JP2004266583A - Piezoelectric oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電発振器に関し、さらに詳しくは、不要共振による発振を抑圧して安定した発振を実現する圧電発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２１は、従来のシリコントランジスタによるコルピッツ発振回路の一例である。この水晶発振回路は、発振用トランジスタＴＲ１１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１２とＣ１３との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点と発振用トランジスタＴＲ１１のエミッタ間に水晶振動子又はセラミック振動子１０１を挿入接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒ１２を接続する。更に、発振用トランジスタＴＲ１１のベースに抵抗Ｒ１４及び抵抗Ｒ１３とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１１のベース・接地間に水晶振動子Ｘｔａｌ１００とコンデンサＣ１４を直列に挿入接続し、更に、発振用トランジスタＴＲ１１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃラインとの間にコレクタ抵抗Ｒ１１を挿入接続し、発振用トランジスタＴＲ１１のコレクタからコンデンサＣ１１を介して出力を取り出すようにしたものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の方式は発振回路の不要共振を抑圧するために直列共振周波数が発振周波数に等しい機械的振動子（水晶、セラミック等）を用いて周波数選択性を強化することにより行っていたが、この方法では、コンデンサ、抵抗等の一般的な電子部品と比較して高価な圧電振動子を２個も用いるため部品点数が増加して、小型化・コストダウンが難しかった。また従来方式では、発振用振動子（Ｘｔａｌ１００）と圧電振動子１０１を個別に使用するため、多チャンネル発振（１つの発振回路で発振用振動子を切り替えて発振）に使用することができないといった問題がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、ＳＣ−Ｃｕｔを使用した水晶発振器では、主共振のＣモード発振の近傍に副共振Ｂモード発振（Ｃモード発振周波数の約１．０９〜１．０８倍）があり、このＢモード発振を機械的振動子（水晶、セラミック等）を用いずに確実に抑圧する圧電発振器を提供することを目的とする。
また、他の目的は、オーバートーン（高調波）発振器において、基本波および不要高調波発振を抑圧し、安定した発振を得ることである。
さらに、他の目的は、多チャンネル発振器に使用し、特定の不要共振を容易に抑圧できる回路と発振器を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタと、前記発振用増幅トランジスタのエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗と、を備えるコルピッツ型圧電発振器であって、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ出力をベースに帰還する帰還コンデンサと、前記発振用増幅トランジスタのエミッタと接地間に、コンデンサとインダクタにより構成される並列共振回路及び該並列共振回路に直列接続したコンデンサを更に挿入し、発振不要周波数における負性抵抗の発生を抑圧するよう前記並列共振回路の並列共振周波数を決定したものであることを特徴とする。
ＳＣ−Ｃｕｔを使用した水晶発振器では、主共振のＣモード発振の近傍に副共振Ｂモード発振（Ｃモード発振周波数の約１．０９〜１．０８倍）があり、これが不要共振の原因となっている。そこで本発明では、この共振周波数を抑圧するために、コンデンサを直列接続した並列共振回路を発振用増幅トランジスタのエミッタ抵抗と並列に接続し、この並列共振回路は持つ共振点により負性抵抗を急激に抑圧して発振不能な周波数帯域を前記副共振Ｂモード発振の周波数帯域に設定して、これを抑圧するものである。
かかる発明によれば、発振用増幅トランジスタのエミッタ抵抗と並列に、コンデンサを介して並列共振回路を接続し、発振不能周波数領域を副共振Ｂモードの帯域に合わせるので、他の圧電素子を使用しないで不要共振を抑圧することができる。
請求項２は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタと、前記発振用増幅トランジスタのエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗とコンデンサの並列回路と、を備えるコルピッツ型圧電発振器であって、前記発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ間に、コンデンサとインダクタにより構成される並列共振回路及び該並列共振回路に直列接続したコンデンサを更に挿入し、発振不要周波数における負性抵抗の発生を抑圧するよう前記並列共振回路の並列共振周波数を決定したものであることを特徴とする。
請求項１では、コンデンサと並列共振回路を発振用増幅トランジスタのエミッタに挿入したが、本発明ではコンデンサと並列共振回路を発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ間に挿入したものである。
かかる発明によれば、請求項１と同様の作用効果を奏する。
請求項３は、前記圧電振動子が水晶振動子であることを特徴とする。
かかる発明によれば、圧電振動子に水晶振動子を使用することにより、安価で、周波数安定度の高い発振器を実現することができる。
請求項４は、前記圧電振動子がＳＣカット水晶振動子であり、前記発振不要周波数が前記ＳＣカット水晶振動子のＢモード発振における共振周波数であることを特徴とする。
かかる発明によれば、発振不要周波数が前記ＳＣカット水晶振動子のＢモード発振であるので、他の圧電素子を使用しないで不要共振を抑圧することができる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は本発明の実施形態に係る水晶発振回路の一例を示す図である。この水晶発振回路は、発振用トランジスタＴＲ１のベースに抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に水晶振動子Ｘｔａｌ１とコンデンサＣ４を直列に挿入接続し、更に、発振用トランジスタＴＲ１のコレクタを電源電圧Ｖｃｃラインに接続し、発振用トランジスタＴＲ１のベースとエミッタ間にコンデンサＣ３を接続し、発振用トランジスタＴＲ１のエミッタと接地間にエミッタ抵抗Ｒ１と並列に、コンデンサＣ１とインダクタＬ１により構成される並列共振回路と直列接続したコンデンサＣ２を接続する。
本実施形態は発振用トランジスタＴＲ１のエミッタ出力をベースに帰還するコルピッツ発振器である。発振用トランジスタＴＲ１のエミッタよりコンデンサＣ２を経由して、インダクタＬ１とコンデンサＣ１で構成する並列共振回路を経てグランドへ接続する。また発振用トランジスタＴＲ１のエミッタ出力は、コンデンサＣ３を経てベースへ帰還する。本回路は発振用トランジスタＴＲ１のベース・エミッタ間に発生する電圧を相互コンダクタンスによりコレクタ電流に変換し、エミッタ・グランド間容量に印加して位相変換し、コンデンサＣ３により再度ベースに帰還させることにより負性抵抗を発生して、水晶振動子Ｘｔａｌ１の抵抗分を相殺することにより発振する圧電発振器である。
つまり、発振用トランジスタＴＲ１のエミッタ・グランド間にコンデンサＣ１とインダクタＬ１およびコンデンサＣ２により急峻な周波数特性を作ることにより、発振回路の負性抵抗に急峻な選択特性を得るようにした回路である。
【０００６】
図２は、図１の水晶発振回路の等価回路−１を示す図である。発振用トランジスタＴＲ１のベースから見たインピーダンスをＺ１、エミッタから見たインピーダンスをＺ２、相互インダクタンスをｇｍとすると、図のような等価回路となる。
図３は図２の水晶発振回路の等価回路−１のＺ２の等価回路−２を示す図であり、Ｌ１／／Ｃ１とＣ２の単一容量：Ｃｅｇへの変換式を示す。
図４は図１の水晶発振回路の等価回路−３を示す図であり、変換後の等価回路を示す。
図５は図１の水晶発振回路の等価回路−４を示す図であり、各構成回路の並列直列変換を施した等価回路を示す。
（１）式・（２）式はそれぞれ並列回路から直列回路への変換式を示し、（３）式は、Ｌ１／／Ｃ１とＣ２の単一容量：Ｃｅｇへの変換式を示す。（４）式は図５に示す等価回路の入力インピーダンス：Ｚｘｔを示す。（５）式は（４）式で示すインピーダンスの抵抗分：Ｒｘｔを示す。（６）式は同様に容量分：１／Ｃｘｔを示す。（７）式は図２・図４の等価回路に示すベースバイアス抵抗ＲＢを含めたインピーダンス：ＺＢＣを示す。（８）式はＳ・Ｔの変換パラメータを用い、（７）式より導いた抵抗分：ＲＢＣ、と容量分：１／ＣＢＣを示す。
図６はＣ２が２０ｐＦにおける負性抵抗及び回路容量を（８）式によりシミュレーションした解析結果を表す図である。縦軸（左）に負性抵抗値（Ω）、縦軸（右）に回路容量値（ｐＦ）を表し、横軸に周波数（ＭＨｚ）を表す。また、各回路定数は、Ｌ１＝１μＨ、Ｃ１＝２００ｐＦ、Ｃ２＝２０ｐＦ、Ｃ３＝７５ｐＦ、Ｒ１＝１ＫΩ、Ｒπ＝２６００Ω、Ｃπ＝１２ｐＦ、ｇｍ＝０．０３８である。この図から周波数が１０ＭＨｚと１１ＭＨｚ間で負性抵抗を急激に抑圧することにより、積極的に発振不能な周波数帯域（負性抵抗が発生しない：正の値）を設けることができ、この周波数帯域内に不要周波数が存在することで不要な共振を抑圧することができる。
図７はＣ２が３０ｐＦ、図８はＣ２が４３ｐＦ、図９はＣ２が１８０ｐＦにおける負性抵抗及び回路容量を（８）式によりシミュレーションした解析結果を表す図であり、その他の回路定数は図６と同様である。この図からＣ２の容量が大きくなるに従って負性抵抗が発生しない（正の値）周波数帯域が広範囲となり、副共振Ｂモードの近隣にある主共振Ｃモード発振を抑圧してしまうので、容量Ｃ２を最適な値に設定することが必要である。
なお、図１０は、図６〜図９に示した負性抵抗の特性のシミュレーション結果のみをまとめて示した図である。
更にまた、図１１は、図６〜図９に示した回路容量の特性のシミュレーション結果のみをまとめて示した図である。
【０００８】
図１２は、図１に示す発振回路における負性抵抗及び回路容量の実測結果を示すものである。縦軸（左）に負性抵抗値（Ω）、縦軸（右）に回路容量値（ｐＦ）を表し、横軸に周波数（ＭＨｚ）を表す。また、各回路定数は、Ｌ１＝１μＨ、Ｃ１＝２００ｐＦ、Ｃ２＝２０ｐＦ、Ｃ３＝７５ｐＦ、ＲＢ１＝ＲＢ２＝１０ＫΩ、Ｖｃｃ＝５Ｖ、Ｉ＝１．９ｍＡ、ＴＲ１＝２ＳＣ３７３２、Ｘｔａｌ＝１０ＭＨｚを想定する。
測定方法は、振動子Ｘｔａｌ１を外し、振動子の両端にインピーダンスメータを接続してその入力インピーダンスを測定し、負性抵抗Ｒと回路容量ＣＣの値を求めた。
図１３はＣ２が３０ｐＦ、図１４はＣ２が４３ｐＦ、図１５はＣ２が１８０ｐＦにおける図１の発振回路の負性抵抗及び回路容量の周波数特性を実測に基づき求めた結果を示すものである。その他の回路定数は図６と同様である。図１２から図１５の結果より、解析結果と実測結果でその傾向は良く一致することが分かる。
なお、図１６は図１２〜図１５に示す負性抵抗の特性のみをまとめて示したものである。
更にまた、図１７は図１２〜図１５に示す回路容量の特性のみをまとめて示したものである。
図１８は本発明の他の実施形態に係る水晶発振回路の一例を示す図である。この水晶発振回路は、発振用トランジスタＴＲ２１のベースに抵抗Ｒ２２及び抵抗Ｒ２３とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ２１のベース・接地間に水晶振動子Ｘｔａｌ２とコンデンサＣ２４を直列に挿入接続し、更に、発振用トランジスタＴＲ２１のコレクタを電源電圧Ｖｃｃラインに接続し、発振用トランジスタＴＲ２１のベースとエミッタ間にコンデンサＣ２１とインダクタＬ２１により構成される並列共振回路と直列接続したコンデンサＣ２２を接続し、発振用トランジスタＴＲ２１のエミッタと接地間にエミッタ抵抗Ｒ２１と並列にコンデンサＣ２３を接続する。
【０００９】
図１９は図１８の水晶発振回路の等価回路を示す。
（９）式は図１９に示すベース・エミッタ間容量：Ｃｂｅへの変換式を示す。（１０）式は並列・直列変換式を示す。（１１）式は入力インピーダンスの抵抗分：ＲＢＣ及び容量分：ＣＢＣを示す。（１２）Ｓ・Ｔの変換パラメータを使用し、ベースバイアス抵抗：ＲＢを含めた抵抗分：ＲＢＣ、及び容量分：１／ＣＢＣを示す。
【００１０】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、発振用増幅トランジスタのエミッタ抵抗と並列に、コンデンサを介して並列共振回路を接続し、発振不能周波数領域を副共振Ｂモードの帯域に合わせるので、他の圧電素子を使用しないで不要共振を抑圧することができる。
また請求項２では、請求項１と同様の作用効果を奏する。
また請求項３では、圧電振動子に水晶振動子を使用することにより、安価で、周波数安定度の高い発振器を実現することができる。
また請求項４では、発振不要周波数が前記ＳＣカット水晶振動子のＢモード発振であるので、他の圧電素子を使用しないで不要共振を抑圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係る水晶発振回路の一例を示す図である。
【図２】本発明の図１の水晶発振回路の等価回路−１を示す図である。
【図３】本発明の図２の水晶発振回路の等価回路−１のＺ２の等価回路−２を示す図である。
【図４】本発明の図１の水晶発振回路の等価回路−３を示す図である。
【図５】本発明の図１の水晶発振回路の等価回路−４を示す図である。
【図６】本発明のＣ２が２０ｐＦにおける負性抵抗及び回路容量を（８）式によりシミュレーションした解析結果を表す図である。
【図７】本発明のＣ２が３０ｐＦにおける負性抵抗及び回路容量を（８）式によりシミュレーションした解析結果を表す図である。
【図８】本発明のＣ２が４３ｐＦにおける負性抵抗及び回路容量を（８）式によりシミュレーションした解析結果を表す図である。
【図９】本発明のＣ２が１８０ｐＦにおける負性抵抗及び回路容量を（８）式によりシミュレーションした解析結果を表す図である。
【図１０】本発明のコンデンサＣ２の容量を２０、３０、４３、１８０ｐＦに可変した場合の負性抵抗の特性を（８）式によりシミュレーションした解析結果を表す図である。
【図１１】本発明のコンデンサＣ２の容量を２０、３０、４３、１８０ｐＦに可変した場合の回路容量の特性を（８）式によりシミュレーションした解析結果を表す図である。
【図１２】本発明の図１の発振回路による負性抵抗及び回路容量を実測した図である。
【図１３】本発明のＣ２が３０ｐＦにおける図１の発振回路による負性抵抗及び回路容量を実測した図である。
【図１４】本発明のＣ２が４３ｐＦにおける図１の発振回路による負性抵抗及び回路容量を実測した図である。
【図１５】本発明のＣ２が１８０ｐＦにおける図１の発振回路による負性抵抗及び回路容量を実測した図である。
【図１６】本発明のコンデンサＣ２の容量を２０、３０、４３、１８０ｐＦに可変した場合の図１の発振回路による負性抵抗を実測した図である。
【図１７】本発明のコンデンサＣ２の容量を２０、３０、４３、１８０ｐＦに可変した場合の図１の発振回路による回路容量を実測した図である。
【図１８】本発明の他の実施形態に係る水晶発振回路の一例を示す図である。
【図１９】本発明の図１８の水晶発振回路の等価回路を示す。
【図２０】本発明の負性抵抗及び回路容量を（１２）式によりシミュレーションした解析結果を表す図である。
【図２１】従来のシリコントランジスタによるコルピッツ発振回路の一例である。
【符号の説明】
ＴＲ１ 発振用トランジスタ、Ｒ２、Ｒ３ ベースバイアス回路、Ｘｔａｌ１
水晶振動子、Ｃ１、Ｃ３、Ｃ４ コンデンサ、Ｌ１ インダクタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a piezoelectric oscillator, and more particularly, to a piezoelectric oscillator that realizes stable oscillation by suppressing oscillation due to unnecessary resonance.
[0002]
[Prior art]
FIG. 21 shows an example of a conventional Colpitts oscillation circuit using silicon transistors. In this crystal oscillation circuit, a series circuit of capacitors C12 and C13, which are a part of a load capacitance, is inserted and connected between the base of the oscillation transistor TR11 and the ground, and the connection point of the series circuit and the emitter of the oscillation transistor TR11 are connected. A crystal oscillator or a
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional method, in order to suppress unnecessary resonance of the oscillation circuit, the frequency selectivity is enhanced by using a mechanical oscillator (crystal, ceramic, or the like) having a series resonance frequency equal to the oscillation frequency. However, in this method, since two expensive piezoelectric vibrators are used as compared with general electronic components such as a capacitor and a resistor, the number of components is increased, and it is difficult to reduce the size and cost. Further, in the conventional method, since the oscillator for oscillation (Xtal100) and the
In view of the above problem, in the present invention, in a crystal oscillator using SC-Cut, a sub-resonance B-mode oscillation (about 1.09 to 1.08 times the C-mode oscillation frequency) is present near a main resonance C-mode oscillation. An object of the present invention is to provide a piezoelectric oscillator that reliably suppresses the B-mode oscillation without using a mechanical oscillator (crystal, ceramic, or the like).
Another object is to obtain a stable oscillation by suppressing a fundamental wave and an unnecessary harmonic oscillation in an overtone (harmonic) oscillator.
Still another object is to provide a circuit and an oscillator for use in a multi-channel oscillator that can easily suppress specific unwanted resonance.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, the present invention provides a piezoelectric vibrator having a piezoelectric element excited at a predetermined frequency, and an oscillation amplifier for exciting a piezoelectric element by passing a current through the piezoelectric element. A Colpitts-type piezoelectric oscillator comprising: a transistor; an emitter resistor inserted between an emitter of the oscillation amplification transistor and ground; a feedback capacitor for feeding back an emitter output of the oscillation amplification transistor to a base; A parallel resonance circuit composed of a capacitor and an inductor and a capacitor connected in series with the parallel resonance circuit are further inserted between the emitter of the amplifier transistor for use and the ground, and the parallel connection is performed so as to suppress generation of negative resistance at an oscillation unnecessary frequency. The parallel resonance frequency of the resonance circuit is determined.
In a crystal oscillator using SC-Cut, there is a sub-resonance B-mode oscillation (approximately 1.09 to 1.08 times the C-mode oscillation frequency) near the main resonance C-mode oscillation, which causes unnecessary resonance. ing. Therefore, in the present invention, in order to suppress this resonance frequency, a parallel resonance circuit in which a capacitor is connected in series is connected in parallel with the emitter resistance of the oscillation amplifying transistor. In this case, a frequency band that cannot be oscillated and is set to the frequency band of the sub-resonance B-mode oscillation is set and suppressed.
According to this invention, the parallel resonance circuit is connected via the capacitor in parallel with the emitter resistance of the oscillation amplifying transistor, and the non-oscillation frequency region is adjusted to the band of the sub-resonance B mode, so that another piezoelectric element is not used. Thus, unnecessary resonance can be suppressed.
In the first aspect, the capacitor and the parallel resonance circuit are inserted into the emitter of the oscillation amplification transistor. In the present invention, the capacitor and the parallel resonance circuit are inserted between the base and the emitter of the oscillation amplification transistor.
According to this invention, the same operation and effect as those of the first aspect can be obtained.
A third aspect is characterized in that the piezoelectric vibrator is a quartz vibrator.
According to this invention, an inexpensive oscillator with high frequency stability can be realized by using a quartz oscillator as the piezoelectric oscillator.
According to a fourth aspect of the present invention, the piezoelectric vibrator is an SC-cut crystal resonator, and the unnecessary oscillation frequency is a resonance frequency in the B-mode oscillation of the SC-cut crystal resonator.
According to this invention, since the unnecessary oscillation frequency is the B-mode oscillation of the SC-cut quartz resonator, unnecessary resonance can be suppressed without using another piezoelectric element.
[0005]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail using embodiments shown in the drawings. However, the components, types, combinations, shapes, relative arrangements, and the like described in this embodiment are not merely intended to limit the scope of the present invention but are merely illustrative examples unless otherwise specified. .
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a crystal oscillation circuit according to an embodiment of the present invention. In this crystal oscillation circuit, a base bias circuit composed of a resistor R2 and a resistor R3 is connected to the base of the oscillation transistor TR1, and a crystal resonator Xtal1 and a capacitor C4 are inserted in series between the base and ground of the oscillation transistor TR1. The collector of the oscillation transistor TR1 is connected to the power supply voltage Vcc line, the capacitor C3 is connected between the base and the emitter of the oscillation transistor TR1, and the emitter resistor R1 is connected between the emitter of the oscillation transistor TR1 and the ground. In parallel, a capacitor C2 connected in series with a parallel resonance circuit composed of the capacitor C1 and the inductor L1 is connected.
This embodiment is a Colpitts oscillator that feeds back the emitter output of the oscillation transistor TR1 to the base. The emitter of the oscillation transistor TR1 is connected to the ground via a capacitor C2, a parallel resonance circuit composed of an inductor L1 and a capacitor C1 via a capacitor C2. Further, the emitter output of the oscillation transistor TR1 returns to the base via the capacitor C3. This circuit converts a voltage generated between the base and the emitter of the oscillation transistor TR1 into a collector current by mutual conductance, applies the voltage to the capacitance between the emitter and the ground, converts the phase, and feeds it back to the base again by the capacitor C3. This is a piezoelectric oscillator that oscillates by generating resistive resistance and canceling out the resistance of the crystal resonator Xtal1.
In other words, the circuit has a steep frequency characteristic formed by the capacitor C1, the inductor L1, and the capacitor C2 between the emitter and the ground of the oscillation transistor TR1, thereby obtaining a steep selection characteristic for the negative resistance of the oscillation circuit.
[0006]
FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit-1 of the crystal oscillation circuit of FIG. Z 1 impedance seen from the base of the oscillation transistor TR1, the impedance seen from the emitter Z2, when the mutual inductance and gm, an equivalent circuit as shown in FIG.
Figure 3 is a diagram showing an equivalent circuit -2 Z 2 of the equivalent circuit -1 crystal oscillator circuit of Figure 2, L1 // C1 and C2 of a single volume: shows a conversion formula to Ceg.
FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit-3 of the crystal oscillation circuit of FIG. 1, and shows an equivalent circuit after conversion.
FIG. 5 is a diagram showing an equivalent circuit-4 of the crystal oscillation circuit of FIG. 1 and shows an equivalent circuit obtained by performing parallel-to-serial conversion of each constituent circuit.
Equations (1) and (2) show conversion equations from a parallel circuit to a serial circuit, respectively, and Equation (3) shows a conversion equation to a single capacitance of L1 // C1 and C2: Ceg. Equation (4) shows the input impedance: Zxt of the equivalent circuit shown in FIG. Equation (5) shows the resistance component of the impedance shown in equation (4): Rxt. Equation (6) similarly shows the capacity component: 1 / Cxt. Equation (7) shows the impedance: ZBC including the base bias resistance RB shown in the equivalent circuits of FIGS. The equation (8) uses the conversion parameter of S · T, and shows the resistance: RBC and the capacity: 1 / CBC derived from the equation (7).
FIG. 6 is a diagram illustrating an analysis result obtained by simulating the negative resistance and the circuit capacitance when C2 is 20 pF by the equation (8). The vertical axis (left) represents the negative resistance value (Ω), the vertical axis (right) represents the circuit capacitance value (pF), and the horizontal axis represents the frequency (MHz). The circuit constants are L1 = 1 μH, C1 = 200 pF, C2 = 20 pF, C3 = 75 pF, R1 = 1 KΩ, Rπ = 2600Ω, Cπ = 12 pF, and gm = 0.038. From this figure, by suddenly suppressing the negative resistance between the frequencies of 10 MHz and 11 MHz, it is possible to provide a frequency band in which oscillation cannot be actively performed (a negative resistance does not occur: a positive value). Unnecessary resonance can be suppressed by the presence of unnecessary frequencies in the antenna.
FIG. 7 is a diagram showing an analysis result obtained by simulating the negative resistance and the circuit capacitance at C2 of 30 pF, FIG. 8 is C2 of 43 pF, and FIG. 9 is C2 of 180 pF, and other circuit constants are shown in FIG. Is the same as From this figure, as the capacitance of C2 increases, the frequency band in which negative resistance does not occur (positive value) becomes wide, and the main resonance C mode oscillation near the sub resonance B mode is suppressed. It is necessary to set an optimal value.
FIG. 10 is a diagram collectively showing only the simulation results of the characteristics of the negative resistance shown in FIGS. 6 to 9.
FIG. 11 is a diagram collectively showing only the simulation results of the characteristics of the circuit capacitance shown in FIGS. 6 to 9.
[0008]
FIG. 12 shows actual measurement results of negative resistance and circuit capacitance in the oscillation circuit shown in FIG. The vertical axis (left) represents the negative resistance value (Ω), the vertical axis (right) represents the circuit capacitance value (pF), and the horizontal axis represents the frequency (MHz). Further, each circuit constant is assumed to be L1 = 1 μH, C1 = 200 pF, C2 = 20 pF, C3 = 75 pF, RB1 = RB2 = 10 KΩ, Vcc = 5 V, I = 1.9 mA, TR1 = 2SC3732, and Xtal = 10 MHz.
The measuring method was as follows. The vibrator Xtal1 was removed, and an impedance meter was connected to both ends of the vibrator to measure the input impedance thereof, and the values of the negative resistance R and the circuit capacitance CC were obtained.
13 shows the results obtained by measuring the frequency characteristics of the negative resistance and the circuit capacitance of the oscillation circuit of FIG. 1 based on actual measurement when C2 is 30 pF, FIG. 14 is C2 is 43 pF, and FIG. 15 is C2 is 180 pF. Other circuit constants are the same as in FIG. From the results of FIG. 12 to FIG. 15, it can be seen that the tendency matches well between the analysis result and the actual measurement result.
FIG. 16 collectively shows only the characteristics of the negative resistances shown in FIGS.
FIG. 17 collectively shows only the characteristics of the circuit capacitances shown in FIGS.
FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a crystal oscillation circuit according to another embodiment of the present invention. In this crystal oscillation circuit, a base bias circuit including a resistor R22 and a resistor R23 is connected to the base of an oscillation transistor TR21, and a crystal resonator Xtal2 and a capacitor C24 are inserted in series between the base and ground of the oscillation transistor TR21. And the collector of the oscillating transistor TR21 is connected to the power supply voltage Vcc line, and the capacitor C22 connected in series with the parallel resonance circuit formed by the capacitor C21 and the inductor L21 is connected between the base and the emitter of the oscillating transistor TR21. Then, a capacitor C23 is connected between the emitter of the oscillation transistor TR21 and the ground in parallel with the emitter resistor R21.
[0009]
FIG. 19 shows an equivalent circuit of the crystal oscillation circuit of FIG.
Equation (9) shows a conversion equation to the base-emitter capacitance: Cbe shown in FIG. Equation (10) shows a parallel / serial conversion equation. Equation (11) shows the resistance of the input impedance: RBC and the capacitance: CBC. (12) Using the S / T conversion parameter, base bias resistance: resistance including R B: RBC, and capacitance: 1 / CBC.
[0010]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, a parallel resonance circuit is connected via a capacitor in parallel with the emitter resistance of the oscillation amplifying transistor, and the non-oscillation frequency region is adjusted to the band of the sub resonance B mode. Unnecessary resonance can be suppressed without using another piezoelectric element.
According to the second aspect, the same operation and effect as those of the first aspect are obtained.
According to the third aspect of the present invention, an inexpensive oscillator with high frequency stability can be realized by using a crystal oscillator as the piezoelectric oscillator.
According to the fourth aspect, since the unnecessary oscillation frequency is the B-mode oscillation of the SC-cut crystal resonator, unnecessary resonance can be suppressed without using another piezoelectric element.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a crystal oscillation circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit-1 of the crystal oscillation circuit of FIG. 1 of the present invention.
3 is a diagram showing an equivalent circuit- 2 of Z2 of the equivalent circuit-1 of the crystal oscillation circuit of FIG. 2 of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit-3 of the crystal oscillation circuit of FIG. 1 of the present invention.
5 is a diagram showing an equivalent circuit-4 of the crystal oscillation circuit of FIG. 1 of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating an analysis result obtained by simulating a negative resistance and a circuit capacitance at C2 of 20 pF according to the present invention using Equation (8).
FIG. 7 is a diagram illustrating an analysis result obtained by simulating the negative resistance and the circuit capacitance at C2 of 30 pF according to the present invention using Equation (8).
FIG. 8 is a diagram illustrating an analysis result obtained by simulating the negative resistance and the circuit capacitance at 43 pF of C2 according to the present invention using Equation (8).
FIG. 9 is a diagram showing an analysis result obtained by simulating a negative resistance and a circuit capacitance at 180 pF with C2 of the present invention using Expression (8).
FIG. 10 is a diagram illustrating an analysis result obtained by simulating the characteristics of the negative resistance in the case where the capacitance of the capacitor C2 of the present invention is changed to 20, 30, 43, and 180 pF by the equation (8).
FIG. 11 is a diagram showing an analysis result obtained by simulating the characteristics of the circuit capacitance when the capacitance of the capacitor C2 according to the present invention is changed to 20, 30, 43, and 180 pF by using the expression (8).
FIG. 12 is a diagram of a negative resistance and a circuit capacitance measured by the oscillation circuit of FIG. 1 according to the present invention;
FIG. 13 is a diagram in which the negative resistance and the circuit capacitance of the oscillation circuit of FIG. 1 are measured when C2 is 30 pF according to the present invention.
FIG. 14 is a diagram in which the negative resistance and the circuit capacitance of the oscillation circuit of FIG. 1 are measured when C2 is 43 pF according to the present invention.
FIG. 15 is a diagram in which the negative resistance and the circuit capacitance of the oscillation circuit of FIG. 1 are measured when C2 is 180 pF in the present invention.
FIG. 16 is a diagram showing actually measured negative resistance by the oscillation circuit of FIG. 1 when the capacitance of the capacitor C2 of the present invention is changed to 20, 30, 43, and 180 pF.
17 is a diagram in which the circuit capacitance of the oscillation circuit of FIG. 1 is measured when the capacitance of the capacitor C2 of the present invention is changed to 20, 30, 43, and 180 pF.
FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a crystal oscillation circuit according to another embodiment of the present invention.
19 shows an equivalent circuit of the crystal oscillation circuit of FIG. 18 of the present invention.
FIG. 20 is a diagram illustrating an analysis result obtained by simulating the negative resistance and the circuit capacitance according to the present invention by Expression (12).
FIG. 21 is an example of a conventional Colpitts oscillation circuit using silicon transistors.
[Explanation of symbols]
TR1 oscillation transistor, R2, R3 base bias circuit, Xtal1
Crystal oscillator, C1, C3, C4 Capacitor, L1 inductor
Claims (4)
前記発振用増幅トランジスタのエミッタ出力をベースに帰還する帰還コンデンサと、前記発振用増幅トランジスタのエミッタと接地間に、コンデンサとインダクタにより構成される並列共振回路及び該並列共振回路に直列接続したコンデンサを更に挿入し、発振不要周波数における負性抵抗の発生を抑圧するよう前記並列共振回路の並列共振周波数を決定したものであることを特徴とする圧電発振器。A piezoelectric vibrator having a piezoelectric element that is excited at a predetermined frequency; an oscillation amplifying transistor that applies a current to the piezoelectric element to excite the piezoelectric element; and an oscillator amplifying transistor that is inserted between the emitter and the ground. A Colpitts-type piezoelectric oscillator comprising:
A feedback capacitor that feeds back the base of the emitter output of the oscillation amplifying transistor, a parallel resonance circuit composed of a capacitor and an inductor, and a capacitor connected in series to the parallel resonance circuit between the emitter of the oscillation amplifying transistor and ground. A piezoelectric oscillator, wherein a parallel resonance frequency of the parallel resonance circuit is further determined so as to suppress generation of a negative resistance at an oscillation unnecessary frequency.
前記発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ間に、コンデンサとインダクタにより構成される並列共振回路及び該並列共振回路に直列接続したコンデンサを更に挿入し、発振不要周波数における負性抵抗の発生を抑圧するよう前記並列共振回路の並列共振周波数を決定したものであることを特徴とする圧電発振器。A piezoelectric vibrator having a piezoelectric element that is excited at a predetermined frequency; an oscillation amplifying transistor that applies a current to the piezoelectric element to excite the piezoelectric element; and an oscillator amplifying transistor that is inserted between the emitter and the ground. A Colpitts-type piezoelectric oscillator comprising a parallel circuit of an emitter resistor and a capacitor,
A parallel resonance circuit composed of a capacitor and an inductor and a capacitor connected in series to the parallel resonance circuit are further inserted between the base and the emitter of the oscillation amplification transistor so as to suppress the occurrence of negative resistance at the oscillation unnecessary frequency. A piezoelectric oscillator, wherein a parallel resonance frequency of the parallel resonance circuit is determined.
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| JP2013201507A (en) * | 2012-03-23 | 2013-10-03 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | Oscillation circuit |
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Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007274633A (en) * | 2006-03-31 | 2007-10-18 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | Dual mode crystal oscillation circuit |
| US8154355B2 (en) | 2008-12-24 | 2012-04-10 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd | High-frequency colpitts circuit |
| JP2012178819A (en) * | 2011-02-04 | 2012-09-13 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | Piezoelectric oscillator |
| JP2013201507A (en) * | 2012-03-23 | 2013-10-03 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | Oscillation circuit |
| US9077281B2 (en) | 2012-03-23 | 2015-07-07 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Oscillator circuit |
| CN108923751A (en) * | 2018-08-20 | 2018-11-30 | 北京无线电计量测试研究所 | A kind of crystal oscillator mode suppression circuit |
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