JP2007306693A - 交流電力生成装置およびスターリング冷凍機 - Google Patents

Abstract

【課題】消費電力を低減し、かつ装置故障を防ぐことが可能な交流電力生成装置およびスターリング冷凍機を提供する。
【解決手段】交流電力生成装置１００は、入力交流電圧を直流電圧に変換し、入力交流電圧を第１の変換倍率に基づいて直流電圧に変換するか、入力交流電圧を第１の変換倍率より大きい第２の変換倍率に基づいて直流電圧に変換するかを切り替える整流回路１と、整流回路１で変換された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路２と、インバータ回路２で変換された交流電圧に基づいて駆動されるリニアモータＭと、整流回路１を制御する制御回路３とを備え、制御回路３は、整流回路１の変換倍率を第２の変換倍率から第１の変換倍率に切り替えた時点から所定期間経過前に整流回路１の変換倍率を第２の変換倍率に切り替えた場合、所定期間経過前は第２の変換倍率から第１の変換倍率への切り替えを行なわない。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電力生成装置およびスターリング冷凍機に関し、特に、出力電圧を切り替えることが可能な交流電力生成装置およびスターリング冷凍機に関する。

従来、モータを駆動するための交流電力を生成する交流電力生成装置が開発されている。

たとえば、特許文献１には、以下のような交流電力生成装置を用いた冷蔵庫が開示されている。すなわち、冷蔵庫圧縮機に搭載する直流ブラシレスモータと、この直流ブラシレスモータを回転制御するインバータと、このインバータの入力手段に直流電圧を供給するコンバータと、直流電圧を変化させるコンバータ制御手段とを備え、このコンバータはインバータへ出力する直流電圧の可変手段として倍電圧整流と全波整流とを切り替えるための双方向性スイッチを有し、この双方向性スイッチが、通電率を変化させることによりインバータの直流電圧を可変制御すると共に、通電率の変化が双方向性スイッチの通電率とインバータの通電率とを同期させたものである。

また、特許文献２には、以下のような交流電力生成装置（インバータ装置）を用いた冷蔵庫が開示されている。すなわち、２つの整流ダイオードが直列に接続されてなる直列回路が２組並列に接続されてなり、単相交流電圧を整流する整流回路と、互いに直列に接続され、整流回路に並列に接続された２つの平滑用キャパシタと、整流回路の一方の組の２つの整流ダイオードの接続点と２つの平滑用キャパシタの接続点との間に設けられたスイッチとでモータを駆動するインバータ回路の電源回路を形成し、かつスイッチをオン・オフ制御する制御手段を備え、モータの回転数が所定の値以上になったとき、もしくは急速冷凍の指示があったとき、制御手段がスイッチをオンすることにより、電源回路の状態を全波整流動作状態から倍電圧整流動作状態へ切り替える。
特開２００３−１８８７７号公報 特開平６−６２５９６号公報

しかしながら、特許文献１および特許文献２記載の交流電力生成装置では、倍電圧整流および全波整流を切り替えるスイッチに半導体スイッチ（電子式スイッチ）を使用すると、接点抵抗が大きいために電力損失が大きくなり、装置の消費電力が増大してしまう。一方、倍電圧整流および全波整流を切り替えるスイッチに接点抵抗の小さいメカスイッチ（機械式スイッチ）を使用した場合には、所定回数以上の切り替えが行なわれるとメカスイッチの寿命がつきて接点が閉じなくなってしまい、装置故障となってしまう。

それゆえに、本発明の目的は、消費電力を低減し、かつ装置故障を防ぐことが可能な交流電力生成装置およびスターリング冷凍機を提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる交流電力生成装置は、入力交流電圧を直流電圧に変換し、入力交流電圧を第１の変換倍率に基づいて直流電圧に変換するか、入力交流電圧を第１の変換倍率より大きい第２の変換倍率に基づいて直流電圧に変換するかを切り替える整流回路と、整流回路で変換された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路で変換された交流電圧に基づいて駆動されるリニアモータと、整流回路を制御する制御回路とを備え、制御回路は、整流回路の変換倍率を第２の変換倍率から第１の変換倍率に切り替えた時点から所定期間経過前に整流回路の変換倍率を第２の変換倍率に切り替えた場合、所定期間経過前は第２の変換倍率から第１の変換倍率への切り替えを行なわない。

好ましくは、整流回路は、入力交流電圧を第１の変換倍率に基づいて直流電圧に変換する全波整流回路を形成するか、入力交流電圧を第２の変換倍率に基づいて直流電圧に変換する倍電圧整流回路を形成するかを切り替える。

より好ましくは、整流回路は、全波整流回路を形成するか、倍電圧整流回路を形成するかを切り替える機械式スイッチを含む。

好ましくは、制御回路は、整流回路の変換倍率を所定回数切り替えた後は、整流回路の変換倍率の切り替えを停止する。

好ましくは、制御回路は、整流回路の変換倍率を所定回数切り替えてから所定期間が経過した後は、整流回路の変換倍率の切り替えを停止する。

好ましくは、制御回路は、さらに、整流回路の変換倍率の切り替えを行なう場合には、インバータ回路を制御してインバータ回路の出力を停止した後、整流回路を制御して整流回路の変換倍率の切り替えを行ない、その後、インバータ回路の出力を再開する。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わるスターリング冷凍機は、入力交流電圧を直流電圧に変換し、入力交流電圧を第１の変換倍率に基づいて直流電圧に変換するか、入力交流電圧を第１の変換倍率より大きい第２の変換倍率に基づいて直流電圧に変換するかを切り替える整流回路と、整流回路で変換された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路で変換された交流電圧に基づいて駆動されるリニアモータと、リニアモータによって往復運動するピストンと、ピストンの往復運動に起因する圧力変動によって往復運動するディスプレーサと、整流回路を制御する制御回路とを備え、制御回路は、整流回路の変換倍率を第２の変換倍率から第１の変換倍率に切り替えた時点から所定期間経過前に整流回路の変換倍率を第２の変換倍率に切り替えた場合、所定期間経過前は第２の変換倍率から第１の変換倍率への切り替えを行なわない。

本発明によれば、消費電力を低減し、かつ装置故障を防ぐことができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置を示す図である。

図１を参照して、交流電力生成装置１００は、整流回路１と、インバータ回路２と、制御回路３と、ドライブ回路４と、交流電源ＰＳと、コイルＬ１と、抵抗Ｒ１およびＲ２とを備える。整流回路１は、整流器ＤＢと、切り替え回路ＳＷと、コンデンサＣ１およびＣ２とを含む。整流器ＤＢは、ダイオードＤ１〜Ｄ４を含む。インバータ回路２は、たとえばＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであるトランジスタＴＲＵ、ＴＲＸ、ＴＲＶおよびＴＲＹと、フライホイールダイオードＤＵ、ＤＸ、ＤＶおよびＤＹと、端子ＡおよびＢとを含む。

ダイオードＤ１は、カソードがダイオードＤ２のアノードと、コイルＬ１の一端とに接続され、アノードがダイオードＤ３のアノードと、コンデンサＣ２の一端と、抵抗Ｒ２の一端と、インバータ回路２の端子Ｂとに接続される。コイルＬ１は、他端が交流電源ＰＳの一端に接続される。

ダイオードＤ２は、カソードがダイオードＤ４のカソードと、コンデンサＣ１の一端と、抵抗Ｒ１の一端と、インバータ回路２の端子Ａとに接続される。

切り替え回路ＳＷは、一端がダイオードＤ４のアノードと、ダイオードＤ３のカソードと、交流電源ＰＳの他端とに接続され、他端がコンデンサＣ１の他端と、コンデンサＣ２の他端とに接続される。抵抗Ｒ１の他端および抵抗Ｒ２の他端の接続点に制御回路３が接続される。

インバータ回路２の端子ＡにトランジスタＴＲＵおよびＴＲＶのドレインが接続される。インバータ回路２の端子ＢにトランジスタＴＲＸおよびＴＲＹのソースが接続される。トランジスタＴＲＵのソースと、トランジスタＴＲＸのドレインとがリニアモータＭの端子Ｐに接続される。トランジスタＴＲＶのソースと、トランジスタＴＲＹのドレインとがリニアモータＭの端子Ｑに接続される。トランジスタＴＲＵ、ＴＲＸ、ＴＲＶおよびＴＲＹのゲートがドライブ回路４に接続される。

フライホイールダイオードＤＵ、ＤＸ、ＤＶおよびＤＹは、トランジスタＴＲＵ、ＴＲＸ、ＴＲＶおよびＴＲＹのドレインおよびソース間にそれぞれ接続される。

整流回路１は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧を直流電圧に変換してインバータ回路２に出力する。

インバータ回路２は、整流回路からの直流電圧を交流電圧に変換してリニアモータＭに出力する。

リニアモータＭは、インバータ回路２からの交流電圧に基づいて駆動される。
制御回路３は、切り替え回路ＳＷ等、交流電力生成装置１００における各回路を制御する。

図２は、制御回路の構成を示す機能ブロック図である。
図２を参照して、制御回路３は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１１と、ＲＡＭ（Random Access Memory）１２と、ＲＯＭ（Read Only Memory）１３と、搬送波発生回路１４と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御回路ＷＵと、ＰＷＭ制御回路ＷＶとを含む。

ＰＷＭ制御回路ＷＵは、ＰＷＭ制御信号ＧＵおよびＧＸをそれぞれドライブ回路４経由でトランジスタＴＲＵおよびＴＲＸのゲートに出力することにより、インバータ回路２が出力する交流電圧のうちの正電圧を制御する。ＰＷＭ制御回路ＷＶは、ＰＷＭ制御信号ＧＶおよびＧＹをドライブ回路４経由でそれぞれトランジスタＴＲＶおよびＴＲＹのゲートに出力することにより、インバータ回路２が出力する交流電圧のうちの負電圧を制御する。

ＲＡＭ１２は、ＲＯＭ１３に格納されたプログラムに従ってＣＰＵ１１で行なわれた演算結果を一時的に記憶する。

図３は、ＰＷＭ制御信号およびインバータ回路の出力電圧等の波形を示す図である。
図３を参照して、ＰＷＭ制御回路ＷＵは、搬送波発生回路１４から受けた搬送波ＣＡＲＹと、ＣＰＵ１１経由でＲＯＭ１３から取得した信号波ＳＩＧとを比較し、比較結果に基づいてＰＷＭ制御信号ＧＵおよびＧＸを出力する。

ＰＷＭ制御回路ＷＶは、搬送波発生回路１４から受けた搬送波ＣＡＲＹと、ＣＰＵ１１経由でＲＯＭ１３から取得した信号波ＳＩＧとを比較し、比較結果に基づいてＰＷＭ制御信号ＧＹおよびＧＶを出力する。

交流波形である信号波ＳＩＧの１周期の前半においては、トランジスタＴＲＵおよびＴＲＹが間欠的にオン状態となり、トランジスタＴＲＶおよびＴＲＸは常にオフ状態となる。また、信号波ＳＩＧの１周期の後半においては、トランジスタＴＲＶおよびＴＲＸが間欠的にオン状態となり、トランジスタＴＲＵおよびＴＲＹは常にオフ状態となる。

つまり、信号波ＳＩＧの１周期の前半においてはリニアモータＭに正電圧のパルスＶＰＬＳが供給され、信号波ＳＩＧの１周期の後半においてはリニアモータＭに負電圧のパルスＶＰＬＳが供給される。したがって、リニアモータＭに点線で示す交流波形ＩＷＡＶＥの電流が流れる。

図４は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において形成される全波整流回路の構成を示す図である。

図５は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において形成される倍電圧整流回路の構成を示す図である。

図４および図５において、点線で示す矢印は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧が負の場合における電流の流れを示す。一点鎖線で示す矢印は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧が正の場合における電流の流れを示す。

図６（ａ）は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧の波形を示す図である。（ｂ）は、全波整流回路の出力電圧の波形を示す図である。

図７（ａ）は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧の波形を示す図である。（ｂ）は、倍電圧整流回路の出力電圧の波形を示す図である。

図６（ｂ）および図７（ｂ）において、点線で示す波形は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧が負の場合における整流回路１の出力電圧を示す。一点鎖線で示す波形は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧が正の場合における整流回路１の出力電圧を示す。

整流回路１における切り替え回路ＳＷがオフ状態のとき、整流回路１において図４に示すような全波整流回路が形成され、たとえば、図６（ａ）に示す１００ＶＡＣの入力交流電圧から図６（ｂ）に示す１４０ＶＤＣの直流電圧が生成される。

一方、整流回路１における切り替え回路ＳＷがオン状態のとき、整流回路１において図５に示すような倍電圧整流回路が形成され、たとえば、図７（ａ）に示す１００ＶＡＣの入力交流電圧から図７（ｂ）に示す２８０ＶＤＣの直流電圧が生成される。

整流回路１において形成される倍電圧整流回路の出力直流電圧の最大値は全波整流回路の出力直流電圧の２倍となる。したがって、整流回路１において倍電圧整流回路が形成される場合には、整流回路１において全波整流回路が形成される場合と比べて、インバータ回路２の出力交流電圧が増加し、リニアモータＭに流れる電流が増加する。リニアモータＭに流れる電流が増加すると、リニアモータＭのストローク長が大きくなり、たとえば後述するスターリング冷凍機の冷凍能力が増大する。

以下、整流回路１において全波整流回路が形成されているときに交流電力生成装置１００からリニアモータＭに供給される交流電圧を低電圧とも称する。また、整流回路１において倍電圧整流回路が形成されているときに交流電力生成装置からリニアモータＭに供給される交流電圧を高電圧とも称する。

次に、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置がリニアモータの駆動電圧を切り替える際の動作について説明する。

図８は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置がリニアモータの駆動電圧を切り替える際の動作手順を定めたフローチャートである。

制御回路３は、外部から受信した運転指令に含まれる運転情報を抽出する。運転指令は、たとえば１０秒おきに交流電力生成装置に送信される。

制御回路３は、今回受信した運転指令が表わす運転指令値が前回の運転指令値から変更されている場合には（Ｓ１でＹＥＳ）、運転指令値と予め記憶している運転指令閾値α％とを比較する（Ｓ２）。

ここで、運転指令閾値αは、整流回路１において全波整流回路を形成した場合に実現できるリニアモータＭのストローク長に対応する値である。つまり、α％以下の運転指令値に対応するリニアモータＭのストローク長は、全波整流回路で生成される直流電圧で実現可能である。一方、α％より大きい運転指令値に対応するリニアモータＭのストローク長は、全波整流回路で生成される直流電圧では実現できず、倍電圧整流回路で生成される直流電圧を使用する必要がある。

制御回路３は、運転指令値がα％以下の場合であって（Ｓ２でＹＥＳ）、交流電力生成装置１００がリニアモータＭに高電圧を供給している、すなわち整流回路１において倍電圧整流回路が形成されているときには（Ｓ３でＹＥＳ）、禁止期間中であるか否かを調査する（Ｓ４）。

制御回路３は、禁止期間中である場合には（Ｓ４でＹＥＳ）、切り替えフラグをセットする（Ｓ１３）。

一方、制御回路３は、禁止期間中でない場合には（Ｓ４でＮＯ）、インバータ回路２を制御してインバータ回路２の交流電圧の出力を停止し、リニアモータＭの駆動を停止させる（Ｓ５）。

そして、制御回路３は、切り替え回路ＳＷをオフ状態に切り替え、整流回路１において全波整流回路を形成することにより、リニアモータＭに低電圧を供給する（Ｓ６）。

また、制御回路３は、切り替え回路ＳＷをオン状態からオフ状態に切り替えることを禁止する期間（以下、禁止期間とも称する。）をセットする（Ｓ７）。

そして、制御回路３は、インバータ回路２を制御してインバータ回路２の交流電圧の出力を再開し、リニアモータＭの駆動を再開する（Ｓ８）。

そして、制御回路３は、目標出力電圧、すなわち運転指令値に対応する電圧にインバータ回路２の出力電圧を到達させる（Ｓ９）。より詳細には、制御回路３におけるＣＰＵ１１は、ＰＷＭ制御回路ＷＵおよびＷＶに出力する搬送波ＣＡＲＹおよび信号波ＳＩＧの少なくともいずれか一方を変更する。これにより、インバータ回路２に出力されるＰＷＭ制御信号を変更し、運転指令値に対応する電圧にインバータ回路２の出力電圧を到達させる。

また、制御回路３は、運転指令値がα％以下の場合であって（Ｓ２でＹＥＳ）、交流電力生成装置１００がリニアモータＭに低電圧を供給している、すなわち整流回路１において全波整流回路が形成されているときには（Ｓ３でＮＯ）、切り替え回路ＳＷの状態を維持し、目標出力電圧、すなわち運転指令値に対応する電圧にインバータ回路２の出力電圧を到達させる（Ｓ９）。

また、制御回路３は、運転指令値がα％より大きい場合であって（Ｓ２でＮＯ）、交流電力生成装置１００がリニアモータＭに低電圧を供給している、すなわち整流回路１において全波整流回路が形成されているときには（Ｓ１０でＮＯ）、インバータ回路２を制御してインバータ回路２の交流電圧の出力を停止し、リニアモータＭの駆動を停止させる（Ｓ１１）。

そして、制御回路３は、切り替え回路ＳＷをオン状態に切り替え、整流回路１において倍電圧整流回路を形成することにより、リニアモータＭに高電圧を供給する（Ｓ１２）。

そして、制御回路３は、目標出力電圧、すなわち運転指令値に対応する電圧にインバータ回路２の出力電圧を到達させる（Ｓ９）。

一方、制御回路３は、運転指令値がα％より大きい場合であって（Ｓ２でＮＯ）、交流電力生成装置１００がリニアモータＭに高電圧を供給している、すなわち整流回路１において倍電圧整流回路が形成されているときには（Ｓ１０でＹＥＳ）、切り替え回路ＳＷの状態を維持し、目標出力電圧、すなわち運転指令値に対応する電圧にインバータ回路２の出力電圧を到達させる（Ｓ９）。

また、制御回路３は、今回受信した運転指令が表わす運転指令値が前回の運転指令値と同じである場合には（Ｓ１でＮＯ）、切り替えフラグがセットされているか否かを調査する（Ｓ１４）。

制御回路３は、切り替えフラグがセットされていない場合（Ｓ１４でＮＯ）には、次の運転指令を外部から受信するまで処理を終了する。

また、制御回路３は、切り替えフラグがセットされている場合であって（Ｓ１４でＹＥＳ）、禁止期間中であるときには（Ｓ１５でＹＥＳ）、次の運転指令を外部から受信するまで処理を終了する。

一方、制御回路３は、切り替えフラグがセットされている場合であって（Ｓ１４でＹＥＳ）、禁止期間中でないときには（Ｓ１５でＮＯ）、切り替えフラグをリセットし（Ｓ１６）、リニアモータＭに低電圧を供給する制御を行なう（Ｓ５〜Ｓ９）。

図９（ａ）は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置に対する運転指令値の一例を示す図である。（ｂ）は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置がリニアモータの駆動電圧を切り替える動作の一例を示す図である。図９（ｂ）の丸印は、制御回路３が、インバータ回路２を制御してインバータ回路２の交流電圧の出力を停止し、リニアモータＭの駆動を停止させる（Ｓ１１）タイミングを示している。

図９（ａ）および（ｂ）を参照して、交流電力生成装置１００は、リニアモータＭに高電圧を供給している場合において、運転指令値がα％以下となると、リニアモータＭの駆動電圧を高電圧から低電圧に切り替える。また、交流電力生成装置１００は、禁止期間Ｔ１をセットする（タイミングＡ）。

交流電力生成装置１００は、禁止期間Ｔ１が経過する前であっても、運転指令値がα％より大きくなると、リニアモータＭの駆動電圧を低電圧から高電圧に切り替える（タイミングＢ）。

交流電力生成装置１００は、禁止期間Ｔ１が経過した後、運転指令値がα％以下となると、再び、リニアモータＭの駆動電圧を高電圧から低電圧に切り替える。また、交流電力生成装置１００は、禁止期間Ｔ１をセットする（タイミングＣ）。

交流電力生成装置１００は、運転指令値がα％より大きくなると、リニアモータＭの駆動電圧を低電圧から高電圧に切り替える（タイミングＤ）。

交流電力生成装置１００は、タイミングＣから禁止期間Ｔ１より短い期間Ｔ０が経過した時に運転指令値がα％以下となっても、タイミングＣでセットした禁止期間Ｔ１の経過前であるため、リニアモータＭの駆動電圧の切り替えを行なわず、高電圧を維持する（タイミングＥ）。

交流電力生成装置１００は、タイミングＦにおいても同様に、運転指令値がα％以下となっても、タイミングＣでセットした禁止期間Ｔ１の経過前であるため、リニアモータＭの駆動電圧の切り替えを行なわず、高電圧を維持する（タイミングＦ）。

交流電力生成装置１００は、禁止期間Ｔ１が経過した時点で運転指令値がα％以下となっているため、リニアモータＭの駆動電圧を高電圧から低電圧に切り替える。また、交流電力生成装置１００は、禁止期間Ｔ１をセットする（タイミングＧ）。

ここで、切り替え回路ＳＷである機械式リレーが５万回開閉まで保証されている部品であれば、交流電力生成装置１００の組み込まれる製品の使用年数が１０年の場合、１日に機械式リレーを開閉できる回数は約１４回となる。この場合、禁止時間Ｔ１を約１時間４０分に設定することで、機械式リレーの寿命と製品の使用年数との関係を最適化することができる。たとえば、交流電力生成装置１００の組み込まれる製品が冷蔵庫である場合、冷蔵庫の扉の開閉が頻繁に行なわれることによって運転指令値がα％を挟んで頻繁に上下に変動しても、機械式リレーの故障に起因して冷蔵庫の寿命が極端に短くなることを防ぐことができる。

なお、制御回路３は、切り替え回路ＳＷを所定回数切り替えた後は、切り替え回路ＳＷの切り替えを停止する構成であってもよい。このような構成により、交流電力生成装置１００の故障発生を抑制することができる。

また、制御回路３は、切り替え回路ＳＷを所定回数切り替えてから所定期間が経過した後は、切り替え回路ＳＷの切り替えを停止する構成であってもよい。たとえば、制御回路３は、切り替え回路ＳＷを最初に切り替えてから所定期間が経過した後は、切り替え回路ＳＷの切り替えを停止する。このような構成により、交流電力生成装置１００の故障発生を抑制することができる。

ところで、特許文献１および特許文献２記載の交流電力生成装置では、倍電圧整流および全波整流を切り替えるスイッチに半導体スイッチ（電子式スイッチ）を使用すると、接点抵抗が大きいために電力損失が大きくなり、装置の消費電力が増大してしまう。一方、倍電圧整流および全波整流を切り替えるスイッチに接点抵抗の小さいメカスイッチ（機械式スイッチ）を使用した場合には、所定回数以上の切り替えが行なわれるとメカスイッチの寿命がつきて接点が閉じなくなってしまい、装置故障となってしまう。

しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置では、制御回路３は、整流回路１の回路構成を倍電圧整流回路から全波整流回路に切り替えた時点から禁止期間Ｔ１が経過する前に、整流回路１の回路構成を全波整流回路から倍電圧整流回路に切り替えた場合、禁止期間Ｔ１が経過する前は倍電圧整流回路から全波整流回路に切り替えない。このような構成により、切り替え回路ＳＷの切り替え回数を制限することができ、切り替え回路ＳＷとしてメカスイッチを使用した場合の装置故障の発生を抑制することができる。また、メカスイッチを使用することで、半導体スイッチを使用する場合と比べて交流電力生成装置の消費電力を低減することができる。

また、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置では、制御回路３は、全波整流回路から倍電圧整流回路への切り替えは禁止期間中も許可する。このような構成により、外部からの運転指令に対して交流電力生成装置の出力が不足してしまうことを防ぐことができる。

また、整流回路１において全波整流回路が形成されている場合には、前述のように整流回路１から１４０ＶＤＣの直流電圧がインバータ回路２に出力され、１４０ＶＤＣの直流電圧に基づく駆動電圧がリニアモータＭに供給されている。ここで、リニアモータＭに駆動電圧を供給している状態において切り替え回路ＳＷをオフ状態からオン状態に切り替えると、整流回路１から２８０ＶＤＣの直流電圧がインバータ回路２に出力され、２８０ＶＤＣの直流電圧に基づく駆動電圧がリニアモータＭに供給される。そうすると、リニアモータＭの駆動電圧が急激に大きくなり、リニアモータＭが組み込まれる装置に異常が発生する。たとえば、後述するスターリング冷凍機ではフリーピストンの衝突、脱調（制御不能）および異音の発生等が起こる。一方、リニアモータＭに駆動電圧を供給している状態において倍電圧整流回路から全波整流回路に切り替えた場合も、リニアモータＭに供給される電圧が急激に小さくなり、リニアモータＭが組み込まれる装置に異常が発生する。

そこで、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置では、制御回路３は、切り替え回路ＳＷの切り替えを行なう場合には、インバータ回路２を制御してインバータ回路２の出力を停止した後、切り替え回路ＳＷの切り替えを行ない、その後、インバータ回路２の出力を再開する。このような構成により、リニアモータＭの駆動電圧が急激に変動することを防ぐことができ、リニアモータＭが組み込まれる装置を安定して運転することができる。

なお、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置では、整流回路１は、倍電圧整流回路を形成するか全波整流回路を形成するかを切り替える構成であるとしたが、これに限定するものではない。整流回路１が、入力交流電圧から直流電圧への変換倍率を切り替えることができる構成であれば、どのような構成であってもよい。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る交流電力生成装置を使用するフリーピストン型スターリング冷凍機に関する。

図１０は、本発明の第２の実施の形態に係るスターリング冷凍機の構成を示す断面図である。

図１０を参照して、スターリング冷凍機２００は、ピストン２１と、ディスプレーサ２２と、シリンダ２３と、圧縮空間２９と、膨張空間３０と、媒体流通路３１と、再生器３２と、耐圧容器２４と、バウンス空間（背面空間）２８と、支持バネ２５と、支持バネ２６と、ボルトおよびナット４４と、リニアモータＭと、スリーブ３４と、リード線４０および４１と、交流電力生成装置１００とを備える。リニアモータＭは、内側ヨーク３８と、外側ヨーク３７と、駆動用コイル３６と、永久磁石３５とを含む。

スターリング冷凍機２００においては、２つの部分で構成されている円筒形状のシリンダ２３内に、円柱形のピストン２１およびディスプレーサ２２が嵌め込まれている。ピストン２１とディスプレーサ２２とは、圧縮空間２９を介して設けられ、共通の駆動軸として軸Ｙを有している。

ディスプレーサ２２の先端側に膨張空間３０が形成されている。圧縮空間２９と膨張空間３０とはヘリウム等の作動媒体が流通する媒体流通路３１を介して連通している。媒体流通路３１内には、再生器３２が設けられている。再生器３２は、作動媒体の熱を蓄積するとともに、蓄積した熱を作動媒体に供給する。シリンダ２３の略中間には鍔部（フランジ）３ａが設けられている。鍔部３ａにはドーム状の耐圧容器２４が取り付けられることによって密閉されたバウンス空間（背面空間）２８が形成されている。

ピストン２１は後端側で支持バネ２５と一体化されている。ディスプレーサ２２はピストン２１の中心孔１ａを貫通するロッド２ａを介して支持バネ２６と一体化されている。支持バネ２５と支持バネ２６とはボルトおよびナット４４により連結されている。後述するように、ピストン１が往復運動すると、ディスプレーサ２２は、ピストン２１とディスプレーサ２２との間に生じる慣性力によって、ピストン２１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動を行なう。

バウンス空間２８内のシリンダ２３の外側には内側ヨーク３８が嵌め込まれている。内側ヨーク３８には隙間１９を介して外側ヨーク３７が対向している。外側ヨーク３７の内側には駆動用コイル３６が嵌め込まれている。隙間１９には環状の永久磁石３５が移動可能に設けられている。永久磁石３５はカップ状のスリーブ３４を介してピストン２１と一体化されている。内側ヨーク３８、外側ヨーク３７、駆動用コイル３６、および永久磁石３５によって、ピストン２１を軸Ｙに沿って移動させるリニアモータＭが構成されている。

駆動用コイル３６には、リード線４０および４１が接続されている。リード線４０および４１は、耐圧容器２４の壁面を貫通し、交流電力生成装置１００に接続されている。交流電力生成装置１００によってリニアモータＭに駆動電力が供給される。

上記構成のスターリング冷凍機２００は、リニアモータＭによってピストン２１が往復運動すると、ピストン２１に対して所定の位相差を有する状態でディスプレーサ２２が往復運動する。これにより、圧縮空間２９と膨張空間３０との間を作動媒体が移動する。その結果、逆スターリングサイクルが形成される。

スターリング冷凍機２００は、交流電力生成装置のインバータ回路２によって所定の交流波形の駆動電圧がリニアモータＭに印加されると、ピストン２１がその所定の交流波形の駆動電圧に対応した周期およびストロークで往復運動を行なう。したがって、リニアモータＭに印加される駆動電圧を制御することにより、ピストン２１の往復運動の周期およびストロークを制御することが可能である。

次に、本発明の第２の実施の形態に係るフリーピストン型スターリング冷凍機の動作原理をより詳細に説明する。

ピストン２１は、リニアモータＭにより駆動される。ピストン２１は、支持バネ２５に弾性的に支持されている。そのため、ピストン２１は、その位置と時間との関係が正弦波を描くように運動する。

また、ピストン２１の動きにより、圧縮空間２９内の作動ガスは、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように運動する。圧縮空間２９内で圧縮された作動ガスは、まず、放熱用熱交換部としての圧縮空間２９から熱を放出する。次に、圧縮された作動ガスは、ディスプレーサ２２の周囲に設けられた再生器３２で冷却される。その後、圧縮された作動ガスは、再生器３２から吸熱用熱交換部としての膨張空間３０へ流入する。

膨張空間３０の作動ガスは、ディスプレーサ２２の動きにより膨張する。膨張した作動ガスは、その温度が低下する。膨張空間３０内の作動ガスは、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように運動する。膨張空間３０内の作動ガスの圧力と時間との関係を示す正弦波は、圧縮空間２９内の作動ガスの圧力と時間との関係を示す正弦波に対して、所定の位相差を有する波形であるが、同じ周期で変化する波形である。すなわちディスプレーサ２２はピストン２１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動する。

膨張空間３０における冷凍能力は、ディスプレーサ２２の往復運動によって生じる膨張空間３０内の作動ガスの圧力変動の度合いによって決定される。また、膨張空間３０の圧力は、ピストン２１の位相とディスプレーサ２２の位相との変化、すなわち膨張空間３０の圧力と圧縮空間２９の圧力との差によって生じるディスプレーサ２２とピストン２１との相対的な位置の変化によって変動する。

ディスプレーサ２２とピストン２１との相対的な位置関係は、ディスプレーサ２２の質量、支持バネ２６のバネ定数およびピストン２１の周波数により決定される。また、ディスプレーサ２２の質量および支持バネ２６のバネ定数は、設計時に決定されるものである。

制御回路３からインバータ回路２へ出力されるＰＷＭ制御信号は、デジタル信号すなわちパルス波形である。このパルス波形は、インバータ回路２においてアナログ信号すなわち交流波形に変換される。この交流波形の周波数が、スターリング冷凍機２００のピストン２１の周波数になる。

なお、デジタル信号をアナログ信号に変換するときには、上述したようにＰＷＭが用いられる。つまり、制御回路３から順次出力される複数のパルスは、その幅が、小さいものから大きなものへと除々に変化し、ピークの幅になった後、除々に小さなものへと戻っていくように構成されている。それにより、交流波形が生成される。

また、スターリング冷凍機２００における図示しない運転指令部から交流電力生成装置１００に運転指令が送信される。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置を示す図である。 制御回路の構成を示す機能ブロック図である。 ＰＷＭ制御信号およびインバータ回路の出力電圧等の波形を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において形成される全波整流回路の構成を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置において形成される倍電圧整流回路の構成を示す図である。 （ａ）は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧の波形を示す図である。（ｂ）は、全波整流回路の出力電圧の波形を示す図である。 （ａ）は、交流電源ＰＳから供給される交流電圧の波形を示す図である。（ｂ）は、倍電圧整流回路の出力電圧の波形を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置がリニアモータの駆動電圧を切り替える際の動作手順を定めたフローチャートである。 （ａ）は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置に対する運転指令値の一例を示す図である。（ｂ）は、本発明の第１の実施の形態に係る交流電力生成装置がリニアモータの駆動電圧を切り替える動作の一例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスターリング冷凍機の構成を示す断面図である。

符号の説明

１ 整流回路、２ インバータ回路、３ 制御回路、４ ドライブ回路、１１ ＣＰＵ、１２ ＲＡＭ、１３ ＲＯＭ、１４ 搬送波発生回路、２１ ピストン、２２ ディスプレーサ、２３ シリンダ、２４ 耐圧容器、２５，２６ 支持バネ、２８ バウンス空間（背面空間）、２９ 圧縮空間、３０ 膨張空間、３１ 媒体流通路、３２ 再生器、３４ スリーブ、３５ 永久磁石、３６ 駆動用コイル、３７ 外側ヨーク、３８ 内側ヨーク、４０〜４１ リード線、４４ ボルトおよびナット、１００ 交流電力生成装置、２００ スターリング冷凍機、ＷＵ，ＷＶ ＰＷＭ制御回路、ＰＳ 交流電源、Ｌ１ コイル、Ｒ１，Ｒ２ 抵抗、ＤＢ 整流器、ＳＷ 切り替え回路、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、ＴＲＵ，ＴＲＸ，ＴＲＶ，ＴＲＹ トランジスタ、ＤＵ，ＤＸ，ＤＶ，ＤＹ フライホイールダイオード、Ａ，Ｂ，Ｐ，Ｑ 端子、Ｍ リニアモータ。

Claims (7)

1. 入力交流電圧を直流電圧に変換し、前記入力交流電圧を第１の変換倍率に基づいて前記直流電圧に変換するか、前記入力交流電圧を前記第１の変換倍率より大きい第２の変換倍率に基づいて前記直流電圧に変換するかを切り替える整流回路と、
   前記整流回路で変換された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路で変換された交流電圧に基づいて駆動されるリニアモータと、
   前記整流回路を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記整流回路の変換倍率を第２の変換倍率から前記第１の変換倍率に切り替えた時点から所定期間経過前に前記整流回路の変換倍率を前記第２の変換倍率に切り替えた場合、前記所定期間経過前は前記第２の変換倍率から前記第１の変換倍率への切り替えを行なわない交流電力生成装置。
2. 前記整流回路は、前記入力交流電圧を前記第１の変換倍率に基づいて直流電圧に変換する全波整流回路を形成するか、前記入力交流電圧を前記第２の変換倍率に基づいて直流電圧に変換する倍電圧整流回路を形成するかを切り替える請求項１記載の交流電力生成装置。
3. 前記整流回路は、前記全波整流回路を形成するか、前記倍電圧整流回路を形成するかを切り替える機械式スイッチを含む請求項２記載の交流電力生成装置。
4. 前記制御回路は、前記整流回路の変換倍率を所定回数切り替えた後は、前記整流回路の変換倍率の切り替えを停止する請求項１記載の交流電力生成装置。
5. 前記制御回路は、前記整流回路の変換倍率を所定回数切り替えてから所定期間が経過した後は、前記整流回路の変換倍率の切り替えを停止する請求項１記載の交流電力生成装置。
6. 前記制御回路は、さらに、
   前記整流回路の変換倍率の切り替えを行なう場合には、前記インバータ回路を制御して前記インバータ回路の出力を停止した後、前記整流回路を制御して前記整流回路の変換倍率の切り替えを行ない、その後、前記インバータ回路の出力を再開する請求項１記載の交流電力生成装置。
7. 入力交流電圧を直流電圧に変換し、前記入力交流電圧を第１の変換倍率に基づいて前記直流電圧に変換するか、前記入力交流電圧を前記第１の変換倍率より大きい第２の変換倍率に基づいて前記直流電圧に変換するかを切り替える整流回路と、
   前記整流回路で変換された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路で変換された交流電圧に基づいて駆動されるリニアモータと、
   前記リニアモータによって往復運動するピストンと、
   前記ピストンの往復運動に起因する圧力変動によって往復運動するディスプレーサと、
   前記整流回路を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記整流回路の変換倍率を第２の変換倍率から前記第１の変換倍率に切り替えた時点から所定期間経過前に前記整流回路の変換倍率を前記第２の変換倍率に切り替えた場合、前記所定期間経過前は前記第２の変換倍率から前記第１の変換倍率への切り替えを行なわないスターリング冷凍機。

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