JP2008005251A - Oscillation circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はQCM(微少質量測定用水晶マイクロバランス)による、二酸化炭素、ダイオキシン、及びバイオ等の化学・医学情報、の検出に使用する発振器、及び移動体通信あるいは有線通信の基準発振に使用する発振器の発振回路に適用する。 The present invention relates to an oscillator used for detection of chemical and medical information such as carbon dioxide, dioxin, and bio, and an oscillator used for reference oscillation of mobile communication or wired communication by a QCM (quartz microbalance for measuring minute mass). This is applied to the oscillation circuit.
従来の発振回路は図31(a)に示すコルピッツ、に代表するように、回路を圧電振動子、能動素子、抵抗、キャパシタで構成し、発振起動時の振動子を除く等価回路は負性抵抗(=Rci)と容量性リアクタンス(=Cci)の直列接続で示される(たとえば、非特許文献1参照)。また振動子の等価回路は誘導性リアクタンス(=L1)、容量性リアクタンス(=C1)、抵抗(=R1)の直列接続で示されるモーションアーム回路と、電極間容量(=C0)と同容量に並列に接続する寄生容量(=Cα)を含める容量で等価できる。等価回路を図32に示す。容量(=Cα)と、Rci・Cciの合成インピーダンスを求め、抵抗をRcci,容量性リアクタンスをCcciとすると、それぞれ(2)式で示される。
図33、図34に(2)式のシミュレーション結果を示す。図33は周波数(Freq=10MHz)と回路容量(Cci=30pF)を固定し、電極間容量(=C0)と寄生容量の合成容量(Cα)をパラメーターとし、回路の負性抵抗(−Rci)と発振起動を促す負性抵抗(Rcci)、及び回路の容量性リアクタンス(Ccci)の関係を示す。負性抵抗Rcciには最大値があり、その値は合成容量Cαに関係することが解る。 FIG. 33 and FIG. 34 show the simulation results of equation (2). Figure 33 shows a fixed frequency (Freq = 10MHz) and circuit capacitance (Cci = 30pF), with the interelectrode capacitance (= C0) and the parasitic capacitance combined capacitance (Cα) as parameters, and the negative resistance of the circuit (-Rci) , Negative resistance (Rcci) that promotes oscillation start, and capacitive reactance (Ccci) of the circuit. It can be seen that the negative resistance Rcci has a maximum value, and that value is related to the combined capacitance Cα.
図34は同様に周波数(Freq=10MHz)と合成容量(C0+Cα=10pF)を固定し、回路容量(=Cci)をパラメーターとし、回路の負性抵抗(−Rci)と発振起動を促す負性抵抗(Rcci)、及び回路の容量性リアクタンス(Ccci)の関係を示す。図33と同様に負性抵抗Rcciには最大値があり、その値は回路容量Cciに関係することが解る。 Similarly, in Fig. 34, the frequency (Freq = 10MHz) and the combined capacitance (C0 + Cα = 10pF) are fixed, the circuit capacitance (= Cci) is used as a parameter, the negative resistance (−Rci) of the circuit and the negative value that starts oscillation The relationship between the resistance (Rcci) and the capacitive reactance (Ccci) of the circuit is shown. As in FIG. 33, it can be seen that the negative resistance Rcci has a maximum value, and that value is related to the circuit capacitance Cci.
(7)式より、Rcciの最大値を求め(3)式を得る。
(3)式からもRcciの最大値はCαの値に強く依存し、さらにCci→無限大で最大値を示す。
(4)式は回路リアクタンスが容量性である場合の負性抵抗Rcciの限界を示す。 Equation (4) shows the limit of the negative resistance Rcci when the circuit reactance is capacitive.
図35にCαとRcciMaxの限界値を示す。例えば、Cα=10pFではRcciMax=−0.8kΩを示す。発振回路のリアクタンスが容量性であれば振動子の直列抵抗が0.8kΩの振動子の発振は不可能となる。 FIG. 35 shows the limit values of Cα and RcciMax. For example, when Cα = 10 pF, RcciMax = −0.8 kΩ is shown. If the reactance of the oscillation circuit is capacitive, it is impossible to oscillate a vibrator having a series resistance of 0.8 kΩ.
また、インダクター(コイル)を用いる発振回路として、図31の(b)に示すハートレー型発振回路、あるいは同図(c)にしめすコルピッツ型発振回路で振動子に直列にインダクター(伸長コイル)を挿入し、振動子を除く回路を誘導性とする方法がある(たとえば、非特許文献2参照)。上記(b)、(c)回路の等価回路を図36に示す。(b)のハートレー型発振回路ではL2とC1と振動子のC0及びCαの並列容量で構成されるループにより不要発振ループが構成され、回路に負性抵抗が発生すれば発振起動する。発振周波数はおよそ(5)式で与えられる。
(c)の伸長コイル付きコルピッツ型発振回路ではLとC1とC2と振動子のC0及びCαの並列容量で構成されるループにより不要発振ループが構成され、回路に負性抵抗が発生すれば発振起動する。発振周波数はおよそ(6)式で与えられる。
即ち、圧電発振器で発振回路にインダクター(コイル)を挿入して発振回路を構成、しかも回路側のリアクタンスを誘導性とすることは、挿入するインダクターにより不要発振を誘発するため一般に行わない。一部の高周波発振でインダクターを挿入することはあるが、回路側のリアクタンスが誘導性になるほどの大きな値のインダクターは挿入せず、あくまでも回路側のリアクタンスは容量性の範囲に止める。
圧電発振回路にインダクターを挿入し発振回路を構成する場合、挿入インダクターにより不要発振を起動する。そこで、発振回路を能動素子と抵抗とキャパシタで構成し、振動子を除く回路のリアクタンスをインダクターを用いず誘導性とすることで、容量性回路の発振限界を超えた発振が可能であることを理論的に明確にすると共に、具体的回路例を提供する。 When an oscillation circuit is configured by inserting an inductor into the piezoelectric oscillation circuit, unnecessary oscillation is started by the insertion inductor. Therefore, it is possible to oscillate beyond the oscillation limit of the capacitive circuit by configuring the oscillation circuit with active elements, resistors, and capacitors, and making the reactance of the circuit excluding the vibrator inductive without using an inductor. Theoretical clarification and specific circuit examples are provided.
先ず、振動子を除く回路のリアクタンスを誘導性とすることで、従来のコルピッツ型に代表される回路の容量性発振に比べ優れた特長を得ることができることを示す。次に、同回路をインダクタ−を用いず抵抗・キャパシタ・能動素子だけで回路のリアクタンスを誘導性にできることを示す。 First, it will be shown that by making the reactance of the circuit excluding the vibrator inductive, it is possible to obtain an advantage superior to the capacitive oscillation of a circuit typified by a conventional Colpitts type. Next, it is shown that the reactance of the circuit can be made inductive only by using a resistor, a capacitor, and an active element without using an inductor.
図1に発明誘導性発振等価ブロックを示す。図1に示す等価誘導性リアクタンス:Lciは能動素子、抵抗、コンデンサーで構成される。図1は図2(a),又は(b)で等価できる。図2(a)は図1の電極間容量:C0と同容量に並列する寄生容量:Cαを回路の等価誘導性リアクタンス:Lci、及び負性抵抗:Rciと合成し等価抵抗:Rcciと、等価容量性リアクタンス:Ccciとし、モーションアームL1・C1・R1と発振ループをなす。図2(b)は図1の電極間容量:C0と同容量に並列する寄生容量:Cαを回路の等価誘導性リアクタンス:Lci、及び負性抵抗:Rciと合成し等価抵抗:Rcciと、等価誘導性リアクタンス:Lcciとし、モーションアームL1・C1・R1と発振ループをなす。図2(a)及び(b)に示す等価抵抗:Rcci、容量性リアクタンス:Ccci、誘導性リアクタンス:Lcciを(7)式に示す。
図3に(7)式のシミュレーション結果を示す。負性抵抗:Rcci=1kΩ、誘導リアクタンス:Lci=25.53μH、電極間容量と寄生容量:C0+Cα=10pF、LciとC0+Cα、の共振周波数:fα=10MHzとし、周波数と抵抗:Rcci、容量性リアクタンス:Ccci、誘導性リアクタンス:Lcciの関係を示す。Rcciは9MHzで最大値≒−2.8kΩを示し、≒8MHz以下で誘導性リアクタンスを示し、≒8MHz以上で容量性リアクタンスを示す。図4はC0+Cα=10pF、Lciを同容量と10MHzに共振する誘導性リアクタンスとし(ここではLci≒25.3μH)、さらに振動子を除く回路の負性抵抗Rciをパラメーターとして周波数とRcci、Ccciの関係を示す。即ち、共振周波数近傍で非常に大きい負性抵抗:Rcciの最大値を示し、抵抗の最大値で容量性リアクタンスCcciは大きな容量を示すことが解る。しかもRcciの最大値はRciの負性抵抗が小さい程大きい値を示すことが解る。 Figure 3 shows the simulation result of equation (7). Negative resistance: Rcci = 1kΩ, Inductive reactance: Lci = 25.53μH, Interelectrode capacitance and parasitic capacitance: C0 + Cα = 10pF, Resonance frequency of Lci and C0 + Cα: fα = 10MHz, Frequency and resistance: Rcci, The relationship between capacitive reactance: Ccci and inductive reactance: Lcci is shown. Rcci shows a maximum value of −2.8 kΩ at 9 MHz, shows inductive reactance at about 8 MHz or less, and shows capacitive reactance at about 8 MHz or more. Fig. 4 shows C0 + Cα = 10pF, Lci is the inductive reactance that resonates at the same capacity and 10MHz (here, Lci ≒ 25.3μH), and the negative resistance Rci of the circuit excluding the oscillator is used as a parameter, and frequency, Rcci, Ccci The relationship is shown. That is, it is understood that the negative resistance: Rcci has a maximum value near the resonance frequency, and that the capacitive reactance Ccci has a large capacity at the maximum value of resistance. Moreover, it can be seen that the maximum value of Rcci increases as the negative resistance of Rci decreases.
図5は負性抵抗Rci=1kΩ、Lciを同容量と10MHzに共振する誘導性リアクタンスとし、C0+Cαをパラメーターとして周波数とRcci、Ccciの関係を示す。図37はその時の負性抵抗の最大値を示す。 FIG. 5 shows the relationship between frequency, Rcci, and Ccci with negative resistance Rci = 1 kΩ, Lci as the inductive reactance that resonates at the same capacity and 10 MHz, and C0 + Cα as a parameter. FIG. 37 shows the maximum value of the negative resistance at that time.
即ち、共振周波数近傍で非常に大きい負性抵抗:Rcciの最大値を示し、抵抗の最大値で容量性リアクタンスCcciは大きな容量を示すことが解る。しかもRcciの最大値はC0+Cαの容量が小さい程大きい値を示すことが解る。 That is, it is understood that the negative resistance: Rcci has a maximum value near the resonance frequency, and that the capacitive reactance Ccci has a large capacity at the maximum value of resistance. Moreover, it can be seen that the maximum value of Rcci increases as the capacity of C0 + Cα decreases.
次に、発振回路にインダクターを用いずに、能動素子・抵抗・キャパシタを使用せず回路に誘導性リアクタンスを発生させる発振回路例を示す。 Next, an example of an oscillation circuit that generates an inductive reactance without using an active element, a resistor, and a capacitor without using an inductor in the oscillation circuit will be described.
具体例1
図6にインバーターとバイポーラートランジスタを用いた誘導性圧電発振モデル‐1回路を示す。 抵抗R1はインバーターの入出力間に挿入し、インバーターの入力バイアス、トランジスタのベースバイアスを設定する。R2はトランジスタのコレクタと電源間に入力し発振出力を得る。R3は同トランジスタのエミッタと接地間に挿入しトランジスタの電流設定を行う。キャパシタC1をインバーター入力と接地間に挿入、C2をトランジスタのベース・エミッタ間に挿入、C3をトランジスタのエミッタと接地間に挿入する。図7に同等価回路を示す。z1、z2、z3、z4はそれぞれの2端子回路のインピーダンスを示す。同図にキルヒフォッフの法則を適応させ、電流の関係より(8)式、(9)式、電圧の関係より(10)式を得る。
Fig. 6 shows an inductive piezoelectric oscillation model-1 circuit using an inverter and a bipolar transistor. The resistor R1 is inserted between the input and output of the inverter, and sets the input bias of the inverter and the base bias of the transistor. R2 is input between the collector of the transistor and the power supply to obtain an oscillation output. R3 is inserted between the emitter of the transistor and the ground to set the transistor current. Capacitor C1 is inserted between the inverter input and ground, C2 is inserted between the base and emitter of the transistor, and C3 is inserted between the emitter of the transistor and ground. Figure 7 shows the equivalent circuit. z1, z2, z3 and z4 indicate the impedances of the respective two-terminal circuits. Kirchoff's law is applied to the figure, and Equations (8) and (9) are obtained from the current relationship, and Equation (10) is obtained from the voltage relationship.
(8)式〜(10)式より(11)式を得る。
更に、R1と振動子インピーダンスzxtを分離、zxtを除く発振回路のインピーダンスを示す(12)式を得る。
2端子インピーダンス、z1、z2、z3をそれぞれ(13)式に示す設定を行い(12)式へ代入する。
振動子(zxt)を除く発振回路の抵抗をRci、誘導性リアクタンスをLciとし(14)式を得る。
また、抵抗Rc、及び誘導性リアクタンスLcはそれぞれ(15)式で示される。
(15)式のシミュレーション結果を図8に示す。C1=3pF、C2=C3=15pF、Cπ=1pF、Rπ=2.6kΩ、R1=1MΩ、R3=2kΩ、gm1=1mA/V、gm2=パラメーターとし、周波数と回路抵抗Rci及び回路の誘導性リアクタンスLciの関係を示す。 Figure 8 shows the simulation result of equation (15). C1 = 3pF, C2 = C3 = 15pF, Cπ = 1pF, Rπ = 2.6kΩ, R1 = 1MΩ, R3 = 2kΩ, gm1 = 1mA / V, gm2 = parameter, frequency and circuit resistance Rci and inductive reactance Lci of the circuit The relationship is shown.
Rci及びLciとも周波数に強く依存することが解る。またgm2についても強く依存するが、gm2を大きくすることでRci、Lciとも単方向増加することはない。このグラフからは、Rciはgm2を小さくすることで大きくなる。また。Lciはgm2=76mA/Vで周波数(Freq)≒7MHzで最大値(Lci≒80mH)を得る。 It can be seen that both Rci and Lci strongly depend on the frequency. Also, gm2 depends strongly, but increasing gm2 does not increase unidirectional for both Rci and Lci. From this graph, Rci increases with decreasing gm2. Also. Lci obtains the maximum value (Lci≈80mH) at gm2 = 76mA / V and frequency (Freq) ≈7MHz.
以上の理論を用いて、図6回路、図6回路のインバーターとトランジスタのVccを分離した図11回路、図11回路のインバーターに抵抗を追加した図12回路、図6回路のインバーターに抵抗を追加した図13回路を得る。また、これら回路のトランジスタを2個カスコード接続する回路を得る。図6回路のトランジスタを2個カスコード接続した回路例が図29回路である。 Using the above theory, Figure 6 circuit, Figure 11 circuit in which the inverter and transistor Vcc are separated, Figure 12 circuit in which the resistor is added to the inverter in Figure 11 circuit, and resistance is added to the inverter in Figure 6 circuit The circuit shown in FIG. 13 is obtained. In addition, a circuit in which two transistors of these circuits are cascode-connected is obtained. FIG. 29 is a circuit example in which two transistors in FIG. 6 are cascode-connected.
具体例2
図9にインバーターとバイポーラートランジスタを用いた誘導性圧電発振モデル‐2回路を示す。 抵抗R1はインバーターの入出力間に挿入し、インバーターの入力バイアス、トランジスタのベースバイアスを設定する。R2はトランジスタのコレクタと電源間に入力し発振出力を得る。R3は同トランジスタのエミッタと接地間に挿入しトランジスタの電流設定を行う。コンデンサーC1をインバーター入力と接地間に挿入、C2をトランジスタのベース・エミッタ間に挿入、C3をトランジスタのエミッタと接地間に挿入する。図10に同等価回路を示す。z1、z2、z3、z4はそれぞれの2端子回路のインピーダンスを示す。同図にキルヒフォッフの法則を適応させ、電流の関係より (16)式、 (17)式、電圧の関係より (18)式を得る。
Figure 9 shows an inductive piezoelectric oscillation model-2 circuit using an inverter and a bipolar transistor. The resistor R1 is inserted between the input and output of the inverter, and sets the input bias of the inverter and the base bias of the transistor. R2 is input between the collector of the transistor and the power supply to obtain an oscillation output. R3 is inserted between the emitter of the transistor and the ground to set the transistor current. Capacitor C1 is inserted between the inverter input and ground, C2 is inserted between the base and emitter of the transistor, and C3 is inserted between the emitter and ground of the transistor. FIG. 10 shows the equivalent circuit. z1, z2, z3 and z4 indicate the impedances of the respective two-terminal circuits. Applying Kirchoff's law to the figure, we obtain Eqs. (16) and (17) from the current relationship, and (18) from the voltage relationship.
(18)式へ(16)式、(17)式を代入し、整理し(19)式を得る。 Substitute (16) and (17) into (18) and rearrange them to obtain (19).
(19)式と(11)式は同等である。よって、(19)式以降の結果は(12)式〜(15)式まで同じ結果、即ち図8のシミュレーション結果を得る。 Equations (19) and (11) are equivalent. Therefore, the results after the equation (19) are the same as the equations (12) to (15), that is, the simulation result of FIG.
以上の理論を用いて、図9回路、図9回路のインバーターとトランジスタのVccを分離した図14回路、図14回路のインバーターに抵抗を追加した図15回路、図9回路のインバーターに抵抗を追加した図16回路を得る。た、これら回路のトランジスタを2個カスコード接続する回路を得る。図9回路のトランジスタを2個カスコード接続した回路例が図30回路である。 Using the above theory, the circuit shown in Fig. 9, the inverter shown in Fig. 9 separated from the Vcc of the transistor, the circuit shown in Fig. 15 added with the inverter in Fig. 14 and the resistor added to the inverter shown in Fig. 9 were added. The circuit shown in FIG. 16 is obtained. In addition, a circuit in which two transistors of these circuits are cascode-connected is obtained. FIG. 30 is a circuit example in which two transistors in FIG. 9 are cascode-connected.
本発明により、機械的負荷の大きい圧電素子の発振としてQCMセンサーの多様化に寄与できる。また、本発明によって液相中でのQCMセンサー(水晶振動子による微少量測定)を容易に可能とすることができる。その結果、本発明は各種圧電素子を用いるアクチュエーター等に幅広く応用できる技術であり今後の技術発展に大きく寄与するものである。 The present invention can contribute to diversification of QCM sensors as oscillation of a piezoelectric element having a large mechanical load. Further, according to the present invention, it is possible to easily enable a QCM sensor in a liquid phase (measurement of a very small amount by a crystal resonator). As a result, the present invention is a technology that can be widely applied to actuators using various piezoelectric elements and greatly contributes to future technological development.
(実施例1)
図17に本発明に係る発振回路の実施例1を示す。設定定数はC1=3pF・C2=15pF・C3=15pF・Cpi=1pF・Rpi=2.6kOhm・R3=2kOhm・R1=1Mohm・Cp1=220pF、INV:TC7SU04F、TR1:2SC3732、Zxt(Xtal):At-cut 10MHzとした。
(Example 1)
FIG. 17 shows the first embodiment of the oscillation circuit according to the present invention. Setting constants are C1 = 3pF, C2 = 15pF, C3 = 15pF, Cpi = 1pF, Rpi = 2.6kOhm, R3 = 2kOhm, R1 = 1Mohm, Cp1 = 220pF, INV: TC7SU04F, TR1: 2SC3732, Zxt (Xtal): At -cut 10MHz.
図18に電源電圧対発振周波数及び消費電流特性を示す。図18は、上記の設定定数を用いた図17回路の電源電圧を変化させた時の周波数と消費電流変化を測定したものである。特にVCC:5.5Vまで確実に発振することを確認した。 FIG. 18 shows power supply voltage versus oscillation frequency and current consumption characteristics. FIG. 18 shows the measurement of frequency and current consumption when the power supply voltage of the circuit of FIG. 17 is changed using the above set constant. In particular, it was confirmed that it oscillates reliably to VCC: 5.5V.
図19にVCC=4Vの時の振動子の直列容量:Cx対発振周波数特性を示す。図19は、上記の設定定数を用いた図17回路の電源電圧VCCを4Vと設定した時、Cxを操作することによる周波数変化を測定したものである。周波数可変範囲としてΔf/f0≒380ppmの可変範囲を確認した。 FIG. 19 shows the series capacitance of the vibrator when VCC = 4V: Cx vs. oscillation frequency characteristics. FIG. 19 shows a change in frequency caused by operating Cx when the power supply voltage VCC of the circuit of FIG. 17 using the above set constant is set to 4V. As the frequency variable range, a variable range of Δf / f0≈380 ppm was confirmed.
(実施例2)
図20に本発明に係る発振回路の実施例2を示す。設定定数はC1=3pF・C2=15pF・C3=15pF・Cpi=1pF・Rpi=2.6kOhm・R3=2kOhm・R1=1Mohm・Cp1=220pF、INV:TC7SU04F、TR1:2SC3732、Zxt(Xtal):At-cut 10MHzとした。
(Example 2)
FIG. 20 shows a second embodiment of the oscillation circuit according to the present invention. Setting constants are C1 = 3pF, C2 = 15pF, C3 = 15pF, Cpi = 1pF, Rpi = 2.6kOhm, R3 = 2kOhm, R1 = 1Mohm, Cp1 = 220pF, INV: TC7SU04F, TR1: 2SC3732, Zxt (Xtal): At -cut 10MHz.
図21にVCC2=2Vの時の電源電圧対発振周波数を示す。図21は、上記の設定定数を用いた図20回路のTR1の電源電圧VCC1を変化させた時の周波数変化を測定したものである。特にVCC1:10Vまで確実に発振することを確認した。 FIG. 21 shows the power supply voltage versus the oscillation frequency when VCC2 = 2V. FIG. 21 shows the measurement of frequency change when the power supply voltage VCC1 of TR1 of the circuit of FIG. 20 using the above set constant is changed. In particular, it was confirmed that it oscillates reliably to VCC1: 10V.
図22にVCC1=7V、VCC2=4Vの時の振動子の直列容量:Cx対発振周波数特性を示す。図22は、上記の設定定数を用いた図21回路の電源電圧VCC1=7V、VCC2=4Vと設定した時、Cxを操作することによる周波数変化を測定したものである。周波数可変範囲としてΔf/f0≒650ppmの可変範囲を確認した。 FIG. 22 shows the series capacitance of the vibrator: Cx vs. oscillation frequency when VCC1 = 7V and VCC2 = 4V. FIG. 22 shows the change in frequency caused by operating Cx when the power supply voltage VCC1 = 7V and VCC2 = 4V of the circuit of FIG. A variable range of Δf / f0≈650 ppm was confirmed as the frequency variable range.
(実施例3)
図23に本発明に係る発振回路の実施例3を示す。設定定数はC1=3pF・C2=15pF・C3=15pF・Cpi=1pF・Rpi=2.6kOhm・R3=2kOhm・R1=1Mohm・Cp1=220pF、R4=R5=750kOhm、INV:TC7SU04F、TR1:2SC3732、Zxt(Xtal):At-cut 10MHzとした。
(Example 3)
FIG. 23 shows a third embodiment of the oscillation circuit according to the present invention. Setting constants are C1 = 3pF, C2 = 15pF, C3 = 15pF, Cpi = 1pF, Rpi = 2.6kOhm, R3 = 2kOhm, R1 = 1Mohm, Cp1 = 220pF, R4 = R5 = 750kOhm, INV: TC7SU04F, TR1: 2SC3732, Zxt (Xtal): At-cut 10 MHz.
図24にVCC2=4Vの時の電源電圧対発振周波数を示す。図24は、上記の設定定数を用いた図23回路のTR1の電源電圧VCC1を変化させた時の周波数変化を測定したものである。特にVCC1:10Vまで確実に発振することを確認した。 FIG. 24 shows the power supply voltage versus the oscillation frequency when VCC2 = 4V. FIG. 24 shows the measurement of frequency change when the power supply voltage VCC1 of TR1 of the circuit of FIG. 23 is changed using the above set constant. In particular, it was confirmed that it oscillates reliably to VCC1: 10V.
図25にVCC1=7V、VCC2=4Vの時の振動子の直列容量:Cx対発振周波数特性を示す。図25は、上記の設定定数を用いた図24回路の電源電圧VCC1=7V、VCC2=4Vと設定した時、Cxを操作することによる周波数変化を測定したものである。周波数可変範囲としてΔf/f0≒670ppmの可変範囲を確認した。 FIG. 25 shows characteristics of the series capacitance of the vibrator: Cx vs. oscillation frequency when VCC1 = 7V and VCC2 = 4V. FIG. 25 shows the change in frequency caused by operating Cx when the power supply voltage VCC1 = 7V and VCC2 = 4V in the circuit of FIG. 24 using the above set constants. A variable range of Δf / f0≈670 ppm was confirmed as the frequency variable range.
(実施例4)
図26に本発明に係る発振回路の実施例4を示す。設定定数はC1=3pF・C2=15pF・C3=15pF・Cpi=1pF・Rpi=2.6kOhm・R3=2kOhm・R1=1Mohm・Cp1=220pF、INV:TC7SU04F、TR1:2SC3732、Zxt(Xtal):At-cut 10MHzとした。
(Example 4)
FIG. 26 shows a fourth embodiment of the oscillation circuit according to the present invention. Setting constants are C1 = 3pF, C2 = 15pF, C3 = 15pF, Cpi = 1pF, Rpi = 2.6kOhm, R3 = 2kOhm, R1 = 1Mohm, Cp1 = 220pF, INV: TC7SU04F, TR1: 2SC3732, Zxt (Xtal): At -cut 10MHz.
図27に電源電圧対発振周波数及び消費電流特性を示す。図27は、上記の設定定数を用いた図26回路の電源電圧を変化させた時の周波数と消費電流変化を測定したものである。特にVCC:7Vまで確実に発振することを確認した。 FIG. 27 shows power supply voltage versus oscillation frequency and current consumption characteristics. FIG. 27 shows the measurement of frequency and current consumption change when the power supply voltage of the circuit of FIG. 26 using the above set constant is changed. In particular, it was confirmed that it oscillates reliably to VCC: 7V.
図28にVCC=5Vの時の振動子の直列容量:Cx対発振周波数特性を示す。図28は、上記の設定定数を用いた図26回路の電源電圧VCCを5Vと設定した時、Cxを操作することによる周波数変化を測定したものである。周波数可変範囲としてΔf/f0≒200ppmの可変範囲を確認した。 FIG. 28 shows the series capacitance of the vibrator when VCC = 5 V: Cx vs. oscillation frequency characteristics. FIG. 28 shows a measurement of frequency change by operating Cx when the power supply voltage VCC of the circuit of FIG. 26 using the above set constant is set to 5V. A variable range of Δf / f0≈200 ppm was confirmed as the frequency variable range.
本結果をコルピッツ型発振回路に代表される容量性発振と比較する。 This result is compared with capacitive oscillation represented by Colpitts type oscillation circuit.
図34に示す容量性発振の限界値と図4の誘導性発振シミュレーション結果を比較する。 The limit value of capacitive oscillation shown in FIG. 34 is compared with the inductive oscillation simulation result of FIG.
明らかに誘導性発振が大きな負性抵抗Rcciを得ることができる。しかも図33の結果からもRciの負性抵抗を小さくすることでより大きなRcciをえることも可能であることを示している。 Obviously, a negative resistance Rcci with a large inductive oscillation can be obtained. Moreover, the results in FIG. 33 also indicate that a larger Rcci can be obtained by reducing the negative resistance of Rci.
即ち、振動子を除く発振回路のリアクタンスをインダクター(コイル)を使用せずに誘導性に設定することにより、振動子を構成するモーションアーム内の抵抗を打ち消すための負性抵抗を、容量性発振の限界を超えてキャンセルできる。 In other words, by setting the reactance of the oscillation circuit excluding the vibrator to inductivity without using an inductor (coil), a negative resistance for canceling the resistance in the motion arm constituting the vibrator is capacitively oscillated. You can cancel beyond the limit.
このことは、機械的負荷の大きい圧電素子の発振としてQCMセンサーの多様化に寄与できる。 This can contribute to diversification of QCM sensors as oscillation of piezoelectric elements with a large mechanical load.
QCMとは、水晶振動子に検知対象物質が付着することによる共振周波数変化を発振回路の周波数変化として取り出すセンサーである。QCMは気相物質の検出技術として用いられており、液相物質の検知は原理的に可能だが、液体の粘性の影響によって発振は非常に困難である。しかし本発明によって液相中でのQCMセンサー(水晶振動子による微少量測定)を容易に可能とすることができる。また、本発明は各種圧電素子を用いるアクチュエーター等に幅広く応用できる技術であり今後の技術発展に大きく寄与するものである。 The QCM is a sensor that extracts a change in resonance frequency caused by the detection target substance adhering to the crystal resonator as a change in frequency of the oscillation circuit. QCM is used as a gas phase substance detection technology, and liquid phase substances can be detected in principle, but oscillation is very difficult due to the effect of liquid viscosity. However, according to the present invention, it is possible to easily enable a QCM sensor in a liquid phase (a very small amount measurement using a crystal resonator). The present invention is a technology that can be widely applied to actuators using various piezoelectric elements, and will greatly contribute to future technological development.
Claims (7)
前記能動素子と抵抗とキャパシタとで構成される回路を誘導性リアクタンス(=Lci)および負性抵抗(=Rci)で等価回路として表し、前記圧電振動子を、誘導性リアクタンス(=L1)、容量性リアクタンス(=C1)、抵抗(=R1)を直列接続とするモーションアーム回路と、前記モーションアーム回路に並列接続する電極間容量(=C0)と、前記電極間容量に寄生する容量(=Cα)を含めた容量で等価回路として表したとき、
発振条件が次式で近似されることを特徴とする発振回路。
A circuit composed of the active element, the resistor, and the capacitor is represented as an equivalent circuit by inductive reactance (= Lci) and negative resistance (= Rci), and the piezoelectric vibrator is represented by inductive reactance (= L1), capacitance Motion arm circuit in which a reactive reactance (= C1) and a resistor (= R1) are connected in series, an interelectrode capacitance (= C0) connected in parallel to the motion arm circuit, and a parasitic capacitance (= Cα) in the interelectrode capacitance ) In the capacity including
An oscillation circuit characterized in that the oscillation condition is approximated by the following equation.
前記インバーターの入力端子と出力端子との間に抵抗が、前記インバーターの入力端子と接地との間にキャパシタが接続され、
前記トランジスタのベースとエミッタとの間にキャパシタが、前記トランジスタのエミッタと接地との間に抵抗が、前記トランジスタのエミッタと接地との間にキャパシタの並列回路が、前記トランジスタのコレクタと電源との間に抵抗が接続され、
前記インバーターの電源端子は電源に、接地端子は接地に接続され、
前記電源と接地との間には、交流に対して短絡、直流に対して開放となるパスキャパシタが接続され、
前記トランジスタのコレクタを出力とすることを特徴とする発振回路。 An oscillation circuit including a piezoelectric vibrator having a capacitor connected in series, an inverter connected in parallel to the piezoelectric vibrator, and a transistor having a base connected to an output terminal of the inverter,
A resistor is connected between the input terminal and the output terminal of the inverter, and a capacitor is connected between the input terminal of the inverter and the ground,
A capacitor is connected between the base and emitter of the transistor, a resistor is connected between the emitter and ground of the transistor, and a parallel circuit of a capacitor is connected between the emitter and ground of the transistor. A resistor is connected between
The inverter power supply terminal is connected to the power supply, the ground terminal is connected to the ground,
Between the power source and the ground, a pass capacitor that is short-circuited with respect to alternating current and open with respect to direct-current is connected,
An oscillation circuit characterized in that a collector of the transistor is used as an output.
ベースにインバーター出力を接続された下段トランジスタと、
ベースに前記トランジスタの電源より適切な電圧を印加される上段トランジスタと、をカスコード接続して構成され、
前記上段トランジスタのベースと接地との間に、交流に対して短絡、直流に対して開放となるパスキャパシタが接続されていることを特徴とする請求項2から請求項4のいずれかに記載の発振回路。 The transistor is
A lower transistor with an inverter output connected to the base;
An upper stage transistor to which an appropriate voltage is applied from the power source of the transistor to the base is configured by cascode connection,
5. The pass capacitor that is short-circuited with respect to alternating current and open with respect to direct-current is connected between the base of the upper stage transistor and the ground. 6. Oscillator circuit.
ベースにインバーター出力を接続された下段トランジスタと、
ベースに前記トランジスタの電源より適切な電圧を印加される上段トランジスタと、をカスコード接続して構成され、
前記上段トランジスタのベースと接地との間に、パスキャパシタが接続されていることを特徴とする請求項2から請求項5のいずれかに記載の発振回路。 The transistor is
A lower transistor with an inverter output connected to the base;
An upper stage transistor to which an appropriate voltage is applied from the power source of the transistor to the base is configured by cascode connection,
6. The oscillation circuit according to claim 2, wherein a pass capacitor is connected between the base of the upper stage transistor and the ground.
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- 2006-06-22 JP JP2006173124A patent/JP2008005251A/en active Pending
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