JP2007318204A - Oscillation device - Google Patents
Oscillation device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007318204A JP2007318204A JP2006142423A JP2006142423A JP2007318204A JP 2007318204 A JP2007318204 A JP 2007318204A JP 2006142423 A JP2006142423 A JP 2006142423A JP 2006142423 A JP2006142423 A JP 2006142423A JP 2007318204 A JP2007318204 A JP 2007318204A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter element
- oscillation device
- oscillation
- power supply
- base
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
Description
本発明は、化学的又は医学的なセンシング(検出)等に使用することが可能な、水晶振
動子のような圧電振動子等により規定される発振周波数を有する発振信号を生成する発振
装置に関する。
The present invention relates to an oscillation device that generates an oscillation signal having an oscillation frequency defined by a piezoelectric vibrator such as a crystal vibrator, which can be used for chemical or medical sensing (detection).
図7に示されるように、従来の発振装置OD10は、例えばコルピッツ型発振回路を構
成すべく、相互にカスコード接続されたトランジスタTR1、TR2を含み、より具体的
には、トランジスタTR1は、エミッタ接地されており、かつ、ベース及び接地電位GN
D間に水晶振動子X1が接続されており、他方で、トランジスタTR2は、ベース接地さ
れている。また、トランジスタTR1、TR2のベース電位を規定すべく、抵抗器RB1
、RB2、RB3が、電源電位Vcc及び接地電位GND間に直列接続されている。
As shown in FIG. 7, the conventional oscillating device OD10 includes transistors TR1 and TR2 that are cascode-connected to each other to form, for example, a Colpitts type oscillation circuit. More specifically, the transistor TR1 has a grounded emitter. And the base and ground potential GN
A crystal resonator X1 is connected between D, and the transistor TR2 is grounded at the base. The resistor RB1 is used to define the base potential of the transistors TR1 and TR2.
, RB2 and RB3 are connected in series between the power supply potential Vcc and the ground potential GND.
図7に図示の発振装置OD10は、図8に図示された等価回路で表すことができる。こ
こで水晶振動子X1のインピーダンスをzxt、水晶振動子X1以外の回路素子の抵抗R
bci及び容量性リアクタンスCbciの関係は、(1)式で与えられる。
The oscillation device OD10 illustrated in FIG. 7 can be represented by the equivalent circuit illustrated in FIG. Here, the impedance of the crystal resonator X1 is zxt, and the resistance R of the circuit elements other than the crystal resonator X1
The relationship between bci and capacitive reactance Cbci is given by equation (1).
、トランジスタTR1、TR2の電流増幅率をhfeとし、また、ベース・エミッタ間電
圧をVbe≒0.7Vであるとすると、(3)式が与えられる。
Assuming that the current amplification factors of the transistors TR1 and TR2 are hfe and the base-emitter voltage is Vbe≈0.7V, the equation (3) is given.
クタ直流電流、R3は、エミッタ抵抗、Rbは、ベースバイアス抵抗である。
(2)式に示される抵抗Rbciについて(3)式に基づき、Vcc=3.3V、C=
C2=C3(可変)、R3=1kΩ、Rb=5kΩ、hfe=200、τF=01nse
c、gm=38mA/V×Ic、Rπ=hfe/gmCπ=τF×gm、Vbe=0.7
Vdcの条件の下にシミュレーションを行うと、図9に図示のグラフを得ることができる
。当該グラフは、コンデンサC(C2、C3)が15pFであるか55pFであるかを問
わず、負性抵抗の絶対値が、概ね、2.5kΩであることを示す。
Based on the equation (3), the resistance Rbci shown in the equation (2) is Vcc = 3.3 V, C =
C2 = C3 (variable), R3 = 1 kΩ, Rb = 5 kΩ, hfe = 200, τF = 01nse
c, gm = 38 mA / V × Ic, Rπ = hfe / gmCπ = τF × gm, Vbe = 0.7
When simulation is performed under the condition of Vdc, the graph shown in FIG. 9 can be obtained. The graph shows that the absolute value of the negative resistance is approximately 2.5 kΩ regardless of whether the capacitor C (C2, C3) is 15 pF or 55 pF.
当該負性抵抗の絶対値は、例えば、発振装置OD10が上記センシングのような機械的
に発振し難い環境で使用されるときには、当該発振を電気的に容易にすべく、より大きい
ことが望まれる。理論的には、当該負性抵抗の絶対値は、水晶振動子X10から交流的な
観点で相互に並列接続されて見える、抵抗器RB2、RB3の抵抗値を大きくすれば、よ
り大きくなる。
For example, when the oscillation device OD10 is used in an environment where it is difficult to oscillate mechanically such as the above-described sensing, the absolute value of the negative resistance is desirably larger in order to make the oscillation electrically easy. . Theoretically, the absolute value of the negative resistance increases as the resistance values of the resistors RB2 and RB3, which appear to be connected in parallel with each other from the crystal resonator X10, are increased.
しかしながら、前記抵抗器RB2、RB3の抵抗値を大きくすると、トランジスタTR
1のベース電流を充分に流すことができなくなることから、抵抗器RB2、RB3の抵抗
値を大きくすることには限界があり、上記した従来の発振装置OD10では、負性抵抗の
値を、上記した値以上に大きくすることが困難であるという問題があった。
However, if the resistance values of the resistors RB2 and RB3 are increased, the transistor TR
Since the base current of 1 cannot sufficiently flow, there is a limit to increasing the resistance values of the resistors RB2 and RB3. In the conventional oscillation device OD10 described above, the value of the negative resistance is There was a problem that it was difficult to make it larger than the above value.
本発明に係る発振装置は、上記した課題を解決すべく、バイポーラトランジスタと、当
該バイポーラトランジスタのベースに接続された圧電振動子とを有する発振回路と、前記
バイポーラトランジスタのベース電極に入力端が接続されているインバータ素子と、前記
インバータ素子の入力端及び出力端間に接続された抵抗器と、を含む。
In order to solve the above problems, an oscillation device according to the present invention has an oscillation circuit having a bipolar transistor and a piezoelectric vibrator connected to the base of the bipolar transistor, and an input terminal connected to the base electrode of the bipolar transistor. And a resistor connected between an input terminal and an output terminal of the inverter element.
上記した本発明に係る発振装置によれば、前記圧電振動子が接続された、前記バイポー
ラトランジスタのベースの電位を、前記インバータ素子及び抵抗器が協動して当該インバ
ータ素子の入力端の電位を規定することにより特定することから、従来のような、電源電
位及び接地電位間に設けられた2つの抵抗器による抵抗分圧により特定することに比して
、バイポーラトランジスタのベース電流を減少させることなく、発振装置の負性抵抗を大
きくすることが可能となる。
According to the above-described oscillation device according to the present invention, the potential of the base of the bipolar transistor to which the piezoelectric vibrator is connected is connected to the potential of the input terminal of the inverter element by the cooperation of the inverter element and the resistor. Since it is specified by specifying, the base current of the bipolar transistor is reduced as compared with the case of specifying by the resistance voltage division by two resistors provided between the power supply potential and the ground potential as in the conventional case. Therefore, the negative resistance of the oscillation device can be increased.
上記した本発明に係る発振装置では、前記バイポーラトランジスタは、当該バイポーラ
トランジスタを駆動するための第1の電源電位を印加されており、前記インバータ素子は
、当該インバータ素子を駆動するための第2の電源電位であって前記第1の電源電位と異
なる電位である前記第2の電源電位を印加されている。
In the above-described oscillation device according to the present invention, the bipolar transistor is applied with a first power supply potential for driving the bipolar transistor, and the inverter element is a second power source for driving the inverter element. The second power supply potential which is a power supply potential and is different from the first power supply potential is applied.
上記した本発明に係る発振装置では、前記インバータ素子は、第1の抵抗器を介して、
当該インバータ素子を駆動するための電源電位及び接地電位のうちの一方の電位を印加さ
れており、第2の抵抗器を介して、他方の電位を印加されている。
In the oscillation device according to the present invention described above, the inverter element is connected via the first resistor.
One of the power supply potential and the ground potential for driving the inverter element is applied, and the other potential is applied via the second resistor.
本発明に係る発振装置の実施例について図面を参照して説明する。 Embodiments of an oscillation device according to the present invention will be described with reference to the drawings.
《実施例》
図1に示されるように、実施例の発振装置ODは、トランジスタTR1と、水晶振動子
X1と、インバータ素子IN1と、抵抗器R1、R2、R3と、コンデンサC1、C2、
Cx、Cp1、Cp2、Cp3とを含む。
"Example"
As shown in FIG. 1, the oscillation device OD of the embodiment includes a transistor TR1, a crystal resonator X1, an inverter element IN1, resistors R1, R2, and R3, capacitors C1, C2,
Cx, Cp1, Cp2, and Cp3.
トランジスタTR1は、NPN型バイポーラトランジスタであり、水晶振動子X1と協
動してコルピッツ型発振回路を構成すべく、エミッタ及び接地電位GND間には、抵抗器
R3及びコンデンサC2が並列接続されており、ベース及びエミッタ間には、コンデンサ
C1が接続されており、ベースには、インバータ素子IN1の入力端が接続されており、
ベース及び接地電位GND間には、水晶振動子X1及びコンデンサ(可変容量コンデンサ
)Cxが直列接続されており、コレクタ及び電源電位Vcc間には、抵抗器R2が接続さ
れている。
The transistor TR1 is an NPN bipolar transistor, and a resistor R3 and a capacitor C2 are connected in parallel between the emitter and the ground potential GND in order to form a Colpitts oscillation circuit in cooperation with the crystal resonator X1. The capacitor C1 is connected between the base and the emitter, and the input terminal of the inverter element IN1 is connected to the base.
A crystal resonator X1 and a capacitor (variable capacitor) Cx are connected in series between the base and the ground potential GND, and a resistor R2 is connected between the collector and the power supply potential Vcc.
インバータ素子IN1は、例えば、CMOSインバータ素子からなり、入力端及び出力
端間に抵抗器R1が接続されており、当該抵抗器R1により、その入力端を、インバータ
素子IN1に印加されている電源電位Vcc(例えば、+5V)及び接地電位GNDの中
間電位(例えば、+2.5V)に安定的に維持する。
The inverter element IN1 is composed of, for example, a CMOS inverter element, and a resistor R1 is connected between an input end and an output end, and the input end of the resistor R1 is applied to the power supply potential applied to the inverter element IN1. It is stably maintained at an intermediate potential (for example, +2.5 V) between Vcc (for example, +5 V) and the ground potential GND.
電源電位Vcc及び接地電位GND間には、バイパスコンデンサCp1、Cp2が設け
られており、また、出力端子OUT1には、カップリングコンデンサCp3が接続されて
いる。
Bypass capacitors Cp1 and Cp2 are provided between the power supply potential Vcc and the ground potential GND, and a coupling capacitor Cp3 is connected to the output terminal OUT1.
図1に図示の発振装置ODは、図2に図示の等価回路OD(e)で表すことができる。
当該等価回路OD(e)で、キルヒホッフの法則の下、電流及び電圧の関係より、(4)
式、(5)式、(6)式が得られる。
The oscillation device OD illustrated in FIG. 1 can be represented by an equivalent circuit OD (e) illustrated in FIG.
In the equivalent circuit OD (e), from the relationship between current and voltage under Kirchhoff's law, (4)
Equations (5) and (6) are obtained.
えられ、また、アドミタンス条件は、(8)式で与えられる。
Dにおける水晶振動子X1以外の回路素子の抵抗Rici、容量性リアクタンスCici
は、(10)式により与えられる。
The resistance Rci of the circuit elements other than the crystal resonator X1 in D and the capacitive reactance Cci
Is given by equation (10).
えられる。
れる。
図示のグラフでは、R3=1kΩ、2kΩ、3kΩのとき、負性抵抗は、それぞれ、約1
2kΩ、約25kΩ、38kΩであり、従来の発振装置OD10における負性抵抗の2.
5kΩより大きくなっている。ここで、当該シミュレーションは、Vcc=3.3V、C
2=C3=15pF、インバータ素子IN1について、gm=1μA/Vであり、また、
トランジスタTR1について、Vbe=0.7V、hfe=200、τF=0.1nse
c、gm2=38mA/V×Ic、Rπ=hfe/gm2、Cπ=τF×gm2という条
件の下に行われている。
2 kΩ, about 25 kΩ, and 38 kΩ, which are the negative resistances of the conventional oscillation device OD10.
It is larger than 5 kΩ. Here, in the simulation, Vcc = 3.3V, C
2 = C3 = 15 pF, for inverter element IN1, gm = 1 μA / V, and
For transistor TR1, Vbe = 0.7V, hfe = 200, τF = 0.1nse
c, gm2 = 38 mA / V × Ic, Rπ = hfe / gm2, and Cπ = τF × gm2.
上記したように、実施例の発振装置ODでは、水晶振動子X1が接続された、トランジ
スタTR1のベースに、インバータ素子IN1及び抵抗器R1が協動して規定する、イン
バータ素子IN1の入力端の電位が印加されることから、従来の発振装置OD10のよう
な、前記ベースに、電源電圧Vcc及び接地電位GND間に直列接続された複数の抵抗器
による抵抗分圧により電位が印加されることと異なり、トランジスタTR1のベース電流
を減少させることなく、負性抵抗を大きくすることができる。
As described above, in the oscillation device OD of the embodiment, the inverter element IN1 and the resistor R1 cooperatively define the base of the transistor TR1 to which the crystal resonator X1 is connected. Since the potential is applied, the potential is applied to the base by the resistance voltage division by a plurality of resistors connected in series between the power supply voltage Vcc and the ground potential GND as in the conventional oscillation device OD10. In contrast, the negative resistance can be increased without reducing the base current of the transistor TR1.
《変形例1》
実施例の発振装置ODのような、トランジスタTR1及びインバータ素子IN1を同一
な電源電位Vcc(例えば、+5V)で駆動することに代えて、図4に示されるように、
トランジスタTR1を電源電位Vcc1(例えば、+5V)で駆動し、他方で、インバー
タ素子IN1を他の電源電位Vcc2(例えば、+3V)で駆動することにより、トラン
ジスタTR1のベースに、電源電位Vcc2及び接地電位GND間の中間電位、例えば、
+1.5Vを印加し、これにより、変形例1の発振装置OD1の負性抵抗の値を、実施例
の発振装置ODの負性抵抗のそれと異ならせることができる。
<<
Instead of driving the transistor TR1 and the inverter element IN1 with the same power supply potential Vcc (for example, + 5V) like the oscillation device OD of the embodiment, as shown in FIG.
The transistor TR1 is driven with a power supply potential Vcc1 (for example, + 5V), and on the other hand, the inverter element IN1 is driven with another power supply potential Vcc2 (for example, + 3V), thereby providing the base of the transistor TR1 with the power supply potential Vcc2 and the ground potential. Intermediate potential between GND, for example
By applying +1.5 V, the value of the negative resistance of the oscillation device OD1 of the first modification can be made different from that of the oscillation device OD of the embodiment.
《変形例2》
実施例の発振装置ODのような、インバータ素子IN1に、直接、電源電位Vcc及び
接地電位GNDを印加することに代えて、図5に示されるように、インバータ素子IN1
に、抵抗器R4を介して、電源電位Vcc(例えば、+5V)を印加し、また、抵抗器R
5を介して、接地電位GNDを印加する。これにより、インバータ素子IN1に抵抗器R
4が接続されている箇所である点P1の電位を、例えば、+2Vに規定し、また、インバ
ータ素子IN1に抵抗器R5が接続されている箇所である点P2の電位を、例えば、0.
5Vに規定する。その結果として、トランジスタTR1のベースを、点P1の電位と点P
2の電位との中間電位である+1.25Vに設定し、それにより、変形例2の発振装置O
D2の負性抵抗の値を、実施例の発振装置ODの負性抵抗の値と異ならせることが可能と
なる。
<<
Instead of applying the power supply potential Vcc and the ground potential GND directly to the inverter element IN1, such as the oscillation device OD of the embodiment, as shown in FIG. 5, the inverter element IN1
The power supply potential Vcc (for example, + 5V) is applied to the first through the resistor R4, and the resistor R
The ground potential GND is applied via 5. Thereby, the resistor R is connected to the inverter element IN1.
4 is defined as, for example, + 2V, and the potential at the point P2, where the resistor R5 is connected to the inverter element IN1, is, for example, 0.
It is specified to 5V. As a result, the base of the transistor TR1 is connected to the potential at the point P1 and the point P1.
2 is set to + 1.25V, which is an intermediate potential between the potential of 2 and the oscillation device O of
It becomes possible to make the value of the negative resistance of D2 different from the value of the negative resistance of the oscillation device OD of the embodiment.
《変形例3》
実施例の発振装置ODにおける、コルピッツ型発振回路に代えて、図6に図示のような
、ピアーズCB型発振回路を用い、当該ピアーズ型発振回路のベースに、インバータ素子
IN1及び抵抗器R1により規定される、インバータ素子IN1の入力端の電位を印加す
ることによっても、上記したと同様に、ベース電流を減少させることなく、変形例3の発
振装置OD3の負性抵抗を大きくすることができる。
<<
In the oscillation device OD of the embodiment, instead of the Colpitts type oscillation circuit, a Peers CB type oscillation circuit as shown in FIG. 6 is used, and the base of the Peers type oscillation circuit is defined by the inverter element IN1 and the resistor R1. By applying the potential at the input terminal of the inverter element IN1, the negative resistance of the oscillation device OD3 of the third modification can be increased without reducing the base current, as described above.
OD…発振装置、TR1…トランジスタ、IN1…インバータ素子、X1…水晶振動子
、R5…抵抗器。
OD ... oscillator, TR1 ... transistor, IN1 ... inverter element, X1 ... crystal oscillator, R5 ... resistor.
Claims (3)
動子とを有する発振回路と、
前記バイポーラトランジスタのベース電極に入力端が接続されているインバータ素子と
、
前記インバータ素子の入力端及び出力端間に接続された抵抗器と、を含むことを特徴と
する発振装置。 An oscillation circuit having a bipolar transistor and a piezoelectric vibrator connected to a base of the bipolar transistor;
An inverter element having an input terminal connected to the base electrode of the bipolar transistor;
And a resistor connected between an input terminal and an output terminal of the inverter element.
電源電位を印加されており、
前記インバータ素子は、当該インバータ素子を駆動するための第2の電源電位であって
前記第1の電源電位と異なる電位である前記第2の電源電位を印加されていることを特徴
とする請求項1記載の発振装置。 The bipolar transistor is applied with a first power supply potential for driving the bipolar transistor,
The second power supply potential that is a second power supply potential for driving the inverter element and that is different from the first power supply potential is applied to the inverter element. 1. The oscillation device according to 1.
電源電位及び接地電位のうちの一方の電位を印加されており、第2の抵抗器を介して、他
方の電位を印加されていることを特徴とする請求項1記載の発振装置。
The inverter element is applied with one of a power supply potential and a ground potential for driving the inverter element through the first resistor, and the other resistor through the second resistor. The oscillation device according to claim 1, wherein a potential is applied.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006142423A JP2007318204A (en) | 2006-05-23 | 2006-05-23 | Oscillation device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006142423A JP2007318204A (en) | 2006-05-23 | 2006-05-23 | Oscillation device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007318204A true JP2007318204A (en) | 2007-12-06 |
Family
ID=38851712
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006142423A Pending JP2007318204A (en) | 2006-05-23 | 2006-05-23 | Oscillation device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2007318204A (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61142809A (en) * | 1984-12-14 | 1986-06-30 | Sanyo Electric Co Ltd | Amplifier circuit |
JPS63245112A (en) * | 1987-03-20 | 1988-10-12 | モトローラ・インコーポレーテッド | Data clock oscillator with accurate duty cycle |
JPH02122705A (en) * | 1988-10-31 | 1990-05-10 | Nec Corp | Low power consumption type cmos crystal oscillation circuit |
JP2004040487A (en) * | 2002-07-03 | 2004-02-05 | Sharp Corp | Clock oscillation circuit |
-
2006
- 2006-05-23 JP JP2006142423A patent/JP2007318204A/en active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61142809A (en) * | 1984-12-14 | 1986-06-30 | Sanyo Electric Co Ltd | Amplifier circuit |
JPS63245112A (en) * | 1987-03-20 | 1988-10-12 | モトローラ・インコーポレーテッド | Data clock oscillator with accurate duty cycle |
JPH02122705A (en) * | 1988-10-31 | 1990-05-10 | Nec Corp | Low power consumption type cmos crystal oscillation circuit |
JP2004040487A (en) * | 2002-07-03 | 2004-02-05 | Sharp Corp | Clock oscillation circuit |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100432933B1 (en) | Oscillator circuit and integrated circuit for oscillation | |
US8854148B1 (en) | Programmable sinusoidal oscillator circuit | |
US8860518B1 (en) | Current-feedback operational-amplifier based relaxation oscillator | |
JP2007318204A (en) | Oscillation device | |
US7768358B2 (en) | Oscillatory signal output circuit for capacitive coupling an oscillating signal with bias voltage applied | |
JPH08107310A (en) | High-voltage oscillator and method therefor | |
CN104218892B (en) | Multi-frequency crystal oscillating circuit | |
CN105094198B (en) | Current-voltage conversion circuit and self-maintained circuit | |
RU2273088C1 (en) | Random-wave oscillator | |
JP2011166461A5 (en) | ||
CN105955395B (en) | Automatic power control system, method and bias current control circuit | |
JP5792568B2 (en) | Voltage controlled oscillator circuit | |
JP5115178B2 (en) | Oscillator | |
US7109814B2 (en) | Piezoelectric oscillator | |
CN215263689U (en) | Low-side current sampling circuit | |
JP5075716B2 (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
JP2004048689A (en) | Hartley piezoelectric oscillator | |
JP2009159250A (en) | Bias circuit and differential amplifier | |
JP2008028799A (en) | Oscillator | |
CN117375530A (en) | Oscillator circuit, chip and electronic equipment | |
JP2008072453A (en) | Oscillation device | |
JP2008005251A (en) | Oscillation circuit | |
JP3030652U (en) | Piezoelectric oscillator | |
JP3163290U (en) | Amplifier circuit | |
JP2006041691A (en) | Piezo-electric oscillator |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090420 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20110726 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
A711 | Notification of change in applicant |
Effective date: 20110729 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 |
|
RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Effective date: 20110729 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110819 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110926 |
|
A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20111206 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |