JP2007282334A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】アクティブゲート駆動技術によるサージ電圧抑制を行ないながら、スナバ回路の損失を低減することが可能な多直列の電力変換装置を提供する。
【解決手段】複数の直流電位を有する直流電源３と、直流電源３に並列に接続され、ノンラッチング型のスイッチング素子１を多直列接続した変換アームを有する複数個のスイッチングレグと、スイッチング素子１の各々の電圧上昇率を抑えるため、スナバダイオード５を介して当該スイッチング素子の正負極間に接続されたスナバコンデンサ６と、スイッチング素子１の正負極間の電圧に応じて当該スイッチング素子の制御電極に印加される電圧あるいは前記制御電極に流れる電流を制御する制御手段２０と、各々のスナバコンデンサ６に蓄えられたエネルギーを回生用コンデンサ１２に移行させる移行手段と、回生用コンデンサ１２に蓄えられたエネルギーを直流電源３に回生する回生手段１３とで構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は電力用変換装置に係り、特に電力用のスイッチング素子を多直列接続したスイッチングレグを有する電力変換装置に関する。

電力用のスイッチング素子を応用した電力変換装置は、スイッチング素子の大容量化及び高速化に伴い、その応用範囲を着実に広げている。このようなスイッチング素子のうち、最近特に応用分野を伸ばしてきたのがＭＯＳゲート型のスイッチング素子であるＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴである。

ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴは、オン状態及びオフ状態を自己継続しない所謂ノンラッチング型のスイッチング素子であり、サイリスタ等のラッチング型のスイッチング素子に比べて、ゲート駆動による優れた制御性を有することが大きな利点である。このノンラッチング型のスイッチング素子は、ターンオン／ターンオフ時のスイッチング過渡期においても、ゲート制御によってサージ電圧やサージ電流を抑制したり、またスイッチング過渡期の電流や電圧の傾きを自在に制御することが可能になる。

こうしたノンラッチング型のスイッチング素子の特徴を生かした応用例として、アクティブゲート駆動技術を用いた多直列の電力変換装置がある。多直列の電力変換装置は、限られた耐圧のスイッチング素子を複数個直列に接続することによって、電力系統などの高電圧用途に用いることが可能な高圧の電力変換装置を実現するものである。多直列の電力変換装置においては、直列に接続された複数個のスイッチング素子間における僅かなスイッチングタイミングのずれによって、大きな電圧分担のばらつきが生じるという問題がある。これに対する対応策として、スイッチング素子のターンオフ時に異常電圧が発生したとき、当該スイッチング素子へのゲート電流を増大させて異常電圧を抑制するアクティブゲート駆動技術が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００５−８６９４０号公報（第８頁、図１）

特許文献1に記載の発明においては、スイッチング素子の正負極間電圧Ｖｃｅをゲート駆動回路にフィードバック制御することによってサージ電圧の発生を抑制するものである。こうした方式の場合、スイッチング素子以外には何らの主回路素子も要しないという点では、回路構成が簡素となる利点があるが、一方、スイッチング素子が損失のすべてを分担しなければならないために、スイッチング素子の損失が増大するという問題がある。このスイッチング素子の損失には、多直列に接続されたスイッチング素子の電圧バランスをとるための上記損失のほか、電磁障害の防止などのためターンオフ時の電圧上昇率やターンオン時の電流上昇率を抑制する場合の損失がある。また、スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧を抑制するために通常スナバ回路を設けるようにしており、このスナバ回路によってスイッチング素子自身の損失は低減されるが、スナバ回路の損失が大きくなってしまうという問題があった。

本発明は、上記問題点に鑑みて為されたもので、アクティブゲート駆動技術によるサージ電圧抑制を行ないながら、スナバ回路の損失を低減することが可能な多直列の電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、複数の直流電位を有する直流電源と、この直流電源に並列に接続され、ノンラッチング型のスイッチング素子を多直列接続した変換アームを有する複数個のスイッチングレグと、前記スイッチング素子の各々の電圧上昇率を抑えるため、スナバダイオードを介して当該スイッチング素子の正負極間に接続されたスナバコンデンサと、前記スイッチング素子の正負極間の電圧に応じて当該スイッチング素子の制御電極に印加される電圧あるいは前記制御電極に流れる電流を制御する制御手段と、前記各々のスナバコンデンサに蓄えられたエネルギーを回生用コンデンサに移行させる移行手段と、前記回生コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記直流電源に回生する回生手段とから構成されている。

本発明によれば、アクティブゲート駆動技術によるサージ電圧抑制を行ないながら、スナバ回路の損失を低減することが可能な多直列の電力変換装置を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。

以下、図１および図2を参照して、本発明の実施例１に係る電力変換装置を説明する。図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図である。

スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄは直列接続され、各々のスイッチング素子と逆並列にフライホイールダイオード２ａ、２ｂ、２ｃ及び２ｄが夫々接続されている。直列接続されたスイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄは所謂スイッチングレグを構成し、このスイッチングレグに直列接続された正側の直流電源３ａ及び負側の直流電源３ｂから直流電圧が供給されている。スイッチングレグの中点即ちスイッチング素子１ｂ及び１ｃの中点と正側の直流電源３ａ及び負側の直流電源３ｂの中点間には負荷４が接続されている。直列接続されたスイッチング素子１ａ及び１ｂはスイッチングレグ内の正側の変換アームを構成し、直列接続されたスイッチング素子１ｃ及び１ｄはスイッチングレグ内の負側の変換アームを構成している。正側変換アームのスイッチング素子１ａ及び１ｂ、並びに負側変換アームのスイッチング素子１ｃ及び１ｄは夫々同じタイミングでオン／オフ動作を行う。このようにスイッチングレグ内の正側または負側の変換アームのスイッチング素子を直列接続して構成した電力変換装置を多直列の電力変換装置と呼称する。

スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄの各々は、その詳細は後述するアクティブゲート回路２０ａ、２０ｂ、２０ｃ及び２０ｄにより夫々駆動されている。

スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄの各々の正負極間の電圧はスナバ回路１０に供給される。スナバ回路１０の出力は、正側の回生用ダイオード１１ａ及び、負側の回生用ダイオード１１ｂを介して回生用コンデンサ１２に接続され、回生用コンデンサ１２の両端の電圧はＤＣ−ＤＣコンバータである回生用コンバータ１３に与えられる。回生用コンバータ１３は入力された回生用コンデンサ１２の両端の電圧を絶縁された適切な直流電圧に変換して直列接続された正側の直流電源３ａ及び負側の直流電源３ｂに回生する。

以下、スナバ回路１０の内部構成について説明する。スイッチング素子１ａに並列にスナバダイオード５ａとスナバコンデンサ６ａの直列回路が、またスイッチング素子１ｂに並列にスナバダイオード５ｂとスナバコンデンサ６ｂの直列回路が設けられている。スナバコンデンサ６ｂの正側端子は移行用ダイオード７ａを介してスナバコンデンサ６ａの正側端子に接続され、更に正側の移行用ダイオード８ａと正側の移行用コンデンサ９ａの直列回路を介してスイッチング素子１ａの正極に接続される。そして、正側の移行用ダイオード８ａと正側の移行用コンデンサ９ａの直列回路の中点と回生用コンバータ１３の正側入力端子間に正側の回生用ダイオード１１ａが接続されている。

同様に、スイッチング素子１ｃに並列にスナバダイオード５ｃとスナバコンデンサ６ｃの直列回路が、またスイッチング素子１ｄに並列にスナバダイオード５ｄとスナバコンデンサ６ｄの直列回路が設けられている。スナバコンデンサ６ｃの負側端子は移行用ダイオード７ｂを介してスナバコンデンサ６ｄの負側端子に接続され、更に負側の移行用ダイオード８ｂと負側の移行用コンデンサ９ｂの直列回路を介してスイッチング素子１ｄの負極に接続される。そして、負側の移行用ダイオード８ｂと負側の移行用コンデンサ９ｂの直列回路の中点と回生用コンバータ１３の負側入力間に負側の回生ダイオード１１ｂが接続されている。

次に、図２を参照してアクティブゲート回路２０の回路構成を説明する。図２はアクティブゲート回路２０の回路構成図である。

図示しない電力変換装置の制御部から与えられるゲート指令は、電圧増幅器１４によって増幅され、ゲート抵抗１５を介してスイッチング素子１のゲートに接続されている。スイッチング素子１の正負極間の電圧Ｖｃｅは分圧抵抗１６ａ及び１６ｂによって分圧され、この分圧点から電圧増幅器１７を介して制御電流源１８を制御する。この構成によって、スイッチング素子１の正負極間の電圧に応じて制御電流源１８からスイッチング素子１のゲートにゲート電流を注入することが可能となる。このことによってスイッチング素子１の正負極間の電圧を制御することが可能となる。尚、図２においては、制御電流源１８を適用しているが、必ずしも電流源である必要はなく、電圧源であっても良い。

以上説明した本発明の実施例１の動作について以下説明する。

スナバダイオード５ａ、５ｂ、５ｃ及び５ｄとスナバコンデンサ６ａ、６ｂ、６ｃ及び６ｄによって構成される各々のスナバ部は、スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄまたはフライホイールダイオード２ａ、２ｂ、２ｃ及び２ｄがオンしている間に移行用ダイオード７ａ、７ｂ及び移行用ダイオード８ａ、８ｂを経由して放電し、スナバコンデンサ６ａ、６ｂ、６ｃ及び６ｄの電荷が０になる。この状態で、スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄがオフ動作を開始し、スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄのコレクタ電流が急速に減少すると、それまでスイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄに流れていた主電流がスナバダイオード５ａ、５ｂ、５ｃ及び５ｄ及びスナバコンデンサ６ａ、６ｂ、６ｃ及び６ｄに転流する。スナバ回路のインダクタンス成分が十分小さければ、主電流のスナバ回路への転流は速やかに行なわれ、スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄの正負極間の電圧Ｖｃｅはスナバコンデンサ６ａ、６ｂ、６ｃ及び６ｄの容量と主電流の値とによって決まる一定の電圧上昇率を持ってゆるやかに上昇を始める。スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄのコレクタ電流の減少率は、ゲート回路内部のゲート抵抗１４によって決まるので、ゲート抵抗１４を十分小さくしておけば、スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄのコレクタ電流は非常に急速に減少する。従って、スイッチング素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び１ｄのターンオフ損失を非常に小さくすることが可能になる。その場合であっても、スナバ部の作用によって、電圧上昇率はある一定の値に抑えることができる。

また、移行用ダイオード８ａ、８ｂを介して放電したエネルギーは移行用コンデンサ９ａ、９ｂ及び回生用ダイオード１１ａ、１１ｂを介して回生用コンデンサ１２に流入して回生用コンデンサ１２に蓄えられる電荷が増え、回生用コンデンサ１２の電圧が上昇する。この結果、回生用コンデンサ１２から回生コンバータ８へ電流が流れ、回生コンバータ８を介して直流主回路へスナバエネルギーが回生される。このように、スナバエネルギーを抵抗などで消費するのではなく、主回路側へ回生することによって、電力変換装置の効率を上げることができる。また、この実施例１の回路構成によれば、各々のスイッチング素子に個別の回生コンバータを用意せずに、全スイッチング素子のスナバエネルギーを移行して一括回生することが可能となり、スナバ回路及びその付属回路の小型化／低コスト化が可能となる。また、このスナバ回路はスイッチング素子が直列接続された状態で機能するため、電力変換装置の大容量化が可能となる。

ここで、スナバコンデンサ６ａ、６ｂ、６ｃ及び６ｄの容量を、例えば５ｎＦ以下と小さく選定すると電圧上昇率を抑えることができず、スイッチング素子の損失は低減されない。逆に、1μF以上と大きく選定すると、そのエネルギーが回生用コンデンサ１２に流れるため、回生用コンデンサ１２の電位変動が大きくなってしまう。従って、スナバコンデンサ６ａ、６ｂ、６ｃ及び６ｄの容量は５ｎＦ乃至５００nＦ程度とし、それに対して十分大きい容量の回生用コンデンサ１２を接続するのが良い。これにより、スナバコンデンサ６ａ、６ｂ、６ｃ及び６ｄのエネルギーが回生用コンデンサ１２に移行しても、回生用コンデンサ１２の電位変動を主回路電圧に対して小さく抑えることができる。この結果、回生コンバータ内の損失も低減可能となる。

上述のとおり、本実施例によれば、アクティブゲート駆動回路によるサージ電圧抑制機能を持たせながら、同時に、スナバ回路によって電圧上昇率を抑え、これによって素子損失の増大も抑制させることができる。また、スナバエネルギーを回生することにより、電力変換器としての効率を上げ、大容量化を行うことが可能になる。

図３は本発明の実施例２に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、夫々フライホイールダイオード２ｅ、２ｆ、２ｇ及び２ｈを逆並列接続したスイッチング素子１ｅ、１ｆ、１ｇ及び１ｈを直列接続して成るスイッチングレグ並びに夫々フライホイールダイオード２ｉ、２ｊ、２ｋ及び２ｌを逆並列接続したスイッチング素子１ｉ、１ｊ、１ｋ及び１ｌを直列接続して成るスイッチングレグを直流電源３ａ及び直流電源３ｂの直列回路に並列に接続し、合計３相の出力が得られる主回路構成とした点、３相各々のスイッチングレグ用に設けられたスナバ回路１０ａ、１０ｂ及び１０ｃの正側出力を夫々回生用ダイオード１１ａ、１１ｃ及び１１eを介して回生コンデンサ１２の正側端子に並列接続し、負側出力を夫々回生用ダイオード１１ｂ、１１ｄ及び１１ｆを介して回生コンデンサ１２の負側端子に並列接続するように構成した点である。

スナバ回路１０ａ、１０ｂ及び１０ｃの内部構成は実施例１におけるスナバ回路１０と同一であるので図示を省略している。また各スイッチングレグの中点から接続される負荷の図示も省略している。

この実施例２によれば、３相に対して共通の回生コンデンサ及び回生コンバータを設け、３相分のスナバエネルギーを一括して直流電源に回生することが可能となる。尚、回生用コンデンサ１２の電圧変動を抑えるため、回生用コンデンサ１２の容量を適切に確保する必要がある。
このように、本実施例によれば、電力変換装置としての効率を上げ、大容量化を行うことが可能になる。

尚、図３の主回路構成においては直流電源９ａと直流電源９ｂの中点を接地する接地系の構成としているが、直流電源を１つとして非接地系の構成としても良い。また、図２においては３相の主回路構成の例を示したが、本実施例２は任意の相数の電力変換装置に適用可能である。

図４は本発明の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例３の各部について、図１の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例３が実施例１と異なる点は、スナバ回路１０aの正側出力にスイッチングレグ回生ダイオード２１ａを、スナバ回路１０aの負側出力にスイッチングレグ回生ダイオード２１ｂを接続し、これらのスイッチングレグ回生ダイオードの出力間に各相用のスイッチングレグ回生コンデンサ２０ａを接続し、この各相用のスイッチングレグ回生コンデンサ２０ａの出力を回生用ダイオード１１ａ、１１ｂを介して共通に設けられた回生用コンデンサ１２に接続するように構成した点である。尚、図４においては、３相構成のうち、スナバ回路１０ａが接続されるスイッチングレグ１相分だけを図示し、スナバ回路１０ａの内部構成も図示している。

本実施例の動作を以下に説明する。実施例２においては、例えば全く同一のタイミングで2つ以上の相のスイッチング素子がターンオンしたとき、回生用コンデンサ１２の電位が上昇し、各々の相のスナバ回路のエネルギーを完全には移行させることができない恐れがある。そこで、各相にスイッチングレグ回生コンデンサを接続することにより、一度、他の相との相関が無い状態でスイッチングレグ回生ダイオード２１ａ、２１ｂを介して回生コンデンサ２０ａにエネルギーを移し、さらに回生用ダイオード１１ａ、１１ｂを介して共通の回生用コンデンサ１２へエネルギーを移行させる。回生用コンバータ８によりエネルギー回生が行なわれると、共通の回生用コンデンサ１２の電位は下り、スイッチングレグ回生コンデンサ２０ａのエネルギーは回生用ダイオード１１ａ、１１ｂを介して回生用コンデンサ１２に移行する。図示しない他の相についても同様の動作が行なわれ、これにより各相のスナバエネルギーが均一に回生可能となる。

図５は本発明の実施例４に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例４の各部について、図１の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例４が実施例１と異なる点は、スナバ回路１０の正側の出力に直列リアクトル２３ａを、負側の出力に直列にリアクトル２３ｂを挿入する構成とした点である。

図１に示した実施例１あるいは図３に示した実施例２の構成において、スナバエネルギーが回生用コンデンサ１２に移行することによって回生用コンデンサ１２の電位は急激に変化する。この結果、回生用コンバータ８の入力電圧が急激に変動し回生用コンバータ８の動作に悪影響を与える恐れがある。そこで本実施例においては、スナバ回路からのエネルギーをリアクトル２３ａ、２３ｂと回生用ダイオード１１ａ、１１ｂを介して、回生用コンデンサ１２にエネルギーを蓄えるようにする。このようにリアクトル２３ａ、２３ｂを介してエネルギー回生を行なえば回生電流即ち回生エネルギーの変化率が抑えられ、回生コンデンサ１２の電位変動を抑制することが可能となる。

以上説明した実施例１乃至実施例４は、多直列アームを有するスイッチングレグ複数個で構成される主回路を備えた電力変換装置であれば何れの電力変換装置にも適用可能である。例えば、多レベルの電位を持つ直流電源を適用した３レベル以上の電力変換装置であっても良い。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図。 本発明に用いられるアクティブゲート回路の１例を示す回路構成図。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の回路構成図。 本発明の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図。 本発明の実施例４に係る電力変換装置の回路構成図。

符号の説明

１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆ、１ｇ、１ｈ、１ｉ、１ｊ、１ｋ、１ｌ スイッチング素子
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆ、２ｇ、２ｈ、２ｉ、２ｊ、２ｋ、２ｌ フライホイールダイオード
３ａ、３ｂ 直流電源
４ 負荷
５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ スナバダイオード
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ スナバコンデンサ
７ａ、７ｂ 移行用ダイオード
８ａ、８ｂ 移行用ダイオード
９ａ、９ｂ 移行用コンデンサ
１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ スナバ回路
１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆ 回生用ダイオード
１２ 回生用コンデンサ
１３ 回生用コンバータ
１４ 電圧増幅器
１５ ゲート抵抗
１６ａ、１６ｂ 分圧抵抗
１７ 電圧増幅器
１８ 制御電流源

２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄ、２０ｅ、２０ｆ、２０ｇ、２０ｈ、２０ｉ、２０ｊ、２０ｋ、２０ｌ アクティブゲート回路
２１ａ、２１ｂ スイッチングレグ回生ダイオード
２２a スイッチングレグ回生コンデンサ
２３ａ、２３ｂ リアクトル

Claims (5)

1. 複数の直流電位を有する直流電源と、
   この直流電源に並列に接続され、ノンラッチング型のスイッチング素子を多直列接続した変換アームを有する複数個のスイッチングレグと、
   前記スイッチング素子の各々の電圧上昇率を抑えるため、スナバダイオードを介して当該スイッチング素子の正負極間に接続されたスナバコンデンサと、
   前記スイッチング素子の正負極間の電圧に応じて当該スイッチング素子の制御電極に印加される電圧あるいは前記制御電極に流れる電流を制御する制御手段と、
   前記各々のスナバコンデンサに蓄えられたエネルギーを回生用コンデンサに移行させる移行手段と、
   前記回生コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記直流電源に回生する回生手段と
   から成る電力変換装置。
2. 前記移行手段は、
   前記スイッチングレグ毎に設けられた単位移行手段から成り、
   前記各々の単位移行手段の出力を夫々回生用ダイオードを介して共通に設けられた前記回生用コンデンサに移行させるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記単位移行手段は、
   前記スイッチングレグの正側の前記変換アームに属する各々の前記スナバコンデンサのエネルギーを夫々移行用ダイオードを介して前記直流電源の最大電位端子との間に設けられた正側移行用コンデンサに蓄え、当該正側移行用コンデンサのエネルギーを正側の前記回生ダイオードを介して前記回生用コンデンサに移行し、
   前記スイッチングレグの負側の前記変換アームに属する各々の前記スナバコンデンサのエネルギーを夫々移行用ダイオードを介して前記直流電源の最小電位端子との間に設けられた負側移行用コンデンサに蓄え、当該負側移行用コンデンサのエネルギーを負の前記回生ダイオードを介して前記回生用コンデンサに移行するようにしたことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記単位移行手段は、
   出力側に正側及び負側のスイッチングレグ回生ダイオードを介して接続されたスイッチングレグ回生コンデンサを有し、
   前記スイッチングレグ回生コンデンサの両端の端子をその出力としたことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記移行手段は、
   回生エネルギーの変化率を抑制するためのリアクトルを有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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