の閾値Ｐｔｈ(より具体的には送信情報に対する閾値 Rth)と比較し、出力Ｐｏｕｔが閾値Ｐｔｈよりも小さい中低出力時(または低出力時)には、切り替えスイッチ７、８を共にＡ接点側、すなわち図１に実線で示した状態に切り替える。これに伴い、図２に示すように、送信回路の位相（ＰＭ）制御に関しては、電力増幅器４、カプラー、ミキサ９、リミッタ増幅器１１、位相比較器２及びループフィルタ６を含む帰還回路が存在するが、振幅（ＡＭ）制御に関しては、振幅比較器５、ループフィルタ６を含む帰還回路がオープンとなるため、電力増幅器４が変調器１のＡＭ出力信号に基づいて直接的にＡＭ変調される開ループ制御となる。

一方、電力増幅器４の出力Ｐｏｕｔ(変調器１の送信情報)が所定の閾値Ｐｔｈよりも大きな大出力時には、切り替えスイッチ７、８を共にＢ接点側に切り替える。これに伴い、電力増幅器４の出力がカプラー、ミキサ９、ＡＭ検波回路１０を経て振幅比較器５に帰還され、これと変調器１の変調出力信号との比較結果に基づいてループフィルタ６で電力増幅器４の出力振幅が補正されるポーラループ回路が構成される。すなわち、送信回路の振幅（ＡＭ）制御に関しては、図２に示すように閉ループ制御となる。これにより、大電力時の送信回路は、２つの帰還回路により変調器１の変調信号が補正された振幅、位相に基づき電力増幅器４の出力電力が制御されるポーラループ送信回路となる。

このように本発明の実施例では、電力増幅器の非線形性の強い大電力時には振幅、位相２つの帰還回路が動作するポーラループ送信回路として動作させ、中低出力時には振幅を開ループ制御することで中低出力時の消費電流を削減する。また、電力増幅器の入力振幅―振幅特性、振幅―位相特性は出力電力の大小に拘わらず適正に保持される。

なお、切り替えスイッチ７、８の実際の切り替えは、変調器１の送信情報中のランプアップデータと所定の閾値Ｒthとの比較により行なう。この特定の閾値Ｒthの設定に際しては、電力増幅器４の特性の変動を考慮して、若干の余裕を持たせるのが良い。また、用途に応じて、閾値Ｒthを選択、変更できるようにしておくのが望ましい。さらに、電力増幅器４の出力Ｐoutに相当する他の情報を用い、それに対応する所定の閾値と比較するようにしても良い。

次に、図１の電力増幅器４の具体的な構成例と、その構成例における切り替えスイッチ７、８の切り替えのための所定の閾値Ｐth（もしくはＲth）との関係について、説明する。

図３は、電力増幅器４の具体的な回路構成例の１つを示すものである。
この電力増幅器においては、電力制御を、電力増幅器４の電源で行うように、電力増幅器４の電源にレギュレータを用いている。すなわち、電力増幅器４は、オペレーション増幅器１２、電源端子１３、ｐ形ＭＯＳＦＥＴ１４、内部電源端子１５、バイアス制御入力端子１６、入力端子１７、出力端子１８、初段増幅器１９、２段目増幅器２０、最終段増幅器２１を備えている。電力制御のために、電力増幅器４の初段増幅器１９、２段目増幅器２０、最終段増幅器２１に対する電源部として、電源端子１３と、オペレーション増幅器１２、ｐ形ＭＯＳＦＥＴ１４、内部電源端子１５及びバイアス制御入力端子１６を含むレギュレータを備えている。

図４は、図３に示した電力増幅器４と負荷インピーダンス（Ｚ）２９の関係を示す図である。電力増幅器４の負荷インピーダンスＺは、アンテナの環境によって大きく変動する。

本発明の送信回路では、パワーロスを低減するために、アイソレータを用いずに、アンテナの環境による変動の影響の低減を図るものである。特に、ＧＳＭ方式では等振幅で位相変調した信号を要求出力レベルに応じて出力するので、電力増幅器は常に飽和領域で動作させることができるが、ＥＤＧＥ方式では、振幅にも情報を重畳する振幅制御を行なうために、使用環境の変動の如何にかかわらず電力増幅器を線形動作させるための工夫が必要である。そのために、本発明では、切り替えスイッチ７、８の動作点を、上記所定の閾値Ｐｔｈとすることに１つの特徴がある。以下、この点について、説明する。

図５は、本発明の第一の実施形態における図３の電力増幅器４の負荷インピーダンスの変動を示す特性図である。３０は最大送信時の電力増幅器負荷線、３１は、最大送信時でかつ負荷インピーダンスが小さい場合の電力増幅器負荷線、３２は最大送信時でかつ負荷インピーダンスが大きい場合の電力増幅器負荷線である。

次に、図６は、本発明の第一の実施形態において、電源を変化させた場合の負荷インピーダンスの変動を示す図である。８８は中出力送信時の電力増幅器負荷線を示す図である。３３は中出力送信時で負荷インピーダンスが小さい場合の電力増幅器負荷線である。３５は小出力送信時の電力増幅器負荷線、３６は小出力送信時で負荷インピーダンスが小さい場合の電力増幅器負荷線である。３４は内部電源電圧差分を示す。

この図から明らかな通り、中出力送信時あるいは小出力送信時で負荷インピーダンスが小さい場合の電力増幅器負荷線３３、３６は、いずれも電力増幅器４の飽和領域内にあり、開ループ制御により、電力増幅器４を変調器１の出力に基づいてＡＭ変調制御することができる。しかし、最大送信時でかつ負荷インピーダンスが小さい場合は、その電力増幅器の負荷線３１が、内部電源電圧差分３４だけ飽和領域外に出る。そのため、開ループ制御により、電力増幅器４を変調器１の出力に基づいて正確にＡＭ変調制御することができなくなる。

そこで、本実施形態においては、最大送信時の電力増幅器の負荷線３０を境に(実際には若干の余裕を持って)、負荷線３０の右側は閉ループ制御すなわちポーラループの送信回路とし、左側は開ループ制御の送信回路に切り替えるものである。

図７は、本発明の第一の実施形態における、電力増幅器の出力と最大許容負荷変動量の関係を示す特性図である。本実施形態においては、切り替え制御回路７００により、電力増幅器４の負荷変動時の大きな大送信時はポーラループ送信回路、負荷変動時の小さな中小出力電力時には開ループ制御の送信回路に切り替わる。これにより、図６で述べたことからも明らかな通り、電力増幅器４の負荷インピーダンスの大小にかかわらず、所定の最大許容負荷変動量を確保できるので、電力増幅器４を正確に制御することができる。また、中小出力送信時はＡＭ開ループ制御とすることで、消費電流の少ない送信回路を提供することができる。

次に、図８は、図１に示した第一の実施形態に用いる電力増幅器４の別の例を示すものである。この例では、電力増幅器４の電力制御を、電力増幅器４のゲートあるいはベースバイアスで行う。１７は入力端子、１８は出力端子、２２は入力整合回路、２３はHBTトランジスタ、２４は抵抗、２５は段間整合回路、２６は出力整合回路、２７はバイアス抵抗、２８はバイアス回路を示す。

図９は、図８のベースバイアス形電力増幅器４を採用した第一の実施形態において、電源を変化させた場合の負荷インピーダンスの変動を示す図である。３００は最大送信時の電力増幅器負荷線、３１０は最大送信時でかつ負荷インピーダンスが小さい場合の電力増幅器負荷線、３２０は最大送信時でかつ負荷インピーダンスが大きい場合の電力増幅器負荷線である。３７は増幅器の最大出力電力のバイアス点、３８は増幅器の変調波の最大バイアス点、３９は増幅器の変調波の最小バイアス点を示す。また、４０は増幅器の負荷変動時の最大出力電力のバイアス点、４１は増幅器の負荷変動時の最大出力電力変調波の最大のバイアス点、４２は増幅器の負荷変動時の最大出力電力変調波の最小のバイアス点を示す。さらに、４３は増幅器の中出力電力のバイアス点、４４は増幅器の中出力電力変調波の最大バイアス点、４５は増幅器の中出力電力変調波の最小バイアス点を示す。

中出力電力時において、各バイアス点（４３、４４、４５）は、線形性が保たれており、開ループ制御でも、ベースバイアス形電力増幅器４を変調器１の出力に基づいてＡＭ変調制御することができる。

しかし、電力増幅器負荷線３２０で示した最大送信時でかつ負荷インピーダンスが大きい場合は、電力増幅器４の特性が飽和してしまい、制御が困難となる。すなわち、ベースバイアス形増幅器の負荷変動時の最大出力電力のバイアス点４０、負荷変動時の最大出力電力変調波の最大のバイアス点４１が、いずれも飽和状態にあり、電力増幅器４を変調器１の出力に基づいて正確にＡＭ変調制御することができなくなる。一方、増幅器の負荷変動時の最大出力電力変調波の最小のバイアス点４２は、制御可能な不飽和の領域にある。

そこで、本実施形態においては、所定の閾値Ｐｔｈを境にして、ベースバイアス形増幅器のバイアスの大きい時すなわち大出力電力時はポーラループ送信回路とし、バイアスの小さい時すなわち中小出力電力時には開ループ制御の送信回路に切り替える。これにより、図９のバイアス点４０、４１での使用を避けることができ、電力増幅器４の負荷インピーダンスの大小にかかわらず、電力増幅器４を変調器１の出力に基づいて正確に制御することができる。また、中小出力送信時はＡＭ開ループ制御とすることで、消費電流の少ない送信回路を提供することができる。

本発明の第二の実施形態を図１０〜図１５で説明する。まず、図１０は本発明の第二の実施形態になる送信回路の要部を示す図、図１１は第二の実施形態の動作タイミング生成回路を示す図、図１２は、第二の実施形態の動作タイミングを示す図、図１３は第二の実施形態の動作説明図である。

図１０において、１は変調器、４６は位相比較器、３は送信用発信器及びフィルタ４８を含むループフィルタ、４は電力増幅器、６１はアンテナスイッチである。電力増幅器４は、多段接続されたヘテロバイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)、バイアス回路２８、カップラ４９、検波回路５０、エラー増幅器５１を備えている。また、位相ループもしくは振幅ループ中に配置された要素として、振幅比較器４７、可変増幅器５２、ステップ増幅器５３、可変増幅器５４、ループフィルタ５５、電圧電流変換器５６、フィルタ５７、バッファ増幅器５８、ミキサ６０、電圧電流変換器６２を備えている。ベースバンド回路から変調器１に入力された送信情報(ランプ信号や送信データ等)は、デジタルインターフェイス６６を経てデジタルＩＱ変調器６５に送られる。デジタルＩＱ変調器６５のＩＱデータは局座標変換器６７で局座標変換され、ＡＭ成分とＰＭ成分の信号がＤＡ変換器６５及び直交変調器６３を介して位相比較器４６及び振幅比較器４７に入力される。また、局座標変換器６７で変換されたＡＭ成分の信号はプリディストーション回路６８で歪が補正され、ＤＡ変換器６９を経てＶramp信号となり、電力増幅器４の振幅がこの信号に比例した値に制御される。ベースバンド回路から変調器１に入力された送信情報(ランプ信号や送信データ等)は、送信データレジスタ７０にも保持され、これらの情報を利用して切り替え制御回路７００が切り替えスイッチ７、８及び切り替えスイッチ５９の切り替え動作を制御する。切り替えスイッチ８の固定端子にはＶramp信号が接続されている。切り替えスイッチ７及び８は、ＧＳＭ側及びＥＤＧＥ側の接点を有する。また、切り替えスイッチ５９は、可変増幅器５２側及びステップ増幅器５３側の接点を有する。

図１１は、第二の実施形態における、切り替えスイッチの動作タイミングを生成する切り替え制御ユニット、すなわち送信データレジスタ７０及び切り替え制御回路７００の構成例を示すものである。送信データレジスタ７０は、８ＰＳＫ、ＧＭＳＫ等の変調方式の情報を保持する変調方式識別レジスタ７１、電力増幅器４の電力レベルに相当するランプ信号を保持するランプ信号レジスタ７２、及び送信データを保持する送信データレジスタ７３を保持している。切り替え制御回路７００には、変調方式識別レジスタ１バースト分のデータ７４、ランプ信号レジスタの１バースト内最大値７５の情報が入力、保持される。７６は開ループ、閉ループしきい値レジスタであり、予め設定された閾値Ｐｔｈを保持している。７７は比較器であり、電力増幅器４の電力レベルに相当するランプ信号と閾値Ｐｔｈとの比較結果に基づき、１か０の値を出力する。７８は比較結果を保持する比較結果レジスタである。７９は論理積であり、データ７４の変調方式と上記比較結果との論理積演算を行なう。論理積７９の出力は、ＣＬＡとして開ループ、閉ループ設定レジスタ８０に設定される。

この移動体通信用送信回路で処理される通信方式は、通常の音声交信用に等振幅で位相に情報を乗せるＧＭＳＫ変調方式を用いるＧＳＭ通信方式と、振幅にも情報を重畳する８―ＰＳＫ(８相Phase Shift Keying)変調方式を用いるＥＤＧＥ方式とに対応している。電力増幅器４は、これら両通信方式に対応し、送信回路の位相に関しては常に帰還回路が動作し、振幅に関しては、電力増幅器の出力に基づいて開ループまたはポーラループ制御のいずれかになる。

図１２に第二の実施形態の動作タイミングを示す。
ＧＳＭ通信方式では、送信信号がＴＸ１〜ＴＸ４の４スロットで構成され、ＴＸ１〜ＴＸ３は８―ＰＳＫ変調、ＴＸ４は等振幅のＧＭＳＫとなっている。電力増幅器４の振幅変調制御に関しては、８―ＰＳＫの振幅と所定の閾値Ｐｔｈとの関係に応じて、電力増幅器が開ループまたはポーラループ制御のいずれかになる。

図１２のＣＬＡは、閉ループ設定レジスタ８０の出力を示しており、ＣＬＡが０のとき開ループ、１のときポーラループ制御となるように、各切り替えスイッチが切り替えられる。

切り替え制御回路７００は、電力増幅器４の送信電力(具体的には変調器１のランプ信号Ｒump )がある閾値レベル(具体的にはＲumpに対応するＲth )以上では振幅ループを閉ループ制御し、前記閾値レベル以下では開ループ制御するように、切り替えスイッチ７、８及び５９を切り替えるための制御信号、例えば"ＡＭ−ＯＰＥＮ"を出力する。すなわち、切り替え制御回路７００は、送信データレジスタ７０から読み出された電力増幅器４の出力に対応するランプ信号と所定の閾値Ｐｔｈとを、比較器７７において比較する。そして、この比較結果を基にＣＬＡを出力し、切り替えスイッチ７、８、５９を切り替え、オープン制御または閉ループ制御を行なう。

ＴＸ１のスロットでは、８―ＰＳＫ変調のため変調方式識別レジスタのデータ７４が１にも拘わらず、電力増幅器４の送信電力は閾値レベル未満（ＬＰ）なので、論理積７９は０となり、ＣＬＡが０(低)で開ループ制御となる。ＴＸ２〜ＴＸ３は８―ＰＳＫ変調のため変調方式識別レジスタのデータ７４が１であり、かつ、電力増幅器４の送信電力は閾値レベル以上（ＨＰ）なので、論理積７９は１となり、ＣＬＡが１(高)で閉ループ制御となる。

ＴＸ４のＧＭＳＫについては、電力増幅器４の送信電力は閾値レベル以上（ＨＰ）であるが、一定振幅でよいので変調方式識別レジスタのデータ７４が０となっており、論理積７９は０となり、ＣＬＡが０で開ループ制御となる。

このように、切り替え制御回路７００は、電力増幅器４の中低出力時は、切り替えスイッチ７、８をＧＳＭ側、切り替えスイッチ５９をステップ増幅器５３側の接点に切り替える。このとき、位相情報は、デジタルＩＱ変調器６５から直交変調器６３を経て位相比較器４６に入力され、ステップ増幅器５３を経由した帰還情報と比較され、その結果に基づいてループフィルタ３で変調された信号が電力増幅器４に入力される。ステップ増幅器５３は、利得の大まかな制御を行なうものであり可変増幅器５２に比べて制御精度は低下するが、電力の消費が少ない利点がある。

一方、デジタルＩＱ変調器６５から、局座標変換器６７、プリディストーション回路６８、ＤＡ変換器６９を経て生成された振幅情報であるＶramp信号は、切り替えスイッチ８、電圧電流変換器５６、切り替えスイッチ７、ループフィルタ５７、バッファ増幅器５８を経て電力増幅器４のバイアス回路２８に送られる。すなわち、位相は閉ループ、振幅はオープン制御となる。

電力増幅器４の大出力時は、ＣＬＡが１となり、切り替えスイッチ７、８をＥＤＧＥ側、切り替えスイッチ５９を可変増幅器５２側の接点に切り替える。位相情報は、デジタルＩＱ変調器６５から直交変調器６３を経て位相比較器４６に入力され、可変増幅器５２を経由した帰還情報と比較され、その結果によってループフィルタで偏重された信号が電力増幅器４に入力される。一方、振幅情報であるＶramp信号は、切り替えスイッチ８、可変増幅器５４、電圧電流変換器６２、切り替えスイッチ７、ループフィルタ５７、バッファ増幅器５８を経て変調され、電力増幅器４のバイアス回路２８に送られる。すなわち、位相、振幅共に閉ループ制御となる。

図１３は、第２の実施形態における電力増幅器の大出力時、すなわち振幅変調でポーラループ制御されている時の動作を説明する図である。電力増幅器４の大出力時は、直交変調器６３のＩＦ変調波と可変増幅器５２を経由した振幅帰還情報とが振幅比較器４７に入力され、その出力である誤差信号がループフィルタ５５で積分され、可変増幅器５４で増幅して帰還をかけ、変調のかかった信号を電力増幅器４から発生させる。可変増幅器５２の出力Ｇ_１ａがＧ_１＋ΔＧのとき、可変増幅器５４の出力Ｇ_２ａはＧ_２−ΔＧとなり、Ｇ_１ａ＋ΔＧ＋Ｇ_２ａ−ΔＧ＝Ｇ_１＋Ｇ_２＝一定、となる。すなわち、可変増幅器５２の出力の増減分を可変増幅器５４でキャンセルすることで、ループ利得は一定値に保たれる。

このようにして、ポーラループ制御時は、可変増幅器５２と可変増幅器５４とで、一種の固定増幅器が構成される。

他方、電力増幅器４の中小出力電力時には、ＡＭ開ループ制御とする。すなわち、振幅情報であるＶramp信号に基づき電力増幅器４の振幅制御がなされると共に、ステップ増幅器５３を経て位相の帰還制御がなされる。これにより、可変増幅器５２、振幅比較器４７、可変増幅器５２、可変増幅器５４、電圧電流変換器６２が非作動状態となり、消費電流の少ない送信回路を提供することができる。

本実施形態では、切り替え制御回路７００により、振幅レベルの変わる変調信号を出力するときでも、信号レベルに応じて正しく開ループ、閉ループの切り替えを行うことができる。

以上述べたとおり、本実施形態では、電力増幅器の非線形性の強い大電力時には振幅と位相の２つの帰還回路が動作するポーラループ送信回路を動作させ、電力増幅器の線形性が確保される中低出力時には振幅を開ループ制御することで中低出力時の消費電流を削減することができる。

このように、本発明の第２の実施形態では、電力増幅器の出力レベルに応じて、位相（ＰＭ）制御に関しては、可変増幅器５２とステップ増幅器５３とを切り替え、振幅（ＡＭ）制御は、開ループ、閉ループに切り替えている。この第２の実施形態における効果を、以下説明する。
まず、図１４（Ａ、Ｂ）で、本発明の第２の実施形態の位相歪について説明する。図１４Ａに位相歪のシミュレーション条件を示す。図１４Ａの（１）に示すように振幅 (ＡＭ−ＡＭ) 特性は線形とした。また、振幅、位相歪（ＡＭ−ＰＭ）特性については、図１４Ａの（２）、（３）に（ａ）〜（ｊ）として示すように、１．００ deg/dBないし０．０２ deg/dBを評価した。図１４Ｂに位相歪のシミュレーション結果を示す。図１４Ｂの（１）に示すように、振幅、位相歪特性は、（ｅ）の０．２０deg/dBでシステム規格を満たしている。しかし、ＥＶＭ変調精度は、いずれもシステム規格（５％以下）を満たしていない。一方、図１４Ｂの（２）に示すように、振幅、位相歪特性が、（ｆ）〜（ｊ）すなわち０．１０deg/dBないし０．０２ deg/dBの範囲では、ＥＶＭ変調精度もシステム規格を満たしている。なお、（ｆ）の０．１ deg/dBの付近はステップ増幅器５３を用いた位相ループを有する送信回路であり、（ｊ）の０．０２ deg/dB以下の範囲がポーラループ送信回路の場合である。

次に、図１５（Ａ、Ｂ）で、本発明の第２の実施形態の振幅歪について説明する。図１５Ａに振幅歪のシミュレーション条件を示す。図１５Ａに示すように線形利得を（ａ）〜（ｆ）として示すように、０．２ /dBないし０．００５/dBの範囲で変化させた。図１５Ｂにシミュレーション結果を示す。図１５Ｂにおいて、（ｄ）の０．０２/dB以下の範囲で、システム規格を満たしている。すなわち、大出力時はポーラループ送信回路を動作させることで線形性が高まり、規格を満たすことができる。なお、中小出力時は、歪が小さくなるので、オープンループでもシステム規格を満たすことができる。

すなわち、本実施形態に示したように、電力増幅器の非線形性の強い大電力時には振幅と位相の２つの帰還回路が動作するポーラループ送信回路を動作させ、中小出力時は開ループ制御とすることで、広い出力範囲にわたりシステム規格を満たすことができる。

以上述べたように、大送信時はポーラループ送信回路、中小出力電力時には開ループ制御の送信回路に切り替えるものである。これにより、電力増幅器４の負荷インピーダンスの大小にかかわらず、電力増幅器４を変調器１の出力に基づいて正確に制御することができる。また、中小出力送信時はＡＭ開ループ制御とすることで、消費電流の少ない送信回路を提供することができる。

本発明の第三の実施形態を図１６、図１７に示す。図１６は、本発明の第三の実施形態になる送信回路を示す図であり、図１７は、本実施形態の動作タイミング生成回路である。この実施形態では、第一の実施形態と異なり、ＲＦ(高周波)ＩＣの内部でかつ、ループフィルタ３と電力増幅器４との間にバッファアンプ４００が追加され、このバッファアンプ４００に並列にバイバススィッチ４１０が接続されている。また、帰還信号も、ＲＦＩＣの内部でかつバッファアンプ４００の出力側から取得される。さらに、ミキサ９の出力を電力増幅器４の制御入力側もしくはバッファアンプ４００の入力側に切り替えるための切り替えスイッチ４２０が、ＲＦ(高周波)ＩＣの内部に設けられている。切り替え制御回路７００は、切り替えスイッチ７、８に加えて、バイバススィッチ４１０、４２０を切り替えるための制御信号を出力する。なお、電力増幅器４の出力制御は、ＲＦＩＣの外部の回路で行なわれる。

図１７に本実施形態の動作タイミングを示す。電力増幅器４の振幅変調制御に関しては、８―ＰＳＫの振幅と所定の閾値Ｐｔｈとの関係に応じて、電力増幅器が開ループまたはポーラループ制御のいずれかになる。ＧＭＳＫについては、ＦＭ変調信号は不要であり、開ループ制御となる。図１７のＣＬＡは、閉ループ設定レジスタ８０の出力を示しており、ＣＬＡが０のとき開ループ、１のときポーラループ制御となるように、各切り替えスイッチが切り替えられる。また、ＰＡＢが０すなわちＴＸ１〜ＴＸ３の８―ＰＳＫの振幅変調時、バイバススィッチ４１０は開でかつ、ミキサ９の出力は電力増幅器４の制御入力側に加えられる。ＰＡＢが１すなわちＴＸ４のＧＭＳＫのとき、バイバススィッチ４２０がバッファアンプ４００の入力側に切り替えられ、かつ、バイバススィッチ４１０が閉じられる。

本実施形態によれば、ＦＭ変調信号が全て単一のＲＦＩＣの内部で生成、処理されるため、ノイズの発生が少なくなる。従って、バッファアンプ４００と電力増幅器４の間に、ノイズ除去用のフィルターを設ける必要は無く、コストを低減できる。

図１８は、本発明の第四の実施形態になる送信回路の要部を示す図である。

この実施形態では、位相ループにオフセット送信機を用いている点が特徴である。図１８において、ループフィルタ３、電力増幅器４、リミッタ増幅器８１、可変分周器８２、位相比較器４６、及びリファレンス信号源８３を含む位相ループが構成されている。送信信号はベースバンドＩＣのデジタルインターフェイス６６を介してデジタルＩＱ変調器６５に入力され、局座標変換器６７で変換されたＰＭ成分がデルタ、シグマ変調器８４を経て基準クロックの逓数倍の高い周波数に調整されて可変分周器８２の制御入力に加えられ、可変分周器８２によりリミッタ増幅器８１の出力をオフセットする。このオフセットされた帰還信号が位相比較器４６においてリファレンス信号源８３からのリファレンス信号と比較されて位相制御信号となり、これに基づき電力増幅器４の位相が制御される。振幅制御に関する構成は、本発明の第二の実施形態と同じであるので、説明を省略する。

この実施形態では、位相ループにオフセット送信機を用いて安定な動作を実現することができる。位相ループにデルタシグマ送信機を用い、ミキサを省略することで、一層の低電力化を測ることができる。

本発明の送信回路は、例えば、ＧＳＭ方式の広帯域伝送機能であるＥＤＧＥ方式に適した移動体通信用の無線通信装置に適用できる。この場合、無線通信装置の送信部は、既に述べた実施例になる送信回路を備えており、例えば、高周波電力増幅モジュールと、利得可変（ＡＧＣ）増幅器を有する高周波ＩＣと、バイアス制御部を備えている。高周波電力増幅モジュールは、既に述べた実施例の電力増幅器４、Ａ／Ｄ変換器、バイアス制御回路などがＭＭＩＣ（Microwave Monolithic IC）として、１つのセラミック基板上に実装されている。出力制御部を有するベースバンド制御回路の一部も、送信部を構成する。ベースバンド制御回路は、ＧＳＭ方式やＥＤＧＥ方式の信号の変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理するベースバンド回路と、送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ１）、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ２）などが１つのパッケージに実装されている。

本実施例によれば、電力増幅器の入力振幅―振幅特性、振幅―位相特性が出力電力の大小に拘わらず適正に保持され、かつ、消費電流の少ない送信回路を備えた、移動体通信用の無線通信装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態になる送信回路を示す図である。 図１の送信回路の動作を説明する図である。 本発明の第１の実施形態に用いる電力増幅器の例を示す図である。 電力増幅器と負荷インピーダンスの関係を示す図である。 図３に示す電力増幅器において、負荷インピーダンスの変動と特性の関係を示す図である。 図３に示す電力増幅器において、電源を変化させた場合の負荷インピーダンスの変動を示す図である。 本発明の第１の実施形態における、電力増幅器の出力と最大許容負荷変動量の関係を示す図である。 本発明の第１の実施形態に用いる電力増幅器の別の例を示す図である。 図８に示す電力増幅器において、電源を変化させた場合の負荷インピーダンスの変動を示す図である。 本発明の第２の実施形態になる送信回路を示す図である。 図１０の実施形態における、動作タイミング生成回路の構成例を示す図である。 本発明の第２の実施形態の、動作タイミングを示す図である。 本発明の第２の実施形態の動作を説明する図である。 本発明の第２の実施形態の、位相歪に関するシミュレーション条件を示す図である。 図１４Ａの条件によるシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態の、振幅歪に関するシミュレーション条件を示す図である。 図１５Ａの条件によるシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第３の実施形態になる送信回路を示す図である。 本発明の第３の実施形態の動作タイミングを示す図である。 本発明の第４の実施形態になる送信回路を示す図である。 従来の方式になる送信回路を示す図である。

符号の説明

１…変調器、２…位相比較器、３…ループフィルタ、４…電力増幅器、５…振幅比較器、６…ループフィルタ、７…切り替えスイッチ、８…切り替えスイッチ、９…ミキサ、１０…ＡＭ検波回路、１１…リミッタ増幅器、１２…オペレーション増幅器、１３…電源端子、１４…ｐ形ＭＯＳＦＥＴ、１５…内部電源端子、１６…バイアス制御入力端子、１７…入力端子、１８…出力端子、１９…初段増幅器、２０…２段目増幅器、２１…最終段増幅器、２２…入力整合回路、２３…HBTトランジスタ、２５…段間整合回路、２６…出力整合回路、２７…バイアス抵抗、２８…バイアス回路、２９…負荷インピーダンス、３０…電力増幅器負荷線（最大送信時）、３１…電力増幅器負荷線（最大送信時で負荷インピーダンスが小さい場合）、３２…電力増幅器負荷線（最大送信時で負荷インピーダンスが大きい場合）、８８…電力増幅器負荷線（中出力送信時）、３３…電力増幅器負荷線（中出力送信時で負荷インピーダンスが小さい場合），３４…内部電源電圧差分、３５…電力増幅器負荷線（小出力送信時）、３６…電力増幅器負荷線（小出力送信時で負荷インピーダンスが小さい場合）３７…ベースバイアス形増幅器の最大出力電力のバイアス点、３８…ベースバイアス形の変調波の最大バイアス点、３９…ベースバイアス形の変調波の最小バイアス点、４０…ベースバイアス形増幅器の負荷変動時の最大出力電力のバイアス点、４１…ベースバイアス形増幅器の負荷変動時の最大出力電力変調波の最大のバイアス点、４２…ベースバイアス形増幅器の負荷変動時の最大出力電力変調波の最小のバイアス点、４３…ベースバイアス形増幅器の中出力電力のバイアス点、４４…ベースバイアス形増幅器の中出力電力変調波の最大バイアス点、４５…ベースバイアス形増幅器の中出力電力変調波の最小バイアス点、４６…位相比較器、４７…振幅比較器、４８…ループフィルタ。４９…カップラ。５０…検波回路。５１…エラー増幅器、５２…可変増幅器。５３…ステップ増幅器、５４…可変増幅器、５５…ループフィルタ、５６…電圧電流変換器、５７…フィルタ、５８…バッファ増幅器、５９…切り替えスイッチ、６０…ミキサ、６１…アンテナスイッチ、６２…電圧電流変換器、６３…直交変調器、６４…ＤＡ変換器、６５…デジタルＩＱ変調器、６６…デジタルインターフェイス、６７…局座標変換器、６８…プリディストーション回路、６９…ＤＡ変換器、７０…送信データレジスタ、７１…変調方式識別レジスタ、７２…ランプ信号レジスタ、７３…送信データ、７４…変調方式識別レジスタ１バースト分、７５…ランプ信号レジスタの１バースト内最大値、７６…開ループ、閉ループしきい値レジスタ、７７…比較器、７８…比較結果レジスタ、７９…論理積、８０…開ループ、閉ループ設定レジスタ、８１…リミッタ増幅器、８２…可変分周器、８３…リファレンス信号源、８４…デルタ、シグマ変調器、８５…信号源、８６…シンセサイザ、８７…バッファアンプ、１１５…アンテナ、４００…バッファアンプ、４１０…バイバススィッチ、４２０…切り替えスイッチ切り替え、７００…切り替え制御回路。

Claims (20)

1. 電力増幅器の送信出力の位相を制御する位相ループと、前記電力増幅器の送信出力の振幅を制御する振幅ループとを含んで成り、
   前記振幅ループを閉ループ又は開ループのいずれかに切り替える切り替え制御ユニットを備え、
   前記切り替え制御ユニットは、前記電力増幅器の大出力時には前記振幅ループを閉ループとし、前記電力増幅器の低出力時には前記振幅ループを開ループとすることを特徴とする送信回路。
2. 請求項１において、
   前記電力増幅器の大出力時は、前記位相ループ及び前記振幅ループからなるポーラループ送信回路を構成し、
   前記電力増幅器の低出力時には、前記振幅ループを開ループとし、前記振幅ループのみ閉ループに維持することを特徴とする送信回路。
3. 請求項１において、
   前記位相ループは、前記電力増幅器、第一のループフィルタ、リミッタ増幅器、および位相比較器を含んで構成され、
   前記振幅ループは、前記電力増幅器、ＡＭ検波回路、振幅比較器及び第二のループフィルタを含む回路として構成され、前記電力増幅器の大出力時には前記振幅ループが閉成されて変調器の出力信号と帰還信号に基づいてＡＭ変調を行ない、前記電力増幅器の低出力時には前記振幅ループが前記ＡＭ検波回路、前記振幅比較器及び前記第二のループフィルタを含まない開ループとし前記変調器の出力信号に基づいてＡＭ変調を行なうことを特徴とする送信回路。
4. 請求項３において、
   前記切り替え制御ユニットは、前記電力増幅器の制御入力側を前記変調器および前記振幅ループの第二のループフィルタのいずれか一方に接続する第一の切り替えスイッチと、前記変調器を前記第一の切り替えスイッチおよび前記振幅比較器のいずれか一方に接続する第二の切り替えスイッチと、前記電力増幅器の出力レベルを与える送信情報に基づいて前記第一の切り替えスイッチ及び前記第二の切り替えスイッチを切り替える切り替え制御回路とを備えていることを特徴とする送信回路。
5. 送信出力の位相を制御する位相ループと、前記送信出力の振幅を制御する振幅ループとを含んで成り、
   前記振幅ループを閉ループ又は開ループのいずれかに切り替える切り替え制御ユニットを備え、
   前記切り替え制御ユニットは、前記送信出力が所定の閾値よりも大きい範囲では前記振幅ループを閉ループとし、前記送信出力が前記閾値よりも小さい範囲では前記振幅ループを開ループ制御とすることを特徴とする送信回路。
6. 請求項５において、
   前記所定の閾値は、送信回路の電力増幅器の大出力時と低出力時とを識別するための閾値であり、
   前記切り替え制御ユニットは、前記閾値と送信情報に含まれる前記電力増幅器の出力レベルを示す信号とを比較し、前記振幅ループを閉ループ又は開ループのいずれかに切り替えることを特徴とする送信回路。
7. 請求項６において、
   前記送信回路は、ＥＤＧＥ方式の通信規格に対応するものであり、前記送信情報に含まれる前記電力増幅器の出力電力レベルを示すランプ信号を前記出力レベルを示す信号として用いることを特徴とする送信回路。
8. 請求項６において、
   前記電力増幅器の電力制御を、該電力増幅器の電源で行なうように、前記電力増幅器の電源にレギュレータを用いることを特徴とする送信回路。
9. 請求項６において、
   前記電力増幅器の電力制御を、該電力増幅器のゲートバイアスおよびベースバイアスのいずれか一方で行うことを特徴とする送信回路。
10. 請求項６において、
    前記電力増幅器の大出力時は、前記位相ループ及び前記振幅ループからなるポーラループ送信回路を構成し、
    前記電力増幅器の低出力時には、前記振幅ループを開ループとし、前記振幅ループのみ閉ループに維持することを特徴とする送信回路。
11. 請求項５において、
    前記位相ループがオフセットＰＬＬであることを特徴とする送信回路。
12. 請求項５において、
    前記位相ループ及び前記振幅ループの両ループフィルタと電力増幅器との間にバッファアンプが接続され、該バッファアンプの出力側から前記位相ループ及び前記振幅ループへの帰還信号を取得することを特徴とする送信回路。
13. 電力増幅器と、送信情報に基づき前記電力増幅器を制御するための位相制御信号及び振幅制御信号を出力する変調器と、前記位相制御信号により前記電力増幅器の送信出力の位相を制御する位相ループと、前記振幅制御信号に基づき前記電力増幅器の送信出力の振幅を制御する振幅ループとを含む送信回路を備えた移動体通信用送信機であって、
    前記位相ループは、前記電力増幅器、第一のループフィルタ、可変増幅器、および位相比較器を含んで構成され、
    前記振幅ループは、前記電力増幅器、ＡＭ検波回路、振幅比較器及び第二のループフィルタを含んで構成され、
    前記送信情報に基づき前記振幅ループを閉ループ又は開ループのいずれかに切り替える切り替え制御ユニットを備え、
    該切り替え制御ユニットは、前記電力増幅器の制御入力側を前記変調器もしくは前記第二のループフィルタのいずれかに接続する第一の切り替えスイッチと、前記変調器を前記第一の切り替えスイッチもしくは前記振幅比較器のいずれかに接続する第二の切り替えスイッチと、前記電力増幅器の出力レベルに基づいて前記第一の切り替えスイッチ及び前記第二の切り替えスイッチを切り替える切り替え制御回路とを備え、
    前記切り替え制御ユニットは、前記電力増幅器の大出力時には前記振幅ループを閉ループとし、前記電力増幅器の低出力時には前記振幅ループが前記ＡＭ検波回路、前記振幅比較器及び前記第二のループフィルタを含まない開ループとすることを特徴とする移動体通信用送信機。
14. 請求項１３において、
    前記位相ループは、第一の切り替えスイッチを介して前記可変増幅器と並列に配置されたステップ増幅器を有し、
    前記切り替え制御ユニットは、前記電力増幅器の大出力時には前記可変増幅器を前記位相ループの構成要素とし、前記電力増幅器の低出力時には前記ステップ増幅器を前記位相ループの構成要素とすることを特徴とする移動体通信用送信機。
15. 請求項１３において、
    前記振幅ループは、前記電力増幅器に設けられたカプラー、第一の可変増幅器、前記振幅比較器、第二の可変増幅器、第一の電流電圧変換器及び前記第二のループフィルタからなる回路と、第二の切り替えスイッチを介して前記第一の可変増幅器及び前記第一の電流電圧変換器に対して並列に配置された第二の可変増幅器及び第二の電流電圧変換器とを有し、
    前記切り替え制御ユニットは、前記電力増幅器の大出力時には、前記電力増幅器、前記カプラー、前記第一の可変増幅器、前記振幅比較器、前記第一の電流電圧変換器及び前記第二のループフィルタからなる回路を前記振幅ループの構成要素とし、前記電力増幅器の低出力時には、前記電力増幅器、前記カプラー、第二の可変増幅器、前記振幅比較器、及び前記ループフィルタからなる回路を前記振幅ループの構成要素とすることを特徴とする移動体通信用送信機。
16. 請求項１３において、
    前記位相ループは、前記電力増幅器に設けられたカプラーと前記位相比較器の間に接続されたリミッタ増幅器と、該リミッタ増幅器の出力をオフセットする可変分周器を有することを特徴とする移動体通信用送信機。
17. 請求項１６において、
    前記位相ループにデルタシグマ送信機を用いたことを特徴とする移動体通信用送信機。
18. 請求項１３において、
    前記第一、第二のループフィルタと前記電力増幅器との間にバッファアンプが接続され、該バッファアンプの出力側に設けられた第二のカプラーから前記位相ループ及び前記振幅ループへの帰還信号を取得するように構成され、
    前記第一のループフィルタ、前記可変増幅器、及び前記位相比較器と、前記振幅ループの前記ＡＭ検波回路、前記振幅比較器及び前記第二のループフィルタと、前記バッファアンプ及び前記第二のカプラーが、共通のＲＦＩＣ上に設けられていることを特徴とする移動体通信用送信機。
19. 請求項１３において、
    前記切り替え制御ユニットは、送信データレジスタを備えており、該送信データレジスタは、８ＰＳＫ、ＧＭＳＫ等の変調方式の情報を保持する変調方式識別レジスタ、前記電力増幅器の電力レベルに相当するランプ信号を保持するランプ信号レジスタ、及び送信データを保持する送信データレジスタを有していることを特徴とする移動体通信用送信機。
20. 請求項１９において、
    前記切り替え制御ユニットは、切り替え制御回路を備えており、
    前記切り替え制御回路は、前記送信データレジスタから読み出された前記電力増幅器の出力に対応するランプ信号と所定の閾値とを、比較器において比較し、この比較結果を基に前記切り替えスイッチを切り替えて、オープン制御または閉ループ制御を行なうことを特徴とする移動体通信用送信機。
    

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